CN106357567B - Dtmb***pn帧头595模式下的信道估计与均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种DTMB***PN帧头595模式下的信道估计与均衡方法，其包含以下步骤：(1)从经过时域同步、频偏补偿的DTMB***PN帧头595模式下的时域信号，获取数据段r，r中包含2个PN帧头pn1、pn2和两者之间的帧体时域数据；(2)从时域数据段r中的pn1、pn2，和本地PN序列同样位置处各截取一段，利用频域最小二乘算法获取信道时域冲击响应h1和h2，并对h1和h2取均值得到信道时域冲击响应均值对进行时域滤波去噪得到信道时域冲击响应终值h；(3)从时域数据段r中截取一段长度为4375的数据，利用第(2)步中获取的时域冲击响应终值h进行频域均衡，即可对接收帧体数据进行正确均衡。在DTMB***PN帧头595模式下，本发明可以准确的对接收数据进行均衡，计算复杂度低，实现简单。

Description

DTMB***PN帧头595模式下的信道估计与均衡方法

技术领域

本发明涉及一种信道估计方法，特别涉及一种地面数字广播电视***中的帧头PN595模式下的信道估计与均衡方法。

背景技术

DTMB***是2006年8月发布的中国数字电视标准(GB20600-2006，简称DTMB，全称Digital Television Terrestrial Multimedia Broadcasting，数字多媒体广播-地面国家数字电视广播标准)。

DTMB采用了创新的TDS－OFDM(时域同步正交频分复用)调制方式。DTMB为提高信道容量，没有导频，使用特殊设计的PN序列作，为同步信号填充OFDM保护间隔，实现了同步的高效性，也用于信道估计。

DTMB由PN帧头和帧体数据组成。其中PN帧头有三种模式：PN420、PN595、PN945，帧体数据都是由3780个符号组成。其中帧头PN420和帧头PN945序列满足周期PN相关特性，通常采用接收数据和本地PN序列相关法进行信道估计；而帧头PN595采用10阶最大长度伪随机二进制序列截短而成，帧头信号的长度为595个符号，是长度为1023的伪随机序列的前595个码片，其并不能构成一个完整的周期PN序列，通常采用时域方法进行信道估计。

在PN595模式，一般利用时域PN序列进行时域均衡，通常采用PN序列作为训练序列，利用时域横向滤器方法进行信道估计，也可以采用利用时域循环前缀码进行信道估计，如专利《基于时域导频序列的信道估计装置及方法》和专利《利用循环前缀码进行信道估计的方法和装置》，其中，

中国发明专利申请公开说明书(CN 101997790 A)于2011年3月30日公开的《基于时域导频序列的信道估计装置及方法》其将PN序列作为训练序列，进行时域横向滤：根据估计出的信道变化的快慢自动调整时域自适应滤波器的抽头更新步长；估计出时域导频序列的信道响应；利用本地PN序列和时域自适应滤波器输出的抽头滤波求和运算结果相减得到估计误差，并作为时域自适应滤波器的抽头更新的误差；恢复出当前帧的信道响应值。其主要不足在于：

1，实际DTMB无线传输信道具有很高的阶数，为了得到比较准确的信道估计，自适应横向滤波器需要非常多的抽头数目，至少通常具有两倍于最大时延扩展径的抽头数目，这就导致了自适应横向滤波器需要很长的时间才能达到收敛，同时大大增加了接收***的复杂度。

中国发明专利申请公开说明书(CN 101958856 A)于2011年1月26日公开的《利用循环前缀码进行信道估计的方法和装置》，该专利首先从接收包含循环前缀码和训练序列的数据中，获取循环前缀中的未受到其他数据多径干扰的数据，将未受到其他数据多径干扰的数据与其在该训练序列中的对应位置的数据进行合并，得到重构后的训练序列，最后利用重构后的训练序列进行信道估计。其主要不足在于：由于DTMB***PN595模式下并不存在时域循环前缀，不能直接利用这种方法。但是可以采用其利用未受到其他数据多径干扰的数据进行信道估计的思想，在DTMB***帧头模式PN595中，可利用接收PN序列中的没有受到其他数据多径干扰的数据进行信道估计，但同时由于帧体数据的均衡是在频域内均衡，需要尽选择恰当的没有受到其他数据多径干扰的PN数据段，既没有受到其他数据段的干扰，又要尽可能的携带足够多的频域信息。

