CN115296553A - 一种电动飞机电推进***三电平逆变器控制***及方法 - Google Patents

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Abstract

本属于航空电动飞机电推进***电动机用逆变器拓扑设计及其控制技术领域，尤其涉及一种电动飞机电推进***三电平逆变器控制***及方法，步骤一：采集受控永磁同步电机A、B相电流，并经PARK变换、转速环‑电流环PI控制、PARK逆变换、CLARK逆变换计算三相电压；步骤二：根据三相电压判断目标矢量Vref在三电平扇区内所在位置；步骤三：将目标矢量Vref由三电平扇区表示变换为由两电平扇区表示；并输出两电平基准下的目标矢量Vref’，步骤四：根据两电平基准下的目标矢量Vref’计算开关管通断时间；步骤五：从三电平逆变器采集中点电压，并根据中点电压大小调整开关管的通断时间；步骤六：根据调整后的开关管通断时间生成12路PWM波输出至三电平逆变器。

Description

一种电动飞机电推进***三电平逆变器控制***及方法
技术领域
本发明属于航空电动飞机电推进***电动机用逆变器拓扑设计及其控制技术领域，尤其涉及一种电动飞机电推进***三电平逆变器控制***及方法。
背景技术
近年来，为了缓解和解决飞机对环境的影响以及对石油资源的依赖，新能源电动飞机获得了长远的发展，电动飞机是指以电机带动螺旋桨、涵道风扇或其他装置产生前进动力的飞机，其性能和用途主要取决于电推进***，电推进***由为电动飞机提供推力的电机及相关装置构成，是电动飞机的核心。目前安装在电动飞机上的电动机主要为有刷和无刷永磁直流电动机。随着对电动飞机续航和效率的要求越来越高，目前广泛应用于军用和民用飞机的270V直流母线电压体制已经无法满足储能以及控制需求，540V甚至更高体制的直流母线电压获得了更多的关注。
现有的航空电动飞机电推***多以两电平逆变器作为功率转换的核心控制单元，如表1所示，两电平逆变器每相桥臂只有两种电平状态，其结构简单可靠，控制容易实现，但伴随着航空电动飞机电推进***直流母线电压的提升，用电容量的日益增长，两电平逆变器不能满足飞机高开关频率、高额定电压、低谐波输出、低电磁干扰，同时保证高效率、低发热的要求。因此，为了适应未来电动飞机电推***的需求，需要对逆变器的结构以及控制方法进行改进。在结构方面，需要采用三电平逆变器拓扑，并优化控制结构的布局，提高***的功重比。在控制方面，目前三电平逆变器存在两方面的问题，一是三电平逆变器存在中点电压不平衡问题，不平衡电压过高会对航空电推进***的安全性造成威胁，这是飞机这种高安全性，高可靠性设备所不能允许的。另一方面，目前的三电平逆变器中点电压平衡策略往往计算过程繁杂，复杂的运算不仅造成数字化软件编写逻辑复杂，芯片资源占用严重，还会对控制器运行稳定性带来负面影响。本专利给出了适用于电动飞机电推进***的三电平拓扑结构，并给出了配套的一种方便数字化编程实现，简单可靠的新型三电平中点电压平衡控制方法。
表1两电平逆变器单相桥臂电平状态表
Figure BDA0003755669790000021
发明内容
本明的目的：提出一种电动飞机电推进***三电平逆变器控制***及方法。
一种电动飞机电推进***三电平逆变器控制***，包括：依次相连的受控永磁同步电机、PARK变换模块、转速环-电流环PI控制模块、PARK逆变换模块、CLARK逆变换模块、扇区判断变换模块、开关时间计算模块、中点电压抑制模块、PWM波生成模块、三电平逆变器；
所述PARK变换模块采集受控永磁同步电机A、B相电流，经转速环-电流环PI控制模块、PARK逆变换模块、CLARK逆变换模块后输出三相电压；
所述扇区判别变换模块根据输入的三相电压判断目标矢量Vref在三电平扇区内所在位置，并将目标矢量Vref由三电平扇区表示变换为由两电平扇区表示；并输出两电平基准下的目标矢量Vref’；
