CN106374596A - 一种非隔离型三相三电平v2g充放电拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种非隔离型三相三电平V2G充放电拓扑结构，包括主电路模块和控制电路模块，其中：所述主电路模块，由三部分级联组成，分别是DC/DC部分、H桥平衡电路和DC/AC部分，车载动力电池经双向半桥变换器，连接至直流正负母线，直流正负母线间设置有H桥平衡电路和两个分压电容C₁和C₂，与双向半桥变换器的输出端相并联；直流母线连接二极管箝位型三电平PWM变换器，三相交流电源火线经三相LC滤波器接入各相桥臂的上下桥臂连接处；所述直流母线处H桥平衡电路，其H桥平衡电路由IGBT开关管T_b1反并联快恢复二极管，或具有体内寄生二极管的开关管T_b1与单向导通续流二极管D_b1串联，构成一侧桥臂，其中间连接平衡电感L_b1，平衡电感的另一端接入直流侧中点，两侧桥臂，共阴极、共阳极连接，即上端均接至直流正母线，下端均接至直流负母线。

Description

一种非隔离型三相三电平V2G充放电拓扑结构及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子应用技术领域，特别涉及一种非隔离型三相三电平V2G充放电拓扑结构及其控制方法。具体说是现代电力变换技术下，适合于分布式电源与交流电网实现能量交互，满足共模电压抑制和中点电位平衡协同控制需求的非隔离型V2G***拓扑结构和控制方法。

背景技术

面对日益严峻的能源危机，推动电动汽车产业的发展，实现车辆和电网的双向能量互动(Vehicle-to-Grid，V2G)已成为大势所趋。目前V2G技术的发展趋于集成化。比亚迪双向逆变式充放电技术革新了现有各类外置式充电设备，直接集成于电机控制器，类似将整个充电柜缩小放进车里，实现交流大功率充电，又能把电池里的直流电反向变成交流电实现放电。国内某公司最新开发的双向逆变式多功能电机控制器也实现了同样的功能。

V2G充放电***的集成化得益于非隔离型的级联结构。双向PWM变换器搭配以双向半桥变换器，省去了笨重的工频变压器或者复杂的高频变压器，简化***结构的同时，有效提高了逆变效率和功率密度。一方面，双向半桥拓扑简单实用，能量转换效率高，开关元件和二极管承受的电压、电流应力小。另一方面，级联结构可以有效利用前级升压电路对动力电池输出电压进行升压，平抑动力电池输出电压的波动，保证后级逆变器交流并网对直流母线电压的需求。但非隔离型V2G拓扑结构由于车载动力电池和电网缺少直接的电气隔离，形成的共模电流会增加进网电流谐波，甚至带来安全隐患，还会影响设备的正常使用，加速设备老化。某公司在其开发的集成化充放电设备中，已率先使用交流快充技术，三相充放最大功率可达40kW，远大于传统车载充电机的3kW功率水平。这一成果虽然会对现有行业标准和规范带来一定冲击，但因其揭示了行业未来的发展趋势，有其自身的合理性和先进性。因此，考虑V2G技术高压大功率的工程应用前景，抑制共模电流对于非隔离型V2G***的发展和安全使用愈发显得至关重要。

共模电流抑制是非隔离V2G集成***实际应用需要解决的技术关键。从现有文献看，所提出的共模电流抑制途径大体可分为：增大共模回路阻抗和改进调制策略两大类。其中，增大共模回路阻抗又可分为增加共模电压滤波器、改变共模回路拓扑、电路参数匹配等多种方式,借此来实现共模电流分流。或者改变共模回路阻抗,其中，途径一会不同程度增加***的器件数量和开关损耗，但性能可靠，可简化控制策略；途径二通过改变调制方式来减小***的共模电压,从而减小光伏寄生电容上的电压波动,达到抑制电流的目的，契合非隔离结构对高功率密度和结构简单的追求。

中点电位平衡是三电平电路的固有问题，作为整个***的电压参考点，中点电位的偏移去一会引起***输出的共模电压发生波动，进一步加剧共模电压的危害。解决问题的思路多是从不同的角度改变正负小矢量的作用时间来控制中点电位平衡。另一方面，正负小矢量同时参与参考矢量的合成，又会导致***输出共模电压有较大的幅值，因此目前很难找到一种能够兼顾中点电位平衡控制和共模电压抑制的方法。