发射信号在传输过程中，还会受到噪声的影响，采取适当的时域去噪因子去噪(将信道冲激响应h中能量较小的径置零)可以有效减少噪声对***解调精度的影响。中国发明专利申请公开说明书(CN 102223323 A)于2011年10月19日公开的《DTMB***及其多载波DTMB中的信道估计方法》，通过从接收信号帧特定的位置开始和本地相关序列相关得到信道估计的时域冲击响应，然后对时域冲击响应进行时域去噪泄漏处理来消除噪声和干扰，获得准确的估计信道时域冲击响应，但是该方法存在不足：

1，对时域冲击响应进行时域滤波去噪时，没有针对在不同QAM调制方式下，设定不同的时域去噪因子，导致时域去噪效果效果不佳；

发射信号在传输过程中，由于多径信道的存在，会带来码间干扰即拖尾效应，参见图7。图7a是发送的信号示意图，包含两个PN帧头和一个帧体数据，图7b是两个PN帧头、帧体数据受到多径影响示意图，图7c是实际接收到的受到多径影响的信号示意图。由图可以看出，两个PN帧头、帧体数据之间会互相干扰，这种干扰会严重影响数据均衡精度，消除帧头、帧体之间的相互干扰可以大大提高信道估计与均衡的准确度。在DTMB***中消除帧头、帧体之间的相互干扰，主要采用重构帧体数据的方法，如专利《TDS-OFDM信道估计均衡方法及***》。

中国发明专利申请公开说明书(CN 104394105 A)于2015年3月4日公开的《TDS-OFDM信道估计均衡方法及***》，是通过对当前信息帧的数据部分进行处理，以获取去除了当前信息帧的帧头的拖尾干扰的数据时域信号s1，然后再利用获取的频率响应对数据时域信号s1进行频域均衡，以获取数据符号序列，该方法存在不足：

1，该方法需要重构信息帧的数据部分，过程比较繁琐，需要至少2次进行卷积运算，至少4次454点傅里叶变换、至少2次4375点FFT变换、一次4375点复数除法，运算复杂。

在DTMB***帧头模式PN595下，由于在该模式下，PN帧头序列都是一样的，可以将其视为OFDM***中的用于保护间隔的循环前缀，进而利用基于OFDM***循环前缀的方法消除码间干扰，这种方法不需要复杂的重构信息帧的数据部分，只需要2次4375点FFT变换、一次4375点复数除法即可实现。

发明内容

对于以上提出的问题，本发明提出一种DTMB***、帧头PN595模式下的信道估计方法，采用从接收到的PN序列中截取合适的一段进行信道估计，又选择了适用于不同QAM调制方式下的时域去燥因子去除噪声和干扰，最后在均衡阶段又采用了基于OFDM***循环前缀的方法消除符号间的相互干扰，能够对DTMB***PN帧头595模式下接收到的帧体信号进行快速准确的均衡。

本发明采取了如下技术方案：DTMB***PN帧头595模式下的信道估计与均衡方法，其包括步骤如下：

步骤1，从经过时域同步、频偏补偿的DTMB***PN帧头595模式下的时域信号中，获取数据段r，r长度为4970。所述数据段r中包含2个PN帧头数据pn1、pn2和两者之间的帧体时域数据，PN帧头数据pn1、pn2的长度均为l1,帧体时域数据的长度为l2，其中l1＝595，l2＝3780；