开关时间计算模块根据目标矢量Vref’计算开关管的通断时间；
中点电压抑制模块根据从三电平逆变器采集到的中点电压大小调整开关管的通断时间；
PWM波生成模块根据调整后的开关管通断时间生成12路PWM波控制三电平逆变器生成目标三相电压从而控制受控永磁同步电机运转。
一种电动飞机电推进***三电平逆变器控制方法，所述方法用于控制所述的***，所述方法包括以下步骤：
步骤一：采集受控永磁同步电机A、B相电流，并经PARK变换、转速环-电流环PI控制、PARK逆变换、CLARK逆变换计算三相电压Va、Vb、Vc；
步骤二：根据三相电压判断目标矢量Vref在三电平扇区内所在位置；
步骤三：将目标矢量Vref由三电平扇区表示变换为由两电平扇区表示；并输出两电平基准下的目标矢量Vref’；
步骤四：根据两电平基准下的目标矢量Vref’计算开关管通断时间；
步骤五：从三电平逆变器采集中点电压，并根据中点电压大小调整开关管的通断时间；
步骤六：根据调整后的开关管通断时间生成12路PWM波输出至三电平逆变器。
进一步，所述步骤二中，三电平扇区为将正六边形每条边的中点分别与正六边形中心连线将正六边形划分为六个扇区，分别定义为主扇区1～主扇区6；通过下表根据三相电压Va、Vb、Vc判断目标矢量Vref在三电平扇区内所在位置：
V<sub>a</sub> V<sub>b</sub> V<sub>c</sub> 主扇区
>0 <0 <0 1
>0 >0 <0 2
<0 >0 <0 3
<0 >0 >0 4
<0 <0 >0 5
>0 <0 >0 6
。
进一步，所述步骤三中，通过以下过程将目标矢量Vref由三电平扇区表示变换为由类两电平扇区表示：
步骤31：将目标矢量Vref所在主扇区扩展为六边形类两电平矢量图；六边形类两电平矢量图的边长为三电平扇区边长的一半，以六边形类两电平矢量图中心为零矢量V0，定义以V0为矢量起点，分别以六边形类两电平矢量六个顶点为重点的六个矢量分别为V1～V6；六边形类两电平矢量图逆时针分为1～6个区域，定义为子扇区1～6，三电平逆变器矢量图总共有6个主扇区，一共有36个子扇区；
步骤32：将目标矢量Vref起点转换到六边形类两电平矢量图中心，化为Vref’；
Vref’＝Vref-Vmap；
Vmap为匹配矢量，匹配矢量根据下表确定：
Figure BDA0003755669790000041
其中，Vdc为三电平逆变器输入直流母线电压，α和β数值代表的是匹配矢量Vmap在CLARK坐标系下α轴和β轴上的投影；P，O，N表示三电平逆变器A,B,C三相桥臂的状态，如下表所示：
Figure BDA0003755669790000042
进一步，所述步骤四中，根据Vref’计算开关管通断时间计算过程如下：
步骤41：在主扇区1中，三电平逆变器A相不存在桥臂状态N，B,C相桥臂不存在桥臂状态P；定义A相P状态为1，O状态为0，B，C相O状态为1，N状态为0，六边形类两电平矢量中的V1～V6表示为100→110→010→011→001→101，零矢量V0可以表示为111或000；其余5个主扇区ABC三相定义如下表所示：
Figure BDA0003755669790000043
Figure BDA0003755669790000051
步骤42：Vref’由两个相邻矢量和零矢量表示为7段式SVPWM形式，与传统两电平7段式SVPWM相同，得到两个相邻矢量和零矢量的作用时间，三个矢量有各自的作用时间，根据不同主扇区相邻矢量和零矢量的定义，每段作用时间对应每相桥臂开关状态PON的作用时间，根据PON的定义，最终得到每相桥臂每个开关管对应的开通关断时间，汇总得到36个子扇区总共有6个基础开关通断时间如下表所示：
基础开关通断时间 基础开关通断时间序列