发明内容

本发明的目的是提出一种非隔离型三相三电平V2G***的拓扑结构及其配套的控制方法，以满足高压大功率趋势下,非隔离V2G集成***对共模电压抑制和中点电位平衡的技术需求。

本发明的目的通过以下技术方案实现。

一种非隔离型三相三电平V2G充放电拓扑结构，包括主电路模块和控制电路模块，其中：

所述主电路模块，由三部分级联组成，分别是DC/DC部分(采用双向半桥变换器)、H桥平衡电路和DC/AC部分(采用二极管箝位型三电平PWM变换器)。车载动力电池(组)经双向半桥变换器，连接至直流正负母线，直流正负母线间设置有H桥平衡电路和两个分压电容C₁和C₂，与双向半桥变换器的输出端相并联，同时，直流母线连接二极管箝位型三电平PWM变换器，三相交流电源火线经三相LC滤波器接入各相桥臂的上下桥臂连接处；所述直流母线处H桥平衡电路，其H桥平衡电路由IGBT开关管T_b1反并联快恢复二极管(或具有体内寄生二极管的开关管T_b1)与单向导通续流二极管D_b1串联，构成一侧桥臂，其中间连接平衡电感L_b1，平衡电感的另一端接入直流侧中点，两侧桥臂，共阴极、共阳极连接，即上端均接至直流正母线，下端均接至直流负母线，其作用在于，可以根据中点电位的偏移方向，选择平衡电路的工作模式。通过调整电容C₁和C₂所带的电荷量，从而控制中点电位的偏移；

所述控制电路模块，包括扇区判断模块，基本矢量选择模块，输出次序优化模块和SVPWM生成模块。

进一步，所述H桥平衡电路的工作模态1：直流侧采集分压电容C₁和C₂的输出电压信号U_dc1和U_dc2，当电路中U_dc1<U_dc2时，中点电位偏高，控制H桥平衡电路工作在降压斩波模态，开关管T_b1工作，T_b2断开，开关管T_b1导通,电流从直流母线出来，依次流过分压电容C₁，平衡电感L_b1，开关管T_b1，经***前级电路DC/DC部分反并联二极管回到直流侧，使电感L_b1储能，当开关管T_b1关断时，电流经过平衡电感L_b1，二极管D_b1和分压电容C₁形成回路，存储在电感L_b1上的电能回送至直流母线，使中点电位降低，直至和C₂两端的电压在一定的范围内达到平衡；所述H桥平衡电路的工作模态2：当电路中U_dc1>U_dc2时，中点电位偏低，控制H桥平衡电路工作在升压斩波模态，开关管T_b2工作，T_b1断开，开关管T_b2导通,电流从直流母线流出，依次流过开关管T_b2，平衡电感L_b2，分压电容C₂，经***前级电路DC/DC部分反并联二极管回到直流侧，给电容C₂充电，并且使电感L_b2储能，当开关管T_b2关断的时候，电流经过平衡电感L_b2，分压电容C₂和二极管D_b2形成回路，存储在电感L_b2上的电能转移到C₂上，使中点电位升高，直至和C₁两端的电压在一定的范围内达到平衡。

上述非隔离型三相三电平V2G充放电拓扑结构的控制方法，具有共模电压抑制功能，网侧电压电流采样模块提取三相电网电动势信号e_a,e_b,e_c和三相网侧电流信号i_a,i_b,i_c，经电压电流双闭环(电压外环和电流内环)模块，生成参考电压矢量，送入控制电路模块，具体步骤如下：

⑴确定参考矢量所处大扇区和小扇区，在选择基本矢量时，剔除输出共模电压幅值较大(≥U_dc/3)的基本矢量，选择参考矢量所在小扇区内距离参考矢量最近且输出共模电压幅值≤U_dc/6的三个基本矢量状态合成参考矢量；

⑵确定三个基本矢量状态的输出次序，SVM采用五段式发波方式，每次以正小矢量作为起始矢量。以第一扇区为例，1和2小扇区基本矢量的输出次序为：

POO→OOO→OON→OOO→POO。3和4小扇区基本矢量的输出次序为：

POO→PON→OON→PON→POO；5小扇区基本矢量的输出次序为：

POO→PON→PNN→PON→POO；每相开关状态不会出现由P到N的跳变，每个开关周期内，有一相开关不动作，总的开关切换次数为4次；

⑶为保证参考矢量在更换扇区时(比如由5小扇区过渡到6小扇区)，至多有一相开关动作，6小扇区仍以正小矢量作为起始矢量，同时采用不对称矢量合成方法，PON→OON→PON→PPN→PON，总的开关切换次数同样为4次；