步骤2，利用本地伪随机二进制序列器产生本地PN595帧头数据pn3，pn3长度同样为l1；

步骤3，从步骤1中得到的PN帧头数据pn1中截取一段长度为N的数据，做N点快速傅里叶变换得到频域数据PN1；从步骤1中得到的PN帧头数据pn2中同样的位置处截取一段度为N的数据，做N点快速傅里叶变换得到频域数据PN2；从步骤2中得到的本地PN595帧头数据pn3中同样的位置截取一段长度为N的数据，做N点快速傅里叶变换得到本地频域数据PN3；PN帧头数据pn1、pn2、本地PN595帧头数据截取一段长度为N的数据方法一致：

从帧头数据段中的第n1个数据开始取数据，包含第n1个数据，直至到第n2个数据，一共N个数据,其中n1＝71，n2＝524，N＝454；

步骤4，用由步骤3中得到的频域数据PN1，除以由步骤3中得到的本地频域数据PN3，得到信道频率响应H1，并对信道频率响应H1作做N点快速傅里叶逆变换得到信道时域冲激响应h1；

步骤5，用由步骤3中得到的频域数据PN2，除以由步骤3中得到的本地频域数据PN3，得到信道频率响应H2，并对信道频率响应H2作做N点快速傅里叶逆变换得到信道时域冲激响应h2；

步骤6，对步骤4中得到的信道时域冲激响应h1和步骤5中得到的信道时域冲激响应h2作平均，得到信道时域冲激响应均值：

步骤7，设置接收信号在不同调制方式下的时域滤波去噪系数η，设QAM为信号调制方式，在DTMB***中QAM有4、16、32、64四种取值方式：

步骤8，利用从步骤7总得到的η，对步骤6中得到信道时域冲激响应均值进行时域滤波去噪，得到信道时域脉冲响应终值h，时域滤波去噪指的是将信道时域冲激响应均值中能量较小的径置零：

其中，||表示取模运算，表示模值的最大值，i＝1,2，3，…，454；

步骤9，将步骤8中得到的信道时域脉冲响应终值h中间补零至4375长度，作4375点快速傅里叶变换得到信道频率响应终值H，；

步骤10，从步骤1中得到的包含2个PN帧头pn1、pn2和两者之间的帧体时域数据段r中，截取4375长度的数据段s，作4375点快速傅里叶变换得到频域数据S，截取的4375长度的数据段s是时域数据段r中间一段，数据段s关于数据段r中间左右对称；

步骤11，将步骤10中得到的频域数据S除以步骤9中获取的信道频率响应终值H，得到经过频域均衡的数据，取中帧体数据位置处的3780个数据，即为帧体数据均衡结果。

与现有技术相比，本发明具有如下有益技术效果：

1，从接受到的PN序列中选择恰当的没有受到干扰的PN序列，将其变换到频域，作为导频序列，进而和本地PN序列一块进行信道估计，方法十分简单可靠，只需要从接受到的PN序列中选择出合适的PN序列段；

2，对于不同QAM调制方式采用特定的去噪因子进行时域滤波去噪，使信道估计结果更准确；

3，在帧体数据均衡阶段又利用PN595模式特定的帧头结构，应用OFDM***中作为保护间隔的循环前缀进行帧体数据均衡，不需要复杂的帧体数据重构过程，能够准确的消除符号间的相互干扰，均衡过程简单准确；

附图说明

图1是本发明的整体处理流程示意图。

图2是包含2个PN帧头、一个帧体数据的数据段r示意图。

图3是产生本地PN595帧头序列移位寄存器结构示意图。

图4是从帧头数据中截取中间一段示意图。

图5是从数据段r中截取4375长度数据段s示意图。

图6是从4375长度的频域均衡之后的数据中，选取频域均衡之后的帧体数据方法示意图。

图7是多径信道造成信号的拖尾现象示意图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。

在下面的描述中将以DTMB***PN帧头595模式下信道估计与帧体数据频域均衡为实施例对本发明进行说明。通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