T<sub>S</sub>-T<sub>0</sub>/2 1
T<sub>a</sub>+T<sub>0</sub>/2 2
T<sub>0</sub>/2 3
T<sub>b</sub>+T<sub>0</sub>/2 4
0 5
T<sub>S</sub> 6
所用三电平逆变器中所有开关管的通断时间为基础开关通断时间之一，表中给出的基础开关通断时间的数值指PWM波高电平持续时间；
步骤43：计算Ta和Tb，计算过程如下：
当3*(Va+Vb)/Vdc>Ts时
Ta＝3*Va*Ts/Vdc
Tb＝3*Vb*Ts/Vdc
当3*(Va+Vb)/Vdc<Ts时
Ta＝3*Va*Ts/(Va+Vb)
Tb＝3*Vb*Ts/(Va+Vb)
T0＝Ts-Ta-Tb；
其中，Ts为开关管周期，Va，Vb为Vref’在CLARK坐标系下α轴和β轴上的投影；
步骤44：根据Ta和Tb的值，可以得到Vref’在36个子扇区的12个开关管的开关通断时间如下表，每相第三个开关管通断时间与第一个互补，每相第四个开关管通断时间与第二个互补，时间和为Ts:
Figure BDA0003755669790000061
其中，开关通断时间下的数字序号与步骤42中给出的基础开关通断时间序列一一对应，即基础开关通断时间为该开关管的通断时间。
进一步，所述步骤五中，若中点电压为正，则增加正小矢量的作用时间；
若中点电压为负，则增加负小矢量的作用时间；
若中点电压为零，则不作任何改变；
在三电平逆变器中，输出正小矢量与负小矢量对应具体值如下表所示，在逆变器运行过程中，其空间矢量电压等级不变，方向发生改变。
Figure BDA0003755669790000071
进一步，所述步骤五中，定义：
Tx＝T0/2*(1-f)
Ty＝T0/2*(1+f)
f为中点电压抑制系数，范围(-1,1)；
修正后的基础开关通断时间如下表：
修正后的基础开关通断时间 基础开关通断时间序列
T<sub>s</sub>-T<sub>x</sub> 1
T<sub>a</sub>+T<sub>y</sub> 2
T<sub>y</sub> 3
T<sub>b</sub>+T<sub>y</sub> 4
0 5
T<sub>S</sub> 6
将步骤44中的开关通断时间由基础开关通断时间替换为修正后的基础开关通断时间，可以得到能够抑制三电平逆变器中点电压波动的开关管通断时间。
进一步，12路PWM波生成过程如下：
定义开关管通断时间为t，PWM波发生芯片采用增减计数，数字量最大值定义为D，数字量当前值为D’，当
D’>(Ts-t)*D/2，PWM波发生芯片输出高电平；
D’<(Ts-t)*D/2，PWM波发生芯片输出低电平。
本发明提供了一种电动飞机电推进***三电平逆变器控制***及方法，电机运转时，三电平逆变器输出控制回路反馈的电压矢量，并对中点不平衡电压进行抑制。
附图说明
图1三电平逆变器拓扑结构图；
图2三电平逆变器控制***框图；
图3是三电平逆变器扇区规划图；
图4是中性点电压不平衡产生机理图；
图5是中性点电压平衡控制效果图；图5a)三电平逆变器输出三相电压示意图；图5b)中性点电压示意图；
图6三电平逆变器输出电压THD示意图；图6a)采用中点电压抑制算法三电平逆变器输出三相电压THD示意图；图6b)传统算法三电平逆变器输出三相电压THD示意图；
图7新型三电平逆变器中点电压控制算法程序框图。
具体实施方式
本发明所采用的三电平逆变器的拓扑结构如图1所示，A、B、C三相桥臂共12个开关管，每相桥臂4个开关管。定义开关管导通为1，关断为0，每相开关管的不同开关序列会有不同的相输出电平，共有3种电平，定义为P、N、O。进一步，3相相输出电平的组合会导致逆变器输出不同的矢量电压，共有27种输出电压矢量。表2给出了三电平逆变器每相桥臂电平状态，表3给出了三电平逆变器的输出电压矢量状态。