⑷其他扇区矢量输出次序依法类推。

本发明的有益效果是：提出一种非隔离型三相三电平V2G集成***的新型拓扑结构及其配套的控制方法，实现了非隔离V2G集成***共模电压抑制和中点电位平衡的协同控制，填补了这一领域的空白。提出五段式去冗余SVM控制策略，提出输出共模电压幅值较大的冗余小矢量，从根本上保证了***共模电压的抑制效果，同时对基本矢量输出次序进行了优化，保证了参考矢量在更换扇区时，至多有一相开关动作，从而抑制高幅值的共模电压尖峰脉冲。同时，优化后开关切换次数尽可能小，减少了开关损耗；为配合上述控制方法，同时实现中点电位平衡的协同控制，设计了V2G***的新型拓扑结构：即在直流母线处引入H桥平衡电路(或与之等效的单桥臂平衡电路)，并给出了***拓扑的具体结构及参数的详细设计方法。新型拓扑结构可以有效保证中点电位的平衡，具有较强的可靠性和鲁棒性，为共模电压的抑制提供了强有力的保障和支撑。从而实现了共模电压抑制和中点电位平衡的协同控制，改善了***的电磁兼容性，同时保证了V2G***的能量双向流动特性和单位功率因数、低谐波运行。

附图说明

图1为本发明非隔离型三相三电平V2G***拓扑结构图。

图2为非隔离V2G***共模等效模型示意图。

图3为直流侧共模等效模型示意图。

图4为交流侧共模简化模型示意图。

图5为基于双闭环控制的SVPWM调制图。

图6为三电平空间电压矢量图。

图7为空间状态矢量图。

图8为去冗余后所选用的基本矢量图。

图9为H桥平衡电路拓扑图。

图10为H桥平衡电路拓扑应用于非隔离V2G***图。

图11为单桥臂平衡电路拓扑图。

图12为单桥臂平衡电路拓扑应用于非隔离V2G***图。

图13为H桥电路工作时流过平衡电感的电流图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明进一步详细说明。

图1所示为本申请非隔离型三相三电平V2G***拓扑结构图。所述拓扑结构适用于高频集成化V2G***，从左至右依次是车载动力电池组、DC/DC部分、直流侧稳压电容、DC/AC部分、LC滤波器、电网，拓扑结构主体由DC/DC部分和DC/AC部分两级结构组成，所述DC/DC部分选用双向半桥变换器，DC/AC部分选用二极管箝位型三电平PWM变换器，如此配置的拓扑结构，可以实现能量的双向流动，即能量可以由电网侧流向车载电池侧，电网为电动汽车充电；也可以由车载电池侧流向电网侧，电动汽车向电网反向放电。

解决思路：共模电压的存在必然激励共模电流，共模电流的性质由共模电压和回路阻抗共同决定。在非隔离型V2G级联电路中，开关器件的高频变化是共模效应产生的根本原因，建立共模等效电路是分析共模问题的关键。图2、图3和图4对***的共模等效电路进行分析，研究和分析V2G***内各点共模电压的性质。

在共模等效电路中，直流侧电容C₁和C₂的存在，实现了直流侧和交流侧的自然解耦，因此，寄生电容C_pv两端的电压，即***的共模电压实际为直流侧和交流侧两部分贡献的叠加，对于交流侧：根据基尔霍夫定律有：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{AQ}={\mathrm{Ri}}_a+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{dt}+U_{cm1}\\ U_{BQ}={\mathrm{Ri}}_b+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{dt}+U_{cm1}\\ U_{CQ}={\mathrm{Ri}}_c+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{dt}+U_{cm1}\end{array}\right.---\left(1\right)$

将式中三个方程加和，得到：

$U_{cm1}=\frac{U_{AQ}+U_{BQ}+U_{CQ}}{3}---\left(2\right)$

对于直流侧：

$U_{cm2}=\frac{C_{smp}}{C_{smp}+C_{pv}}{U}_{NQ}---\left(3\right)$

公式中有关符号的说明：公共参考点取直流负母线(记为Q)，变流器输出端A、B、C、N对参考点Q的电压分别记为u_AQ、u_BQ、u_CQ和u_NQ；L包含PWM变流器输出滤波电感及线路阻抗，R为线路电阻；U_cm1代表交流侧共模电压；C_smp代表开关器件输出端对车体(包括对地)的寄生电容。