参见图1,本发明施例的一种DTMB***PN帧头595模式下的信道估计与均衡方法，包括以下步骤：

A，从经过时域同步、频偏补偿的DTMB***PN帧头595模式下的时域信号中接收并存储时域数据段r，数据段r中包含2个PN帧头数据pn1、pn2和两者之间的帧体时域数据；B，利用当帧头数据pn1、帧头数据pn2进行信道估计和本地帧头PN序列，获取信道的频率响应；C，利用频率响应对帧体数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列。具体实现过程如下：

步骤A，从经过时域同步、频偏补偿的DTMB***PN帧头595模式下的时域信号中接收并存储时域数据段r，长度为4970。数据段r中包含2个PN帧头数据pn1、pn2和两者之间的帧体时域数据，PN帧头数据pn1、pn2的长度均为l1,帧体时域数据的长度为l2，其中l1＝595，l2＝3780；数据段r参见图2；

步骤B，利用当前信息帧的帧头pn1、下一信息帧的帧头pn2进行信道估计和本地帧头PN595序列，获取信道的频率响应。

具体的，在本发明的一个实施例中，步骤B包括：

S11，利用本地伪随机二进制序列器产生本地PN595帧头序列pn3，pn3长度同样为l1。该伪随机二进制序列是10比特移位寄存器产生的长度为1023的m序列的前595个码片，并将该序列经“0”到+1值、“1“到-1值的映射，将原来码元为0和1的伪随机二进制序列变为码元为1和-1的非归零的二进制序列，其中该伪随机二进制序列的生成多项式为：

G＝1+x³+x¹⁰

初始相位为：0000000001；

产生该伪随机二进制序列的移位寄存器结构参见图3。

S12，从步骤A中得到的PN帧头数据pn1中截取一段长度为N的数据，做N点快速傅里叶变换得到频域数据PN1；从步骤1中得到的PN帧头数据pn2中同样的位置处截取一段度为N的数据，做N点快速傅里叶变换得到频域数据PN2；从步骤2中得到的本地PN595帧头数据pn3中同样的位置截取一段长度为N的数据，做N点快速傅里叶变换得到本地频域数据PN3,PN帧头数据pn1、pn2、本地PN595帧头数据截取一段长度为N的数据方法一致，其中N＝454：

从帧头数据段中第71个数据后开始取数据，包含第71个数据，直至到第524个数据，一共454个数据，取法参见图4。

S13，用由步骤s12中得到的频域数据PN1除以本地频域数据PN3,，获取信道频率响应H1。

S14,对由步骤s13中得到的信道频率响应H1作做N点快速傅里叶逆变换得到信道时域冲激响应h1。

S15，用由步骤s12中得到的频域数据PN2除以本地频域数据PN3,，获取信道频率响应H2。

S16，对由步骤s15中得到的信道频率响应H2作做N点快速傅里叶逆变换得到信道时域冲激响应h2。

S17，对由步骤S14中得到的信道时域冲激响应h1和由步骤S16中得到的信道时域冲激响应h2作平均，得到信道时域冲激响应均值

S18，根据***QAM调制方式，设定***时域滤波去噪系数η，DTMB***中QAM调制方式有4、16、32、64四种QAM调制方式:

S19，利用从步骤S18总得到的时域滤波去噪系数η，对步骤S17中得到的信道时域冲激响应均值进行时域滤波去噪，得到信道时域脉冲响应终值h，时域滤波去噪指的是将信道时域冲激响应均值中能量较小的径置零：

其中，||表示取模运算，表示模值的最大值，i＝1,2，3，…，454。

S20，由步骤S19中得到的信道时域脉冲响应终值h补零至4375长度，作4375点快速傅里叶变换得到信道频率响应终值H，补零方法是在信道时域脉冲响应终值h的中间位补3921个零。

步骤C，利用步骤B中S19中获取的频率响应，对帧体数据时域信号进行频域均衡，以获取数据符号序列。

具体的，在本发明的一个实施例中，步骤C包括：

S21，从步骤1中得到的包含2个PN帧头pn1、pn2和两者之间的帧体时域数据段r中，截取4375长度的数据段s，作4375点快速傅里叶变换得到频域数据S，截取4375长度的数据段s方法如下：