表2三电平逆变器桥臂电平状态
Figure BDA0003755669790000081
表3空间电压矢量表
Figure BDA0003755669790000082
Figure BDA0003755669790000091
基于上述的拓扑结构与拓扑分析，本发明的具体实施过程如下：
如图2控制框图所示，虚线框图内为基于中点电压平衡控制策略的三电平SVPWM控制算法，实线框图内为三电平逆变器拓扑结构简图，受控对象为永磁同步电机PMSM，当电机正常运行时，采样电机A、B两相电流，经过矢量变换，将电机三相电流转换为dq轴上电流id，iq。ASR为速度环，ACR为电流环，输入为期望转速wref、实际转速we，d轴电流id，q轴电流iq，输出为经过PI调节后的期望电机输入矢量ud，uq，上述部分与永磁电机id＝0两电平SVPWM控制策略完全一致，不在赘述。
产生期望电机输入矢量ud，uq后，传统的扇区判别方式如图3a)所示，通过位置传感器判断Vref(ud，uq在三相坐标系下的合成矢量)的扇区，本发明专利采用下述描述的扇区判别方式；将ud，uq逆变换为ua、ub、uc，通过比较三相电压之间的数值，确定Vref的扇区，具体实现方式如表4所示。如图3b)所示，三电平扇区为将正六边形，每条边的中点与正六边形中心连线划分为六个扇区，定义为主扇区1～主扇区6。
表4扇区判别
Va Vb Vc 主扇区
>0 <0 <0 1
>0 >0 <0 2
<0 >0 <0 3
<0 >0 >0 4
<0 <0 >0 5
>0 <0 >0 6
扇区判别完成后，对Vref进行扇区转换，如图3c)和图3d)所示，以扇区1为例，将目标矢量Vref起点转换到扇区中心，可以转化为Vref1。计算公式如下：
Vref1＝Vref-Vmap
Vmap为不同主扇区对应不同的匹配矢量，如表5所示：
表5匹配矢量表
Figure BDA0003755669790000101
α和β数值代表的是匹配矢量Vmap在CLARK坐标系下α轴和β轴上的投影；
在图3d)中，原始矢量分别是PPP(OOO,NNN)，POP(ONO)，PNO，PNN，PON，PPO(OON)，POO(ONN)。类似于两电平的六边形，定义Vmap＝V0，可以得到新的六边形矢量图，图中有7个匹配矢量V0～V6，逆时针排序组成了6个子扇区，三电平逆变器总共可以划分为36个子扇区。可以看出，目标矢量已经转换为子扇区1中的Vref1，此时，矢量合成公式如下：
V1*Ta+V2*Tb+V0*T0＝Vref1*TS
主扇区判别出后，后续步骤与两电平SVPWM类似：首先，确定转换后的目标矢量所在子扇区，其次，计算出每个开关管的通断时间。开关管的通断时间在本专利中给出的数值对应PWM波高电平持续时间。在两电平SVPWM中，只有3对功率开关，只需计算三组时间，三电平有6对功率开关，需要计算6组时间。考虑到MCU计算资源的简化，以主扇区1为例，如图3d)，对于目标矢量来说，在***的A相，不存在桥臂状态N，B,C相桥臂不存在P状态。定义A相P状态为1，O状态为0，B，C相O状态为1，N状态为0，这样可以得到与两电平SVPWM完全一致的矢量图。
其余5个主扇区ABC三相定义如下表所示：
Figure BDA0003755669790000102
Figure BDA0003755669790000111
此时，扇区图与两电平SVPWM扇区图形式相同，至此，三电平问题转换为两电平，对开关通断时间的计算可以完全延用两电平方法，两电平逆变器开关通断时间只有3个基础通断时间，三电平逆变器总共有6个基础开关通断时间，表6给出了开关管的基础通断时间，所用三电平逆变器中所有开关管的通断时间为基础开关通断时间之一。
表6开关管的基础通断时间
基础开关通断时间 基础开关通断时间序列
T<sub>S</sub>-T<sub>0</sub>/2 1