***总的共模电压等于交流侧和直流侧的贡献之和，U_cm＝U_cm1+U_cm2。电机驱动***所需要的功率较大，需要较多功率单体进行串并联。较大的单体表面积导致寄生电容C_in值较大，一般在nF级；而开关器件和散热片之间的硅脂，其介电常数大于真空，开关器件的面积较小，因此C_smp的容值较小，一般在pF级。综上U_cm2不超过±1V，即直流侧的贡献可以忽略。

共模电压的幅值和频率由直流母线电压和调制策略决定。本发明从SVM调制策略入手，基于非隔离型V2G***拓扑，探讨满足共模电压抑制要求的控制策略。

控制策略的具体实施方式：

控制策略的逻辑关系如图5所示。详细说明如下：设三相电网电动势为e_a,e_b,e_c，经三相线性电感L接入各相桥臂的上下臂连接处，三相网侧电流分别为i_a,i_b,i_c，AC/DC部分采用电压外环和电流内环的双闭环控制结构，经双闭环得到参考电压矢量信号，送入SVPWM控制模块，生成十二路控制脉冲，送给AC/DC部分十二个开关管，本发明的控制策略即是针对SVPWM控制模块提出的(见图5中的SVPWM信号生成模块)。

从图6可以看出，用P、O和N构成的有序字母组合表示27组开关状态，有序字母组合中的三个字母分别表示a、b、c三相的输出电平。例如：PNN中的P表示a相输出的电平，第一个N表示b相输出的电平，第二个N表示c相输出的电平。三电平逆变器27组开关状态实际对应的只有19个电压矢量,这些矢量就称为三电平逆变器的基本电压矢量。这19个基本电压矢量在空间上组成了一个平面正六边形，正六边形包含了36个小三角形，每个小三角形的顶点代表一个矢量，其中有些矢量代表了多个开关状态。图中的19个基本电压矢量分别用V₀～V₁₈表示，按照其模长的大小可将19个基本电压矢量分为四类，依次为：大矢量、中矢量、小矢量和零矢量。大矢量的模长最长，位于正六边形的六个顶点，图6中的V₁₃～V₁₈，共有6个；中矢量的模长次之，位于大三角形的角平分线上,图6中的V₇～V₁₂，共有6个；小矢量的模长为大矢量模长的一半，位于内部六边形的顶点，图6中的V₁～V₆，共有6个，每个小矢量对应两组开关状态，称为正小矢量和负小矢量；零矢量的模长为零，位于原点，图6中的V₀，对应着三组开关状态。六个大矢量将正六边形分为六个扇区，正六边形的每60度区域称为一个扇区，0～60度称为第一扇区，其他扇区依此类推。

将每个大扇区进一步划分为6个小区域，小区域编号方式如图7所示。矢量空间中，各基本矢量及其对应的共模电压见表1。传统三电平SVM算法，在选取基本矢量时，涵盖了所有的19个矢量，由表1不难发现，导致***实际输出的共模电压幅值高达U_dc/3。

表1基本矢量状态和对应的共模电压

通过判断参考矢量所处的大扇区和小区域，本发明中选择输出共模电压幅值≤U_dc/6的矢量状态合成参考矢量。也即选择基本矢量时，舍弃表1中后面四行对应的基本矢量。图8以第一扇区为例，展示了舍弃共模电压幅值等于U_dc/3的冗余小矢量后所选用的基本矢量。传统七段式发波方式依赖于冗余小矢量的成对出现，因此，七段式不适用于剔除冗余小矢量后的矢量控制方法。本发明中SVM采用五段式发波方式，形成了五段式去冗余SVM算法。

这样一来，非隔离V2G***产生的共模电压幅值最大值(U_dc/6)比传统三电平SVM算法(U_dc/3)减少了一半，有效抑制共模电压大幅值、高频率的脉动。在合成V_ref的矢量选择上，本发明算法与传统抑制共模电压SVM算法相同，所不同的是，本文进一步优化了开关状态转换顺序。