从包含2个PN帧头pn1、pn2和两者之间的帧体时域数据段r中的第n3个数据开始取数据，包含第n3个数据，直至到第n4个数据，一共K个数据,其中n3＝298，n4＝4672，K＝4375，从数据段r中截取4375长度数据段s参见图5。

S22，将步骤S21中得到的频域数据S除以步骤B中S20中获取的信道频率响应终值H，得到经过频域均衡的数据取中帧体数据位置处的3780个数据，即为帧体数据均衡结果，其中帧体数据是指中从第n5个数据开始取数据，包含第n5个数据，直至到第n6个数据，共M个数据，其中n5＝298，n6＝4077，M＝3780。其中，从4375长度的频域均衡之后的数据中，选取频域均衡之后的帧体数据方法参见图6。

Claims (1)

1.一种DTMB***PN帧头595模式下的信道估计与均衡方法，其特征在于，主要步骤如下：

步骤1，从经过时域同步、频偏补偿的DTMB***PN帧头595模式下的时域信号中，获取数据段r，r长度为4970；所述数据段r中包含2个PN帧头数据pn1、pn2和两者之间的帧体时域数据，PN帧头数据pn1、pn2的长度均为l1，帧体时域数据的长度为l2，其中l1＝595，l2＝3780；

步骤2，利用本地伪随机二进制序列器产生本地PN595帧头数据pn3，pn3长度同样为l1；

步骤3，从步骤1中得到的PN帧头数据pn1中截取一段长度为N的数据，做N点快速傅里叶变换得到频域数据PN1；从步骤1中得到的PN帧头数据pn2中同样的位置处截取一段度为N的数据，做N点快速傅里叶变换得到频域数据PN2；从步骤2中得到的本地PN595帧头数据pn3中同样的位置截取一段长度为N的数据，做N点快速傅里叶变换得到本地频域数据PN3；PN帧头数据pn1、pn2以及本地PN595帧头数据pn3截取一段长度为N的数据方法一致：

从帧头数据段中的第n1个数据开始取数据，包含第n1个数据，直至到第n2个数据，一共N个数据,其中n1＝71，n2＝524，N＝454；

步骤4，用由步骤3中得到的频域数据PN1，除以由步骤3中得到的本地频域数据PN3，得到信道频率响应H1，并对信道频率响应H1作做N点快速傅里叶逆变换得到信道时域冲激响应h1；

步骤5，用由步骤3中得到的频域数据PN2，除以由步骤3中得到的本地频域数据PN3，得到信道频率响应H2，并对信道频率响应H2作做N点快速傅里叶逆变换得到信道时域冲激响应h2；

步骤6，对步骤4中得到的信道时域冲激响应h1和步骤5中得到的信道时域冲激响应h2作平均，得到信道时域冲激响应均值

步骤7，设置接收信号在不同调制方式下的时域滤波去噪系数η，设QAM为信号调制方式，在DTMB***中QAM有4、16、32、64四种取值方式：

步骤8，利用从步骤7中得到的η，对步骤6中得到信道时域冲激响应均值h进行时域滤波去噪，得到信道时域脉冲响应终值h，时域滤波去噪指的是将信道时域冲激响应均值h中能量较小的径置零：

其中，||表示取模运算，表示模值的最大值，i＝1,2，3，…，454；

步骤9，将步骤8中得到的信道时域脉冲响应终值h中间补零至4375长度，作4375点快速傅里叶变换得到信道频率响应终值H；

步骤10，从步骤1中得到的包含2个PN帧头pn1、pn2和两者之间的帧体时域数据段r中，截取4375长度的数据段s，作4375点快速傅里叶变换得到频域数据S，截取的4375长度的数据段s是时域数据段r中间一段，数据段s关于数据段r中间左右对称；

步骤11，将步骤10中得到的频域数据S除以步骤9中获取的信道频率响应终值H，得到经过频域均衡的数据取中从第298个数据开始的3780个数据，包含第298个数据，即该3780个数据为帧体数据均衡结果。