T<sub>a</sub>+T<sub>0</sub>/2 2
T<sub>0</sub>/2 3
T<sub>b</sub>+T<sub>0</sub>/2 4
0 5
T<sub>S</sub> 6
其中，Ta，Tb，T0计算过程如下：
当3*(Va+Vb)/Vdc>Ts时
Ta＝3*Va*Ts/Vdc
Tb＝3*Vb*Ts/Vdc
当3*(Va+Vb)/Vdc<Ts时
Ta＝3*Va*Ts/(Va+Vb)
Tb＝3*Vb*Ts/(Va+Vb)
T0＝Ts-Ta-Tb；
其中，Ts为开关管周期，Va，Vb为Vref’在CLARK坐标系下α轴和β轴上的值；
根据Ta和Tb的值，可以得到Vref’在36个子扇区的12个开关管的开关通断时间如下表，每相第三个开关管通断时间与第一个互补，每相第四个开关管通断时间与第二个互补，时间和为Ts:
表7开关通断时间表
Figure BDA0003755669790000121
Figure BDA0003755669790000131
其中，表7中开关通断时间所属六列中的1-6数字序列与表6中基础开关通断时间序列对应的基础开关通断时间为该开关管的通断时间。
传统三电平控制计算出开关通断时间后，直接生成12路PWM波控制逆变器开关状态，从而控制电机。图4给出了传统三电平控制下中点电压不平衡产生的原因，可以看出，短矢量和长矢量未连接到电容之间的中性点，不会对中点电压造成影响，中矢量可能会造成上电容充电或放电，这取决于电机绕组电流方向，正小矢量会造成上部电容放电，负小矢量会造成下部电容放电，中矢量和长矢量的共同作用造成了中点电压的不平衡震荡。本专利采用了一种能抑制三电平逆变器中点电压的方法，在计算出开关通断时间后，引入电压VDH和VDL，中点电压平衡策略就是基于冗余小矢量的特性，当检测到VDH>VDL时，抑制系数f>0，抑制系数采用固定值或者由寻优算法给出，一个控制周期内，增加正小矢量作用时间，反之，当检测到VDH<VDL时，抑制系数f<0，一个控制周期内，增加负小矢量作用时间。具体算法如下：
Tx＝T0/2*(1-f)
Ty＝T0/2*(1+f)
f为中点电压抑制系数，范围(-1,1)；
采用上述中点电压抑制策略后，开关通断基础时间得到修正，如表8所示：
表8修正后的基础开关通断时间表
Figure BDA0003755669790000132
Figure BDA0003755669790000141
对比表6和表8，两表中的序列一一对应，表7中开关通断时间所属六列中的1-6数字序列与表8中基础开关通断时间序列对应的修正后的开关通断时间为该开关管最终的通断时间。将表7中对应值替换为表8中数值，可以得到采用中点电压抑制算法后最终的12路开关通断时间。
最后，控制***产生12路PWM波，12路PWM波生成过程如下：
定义开关管通断时间为t，PWM波发生芯片采用增减计数，数字量最大值定义为D，数字量当前值为D’，当
D’>(Ts-t)*D/2，PWM波发生芯片输出高电平；
D’<(Ts-t)*D/2，PWM波发生芯片输出低电平。
12路PWM控制逆变器输出电压，图5给出了本专利新型控制策略的结果，其中，图5a)为逆变器输出三相电压，图5b)上为两个电容电压，图5b)下为中点电压，可以看出，在传统三电平控制(0～0.3s)的基础上，添加新型三电平逆变器抑制中点电压控制策略后(0.3～0.6s)，三相电压波形更为平滑，中点电压波动频次更小，范围更低。
从扇区判别到控制***产生12路PWM波，是新型三电平逆变器抑制中点电压控制策略区别于传统控制算法的核心，图6a)和图6b)分别为为采用中点电压抑制算法和传统算法三电平逆变器输出电压THD，可以看出，采用本专利算法后，电压谐波含量明显下降，质量显著提升，图7为这一部分的程序框图，虚线内为传统算法，虚线外框图为新型算法。

Claims (8)