相比于传统抑制共模电压SVM算法，五段式去冗余SVM算法每次以正小矢量作为起始矢量。保证了参考矢量在更换扇区时，至多有一相开关动作(在1-5小扇区可以实现“无缝切换”，即三相开关均不需动作)，从而抑制高幅值的共模电压尖峰脉冲。同时，开关状态切换在相邻矢量状态之间进行，每次只有一相开关动作，有效避免了表4中传统抑制共模电压SVM算法由-U_dc/6到U_dc/6的跳变；优化后开关切换次数尽可能小，以减少开关损耗，如表4所示，在5小扇区，将开关次数由6次减小为4次。

值得一提的是，遵循上述优化原则，为了获得较好的效果，6小扇区采用不对称矢量合成方法，相对于表2算法，将开关次数由6次减小为4次。同时，以中矢量PON开头，而不是负小矢量OON，有效防止了参考矢量扇区转变时的矢量突变，具体开关状态转换顺序见表3所示。

表2传统抑制共模电压SVM开关状态转换表(I扇区)

表3五段去冗余调制开关状态转换顺序表(I扇区)

以第一扇区5小区域为例，分析传统抑制共模电压SVM调制和五段式去冗余调制下的共模电压变化和开关切换次数，具体结果见表4:

表4和传统抑制共模电压SVM算法的比较

结合上述分析来看，五段式去冗余算法较好的将输出共模电压幅值的最大值限制在U_dc/6，可以有效减少共模电压带来的负面效应。

新型拓扑下工作过程分析：

中点电位平衡是三电平PWM变频器的一个重要研究问题。开关器件特性不一致、控制算法及负载等因素都会引起中点电位不平衡，导致逆变器输出电压波形畸变、开关器件承受电压不均衡，还可能导致三电平退化为两电平等问题。而共模电压为负载中性点对直流母线的中点电压，因此中点电位不平衡会对共模电压产生影响，加剧共模电压的危害。

如图1(***拓扑结构图)所示，假设中点电位发生偏移ΔU，直流侧电容C1的电压为U_dc/2+ΔU，直流侧电容C2的电压为U_dc/2。逆变器输出每一相在任一时刻对中点O的电压变为U_dc/2+ΔU，0或-U_dc/2。中点电位偏移后三电平非隔离V2G***产生的共模电压见表5。

表5中点电位偏移后三电平V2G***产生的共模电压

可见三相三电平V2G***中，中点电位不平衡会切切实实对共模电压产生影响，限制了共模电流抑制效果。为配合上述控制策略，同时实现***共模电压抑制和中点电位平衡的协同控制，本发明提出一种非隔离型三相三电平V2G集成***的新型拓扑结构。电路拓扑结构如图10所示，在直流母线处引入H桥中点电位平衡电路，因形似大写字母‘H’，故称为H桥平衡电路。本拓扑结构中T_b1和T_b2为IGBT开关管，D_b1和D_b2为续流二极管，L_b1和L_b2为平衡电感，C₁和C₂为直流侧分压电容。H桥平衡电路由IGBT开关管T_b1反并联快恢复二极管(或具有体内寄生二极管的开关管T_b1)与单向导通续流二极管D_b1串联，构成一侧桥臂，其中间连接平衡电感L_b1，平衡电感的另一端接入直流侧中点，两侧桥臂，共阴极、共阳极连接，即上端均接至直流正母线，下端均接至直流负母线。

***调制策略采用上述的五段式去冗余SVM算法，在此基础上，当电路达稳态时，直流母线电压V_dc恒定，可以根据中点电位的偏移方向，选择平衡电路的工作模式。通过调整电容C₁和C₂所带的电荷量，从而控制中点电位的偏移。

直流侧采集分压电容C₁和C₂的输出电压信号U_dc1和U_dc2，当电路中U_dc1<U_dc2时，中点电位偏高，控制H桥平衡电路工作在降压斩波模式。因此，开关管T_b1工作，T_b2断开，开关管T_b1导通,电流从直流母线出来，依次流过分压电容C₁，平衡电感L_b1，开关管T_b1，经***前级电路DC/DC部分反并联二极管回到直流侧，使电感L_b1储能，电流环路由图10中不带箭头虚线标出；当开关管T_b1关断的时候，电流经过平衡电感L_b1，二极管D_b1和分压电容C₁形成回路，存储在电感L_b1上的电能回送至直流母线，使中点电位降低，直至和C₂两端的电压在一定的范围内达到平衡，电流环路如图10中带箭头虚线所示。