1.一种电动飞机电推进***三电平逆变器控制***，其特征在于：所述***包括：依次相连的受控永磁同步电机、PARK变换模块、转速环-电流环PI控制模块、PARK逆变换模块、CLARK逆变换模块、扇区判断变换模块、开关时间计算模块、中点电压抑制模块、PWM波生成模块、三电平逆变器；
所述PARK变换模块采集受控永磁同步电机A、B相电流，经转速环-电流环PI控制模块、PARK逆变换模块、CLARK逆变换模块后输出三相电压；
所述扇区判别变换模块根据输入的三相电压判断目标矢量Vref在三电平扇区内所在位置，并将目标矢量Vref由三电平扇区表示变换为由两电平扇区表示；并输出两电平基准下的目标矢量Vref’；
开关时间计算模块根据目标矢量Vref’计算开关管的通断时间；
中点电压抑制模块根据从三电平逆变器采集到的中点电压大小调整开关管的通断时间；
PWM波生成模块根据调整后的开关管通断时间生成12路PWM波控制三电平逆变器生成目标三相电压从而控制受控永磁同步电机运转。
2.一种电动飞机电推进***三电平逆变器控制方法，所述方法用于控制权利要求1所述的***，其特征在于：所述方法包括以下步骤：
步骤一：采集受控永磁同步电机A、B相电流，并经PARK变换、转速环-电流环PI控制、PARK逆变换、CLARK逆变换计算三相电压Va、Vb、Vc；
步骤二：根据三相电压判断目标矢量Vref在三电平扇区内所在位置；
步骤三：将目标矢量Vref由三电平扇区表示变换为由两电平扇区表示；并输出两电平基准下的目标矢量Vref’；
步骤四：根据两电平基准下的目标矢量Vref’计算开关管通断时间；
步骤五：从三电平逆变器采集中点电压，并根据中点电压大小调整开关管的通断时间；
步骤六：根据调整后的开关管通断时间生成12路PWM波输出至三电平逆变器。
3.根据权利要求2所述的三电平逆变器控制方法，其特征在于：所述步骤二中，三电平扇区为将正六边形每条边的中点分别与正六边形中心连线将正六边形划分为六个扇区，分别定义为主扇区1～主扇区6；通过下表根据三相电压Va、Vb、Vc判断目标矢量Vref在三电平扇区内所在位置：
V<sub>a</sub> V<sub>b</sub> V<sub>c</sub> 主扇区 >0 <0 <0 1 >0 >0 <0 2 <0 >0 <0 3 <0 >0 >0 4 <0 <0 >0 5 >0 <0 >0 6
。
4.根据权利要求3所述的三电平逆变器控制方法，其特征在于：所述步骤三中，通过以下过程将目标矢量Vref由三电平扇区表示变换为由类两电平扇区表示：
步骤31：将目标矢量Vref所在主扇区扩展为六边形类两电平矢量图；六边形类两电平矢量图的边长为三电平扇区边长的一半，以六边形类两电平矢量图中心为零矢量V0，定义以V0为矢量起点，分别以六边形类两电平矢量六个顶点为重点的六个矢量分别为V1～V6；六边形类两电平矢量图逆时针分为1～6个区域，定义为子扇区1～6，三电平逆变器矢量图总共有6个主扇区，一共有36个子扇区；
步骤32：将目标矢量Vref起点转换到六边形类两电平矢量图中心，化为Vref’；
Vref’＝Vref-Vmap；
Vmap为匹配矢量，匹配矢量根据下表确定：
Figure FDA0003755669780000021
Figure FDA0003755669780000031
其中，Vdc为三电平逆变器输入直流母线电压，α和β数值代表的是匹配矢量Vmap在CLARK坐标系下α轴和β轴上的投影；P，O，N表示三电平逆变器A,B,C三相桥臂的状态，如下表所示：
Figure FDA0003755669780000032
5.根据权利要求4所述的三电平逆变器控制方法，其特征在于：所述步骤四中，根据Vref’计算开关管通断时间计算过程如下：
步骤41：在主扇区1中，三电平逆变器A相不存在桥臂状态N，B,C相桥臂不存在桥臂状态P；定义A相P状态为1，O状态为0，B，C相O状态为1，N状态为0，六边形类两电平矢量中的V1～V6表示为100→110→010→011→001→101，零矢量V0可以表示为111或000；其余5个主扇区ABC三相状态定义如下表所示：
Figure FDA0003755669780000033
步骤42：Vref’由两个相邻矢量和零矢量表示为7段式SVPWM形式，与传统两电平7段式SVPWM相同，得到两个相邻矢量和零矢量的作用时间，三个矢量有各自的作用时间，根据不同主扇区相邻矢量和零矢量的定义，每段作用时间对应每相桥臂开关状态PON的作用时间，根据PON的定义，最终得到每相桥臂每个开关管对应的开通关断时间，汇总得到36个子扇区总共有6个基础开关通断时间如下表所示：
基础开关通断时间 基础开关通断时间序列 T<sub>S</sub>-T<sub>0</sub>/2 1 T<sub>a</sub>+T<sub>0</sub>/2 2 T<sub>0</sub>/2 3 T<sub>b</sub>+T<sub>0</sub>/2 4 0 5 T<sub>S</sub> 6
所用三电平逆变器中所有开关管的通断时间为基础开关通断时间之一，表中给出的基础开关通断时间的数值指PWM波高电平持续时间；
步骤43：计算Ta和Tb，计算过程如下：
当3*(Va+Vb)/Vdc>Ts时
Ta＝3*Va*Ts/Vdc
Tb＝3*Vb*Ts/Vdc
当3*(Va+Vb)/Vdc<Ts时
Ta＝3*Va*Ts/(Va+Vb)
Tb＝3*Vb*Ts/(Va+Vb)
T0＝Ts-Ta-Tb；
其中，Ts为开关管周期，Va，Vb为Vref’在CLARK坐标系下α轴和β轴上的投影；
步骤44：根据Ta和Tb的值，可以得到Vref’在36个子扇区的12个开关管的开关通断时间如下表，每相第三个开关管通断时间与第一个互补，每相第四个开关管通断时间与第二个互补，时间和为Ts:
Figure FDA0003755669780000041
Figure FDA0003755669780000051
其中，开关通断时间下属六列中的数字序号与步骤42中给出的基础开关通断时间序列对应的基础开关通断时间为该开关管的通断时间。
6.根据权利要求5所述的三电平逆变器控制方法，其特征在于：所述步骤五中，若中点电压为正，则增加正小矢量的作用时间；
若中点电压为负，则增加负小矢量的作用时间；
若中点电压为零，则不作任何改变；
在三电平逆变器中，输出正小矢量与负小矢量对应具体值如下表所示，在逆变器运行过程中，其空间矢量电压等级不变，方向发生改变。
Figure FDA0003755669780000052
7.根据权利要求6所述的三电平逆变器控制方法，其特征在于：所述步骤五中，定义：
Tx＝T0/2*(1-f)
Ty＝T0/2*(1+f)
f为中点电压抑制系数，范围(-1,1)；
修正后的基础开关通断时间如下表：
修正后的基础开关通断时间 基础开关通断时间序列 T<sub>s</sub>-T<sub>x</sub> 1 T<sub>a</sub>+T<sub>y</sub> 2 T<sub>y</sub> 3 T<sub>b</sub>+T<sub>y</sub> 4 0 5 T<sub>S</sub> 6
开关通断时间下属六列中的数字序号与基础开关通断时间序列对应的修正后的基础开关通断时间为该开关管修正后的最终通断时间。
8.根据权利要求6所述的三电平逆变器控制方法，其特征在于：12路PWM波生成过程如下：
定义开关管通断时间为t，PWM波发生芯片采用增减计数，数字量最大值定义为D，数字量当前值为D’，当
D’>(Ts-t)*D/2，PWM波发生芯片输出高电平；
D’<(Ts-t)*D/2，PWM波发生芯片输出低电平。
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