反之，当电路中U_dc1>U_dc2时，中点电位偏低，控制H桥平衡电路工作在升压斩波模式。因此，开关管T_b2工作，T_b1断开，工作的器件由H桥虚线以外部分组成,开关管T_b2导通,电流从直流母线流出，依次流过开关管T_b2，平衡电感L_b2，分压电容C₂，经***前级电路DC/DC部分反并联二极管回到直流侧，给电容C₂充电，并且使电感L_b2储能，当开关管T_b2关断的时候，电流经过平衡电感L_b2，分压电容C₂和二极管D_b2形成回路，存储在电感L_b2上的电能转移到C₂上，使中点电位升高，直至和C₁两端的电压在一定的范围内达到平衡。

平衡电感的设计

设在平衡电路的一个控制周期中，中点流出电荷Q_PQ由流过平衡电感的平均续流电流i_pq决定，开关管的开关周期为T，其中导通和关断时间分别为T_on和T_off，则有：

$Q_{PQ}={\&Integral;}_0^T{i}_{pq}dt=i_{pq}\&CenterDot;T---\left(4\right)$

直流母线电容为C_l＝C₁+C₂，此时流入中点的电荷为:

$Q_{PQ0}=\frac{C_l\&CenterDot;(U_{C1}-U_{C2})}{2}---\left(5\right)$

控制中点电位平衡，令每个周期内流入流出中点的电荷相等。即|Q_PQ|＝|Q_PQ0|，可得i_pq的表达式为：

$i_{pq}=\frac{C_l\&CenterDot;(U_{C1}-U_{C2})}{2\&CenterDot;T}---\left(6\right)$

假设开关管工作在理想状况下，不考虑管压降。当工作在图10所示的降压斩波模式时，开关管T_b1导通，电感L_b1两端电压可以表示为：

$U_{L_{b1}}=U_{C2}=L_{b1}{\mathrm{\&Delta;I}}_{L_{b1}\max }/T_{on}---\left(7\right)$

在式(7)中，为当开关管T_b1导通时流过电感L_b1的最大电流。

同理，当T_b1关断时，电容C₁两端的电压可以表示为：

$U_{C1}=L_{b1}{\mathrm{\&Delta;I}}_{L_{b1}\max }^{\&prime;}/T_{off}---\left(8\right)$

式(8)中，为当开关管T_b1关断时流过电感L_b1的最大电流。

由于理想状态下，电感中的电流不能突变，可以假设设置H桥平衡电路的占空比为k,由上式可知，若k＝50％，则平衡电感的充电和放电为对称过程。假设电感电流成线性变化，则有开关管导通时流过平衡电感的最大电流由此得到平衡电感的精确计算公式为：

$\begin{array}{c}{L}_{b1}=U_{C2}\&CenterDot;T_{on}\&CenterDot;T/C_l\&CenterDot;(U_{C1}-U_{C2})\\ =k\&CenterDot;U_{C2}\&CenterDot;T^2/C_l\&CenterDot;(U_{C1}-U_{C2})\end{array}---\left(9\right)$

当平衡电路工作在升压斩波模式时，依然按照上述方法进行推导计算。为了简单起见可以将电感L_b1和L_b2设计成同样参数。此时，H桥平衡电路可简化等效为单桥臂带平衡电感结构，称为单桥平衡电路，具体拓扑结构如图12：

在单桥臂平衡电路中，与图10对应的工作过程如图12所示，具体流程不再赘述。单桥臂带平衡电感的拓扑结构只需要一个平衡电感和两只反并联快恢复二极管的开关管，相比于H桥平衡电路，节省了器件数量和硬件投资，但平衡电感在控制周期内始终有电流流过，即始终处于工作状态，对平衡电感的设计和选取提出了更高的要求。

具体硬件实现时，为避免平衡电路过于频繁的启停，可采用滞环比较的控制策略，即采集直流侧分压电容C₁和C₂的输出电压信号U_dc1和U_dc2，并计算中点电位的偏差|U_C1-U_C2|，通过设定一个电压误差滞环ΔU_set，如果中点电位的实际偏差|U_C1-U_C2|>ΔU_set时，启动平衡电路，从而将中点电位偏移控制在一定范围内。

当V2G***工作时，本发明中H桥平衡电路的开关频率取为2.0KHz，占空比取k＝50％，根据实际需要可灵活调整H桥平衡电路的开关频率。图13为H桥平衡电路工作在降压斩波模式时流过平衡电感L_b1的电流，从图中可以看出，其工作过程与理论分析一致。

以上对本发明进行了详细说明，显然，只要实质上没有脱离本发明的发明点及效果、对本领域的技术人员来说是显而易见的变形，也均包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种非隔离型三相三电平V2G充放电拓扑结构，其特征在于，所述拓扑结构包括主电路模块和控制电路模块，其中：

所述主电路模块，由三部分级联组成，分别是DC/DC部分、H桥平衡电路和DC/AC部分，车载动力电池经双向半桥变换器，连接至直流正负母线，直流正负母线间设置有H桥平衡电路和两个分压电容C₁和C₂，与双向半桥变换器的输出端相并联；直流母线连接二极管箝位型三电平PWM变换器，三相交流电源火线经三相LC滤波器接入各相桥臂的上下桥臂连接处；所述直流母线处H桥平衡电路，其H桥平衡电路由IGBT开关管T_b1反并联快恢复二极管，或具有体内寄生二极管的开关管T_b1与单向导通续流二极管D_b1串联，构成一侧桥臂，其中间连接平衡电感L_b1，平衡电感的另一端接入直流侧中点，两侧桥臂，共阴极、共阳极连接，即上端均接至直流正母线，下端均接至直流负母线，通过调整电容C₁和C₂所带的电荷量，从而控制中点电位的偏移；

所述控制电路模块，包括扇区判断模块，基本矢量选择模块，输出次序优化模块和SVPWM生成模块。

2.根据权利要求1所述非隔离型三相三电平V2G充放电拓扑结构，其特征在于，所述H桥平衡电路的工作模态1：直流侧采集分压电容C₁和C₂的输出电压信号U_dc1和U_dc2，当电路中U_dc1<U_dc2时，中点电位偏高，控制H桥平衡电路工作在降压斩波模态，开关管T_b1工作，T_b2断开，开关管T_b1导通,电流从直流母线出来，依次流过分压电容C₁，平衡电感L_b1，开关管T_b1，经***前级电路DC/DC部分反并联二极管回到直流侧，使电感L_b1储能，当开关管T_b1关断时，电流经过平衡电感L_b1，二极管D_b1和分压电容C₁形成回路，存储在电感L_b1上的电能回送至直流母线，使中点电位降低，直至和C₂两端的电压在一定的范围内达到平衡；所述H桥平衡电路的工作模态2：当电路中U_dc1>U_dc2时，中点电位偏低，控制H桥平衡电路工作在升压斩波模态，开关管T_b2工作，T_b1断开，开关管T_b2导通,电流从直流母线流出，依次流过开关管T_b2，平衡电感L_b2，分压电容C₂，经***前级电路DC/DC部分反并联二极管回到直流侧，给电容C₂充电，并且使电感L_b2储能，当开关管T_b2关断的时候，电流经过平衡电感L_b2，分压电容C₂和二极管D_b2形成回路，存储在电感L_b2上的电能转移到C₂上，使中点电位升高，直至和C₁两端的电压在一定的范围内达到平衡。

3.权利要求1所述非隔离型三相三电平V2G充放电拓扑结构的控制方法，其特征在于：网侧电压电流采样模块提取三相电网电动势信号e_a,e_b,e_c和三相网侧电流信号i_a,i_b,i_c，经电压电流双闭环模块，生成参考电压矢量，送入控制电路模块，具体步骤如下：

⑴确定参考矢量所处大扇区和小扇区，在选择基本矢量时，剔除输出共模电压幅值较大的基本矢量，选择参考矢量所在小扇区内距离参考矢量最近且输出共模电压幅值≤U_dc/6的三个基本矢量状态合成参考矢量；

⑵确定三个基本矢量状态的输出次序，SVM采用五段式发波方式，每次以正小矢量作为起始矢量，5小扇区基本矢量的输出次序为：

POO→PON→PNN→PON→POO；每相开关状态不会出现由P到N的跳变，每个开关周期内，有一相开关不动作，总的开关切换次数为4次；

⑶为保证参考矢量在更换扇区时，至多有一相开关动作，6小扇区仍以正小矢量作为起始矢量，同时采用不对称矢量合成方法，

PON→OON→PON→PPN→PON，总的开关切换次数同样为4次；

⑷其他扇区矢量输出次序依法类推。