CN101507219B - 数据符号的时间误差估计方法和*** - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于估计宽带传输***中的符号时间误差的方法和***，该方法包括：使用每个接收到的符号中的预定周期，基于符号间相关性来确定数据符号流中的离散傅里叶变换模块(5)的输入信号的定时误差信号；选择符号的不同有用数据部分的多个样本作为预定周期；基于所述符号的不同部分的所选样本的符号间干扰来确定时间误差值(ε)。

Description

数据符号的时间误差估计方法和***

技术领域

本发明涉及一种宽带传输***中的符号时间误差估计的方法和***。 

背景技术

本发明优选地用于采用正交频分复用(OFDM)的数据传输***中，尤其用于数字视频广播(DVB，例如DVB-H、DVB-T)的无线应用中，但是本发明也能用于其他的传输模式，诸如ISDB-T、DAB、WiBro和WiMax。DVB(例如DVB-H和DVB-T)是已知的用于将数字电视内容例如引入移动装置的标准。 

这种正交频分复用***对于符号间干扰(ISI)非常敏感，这是由符号的正交性的损失引起的。本发明涉及通过估计符号时间误差来进行符号间干扰的补偿。 

正交频分复用模式是这样一种模式：其将帧中的符号流转换为模块单元的并行数据，然后将并行符号多路传输为不同的子载波频率。多载波多路传输具有以下特性：所有载波相对于通常为2ⁿ的特定长度而彼此正交，从而能使用快速傅立叶变换。在接收机端用离散傅立叶变换(DFT)和在发射机端用离散傅立叶逆变换(IDFT)来实现OFDM模式，这通过离散傅立叶变换的正交特性和定义能容易地获得。 

在宽带传输***中，对于每个OFDM符号，离散傅立叶逆变换的输出之前的循环扩展(cyclic extension)形成了保护间隔(guardinterval)。 

图1示出了保护间隔所保护的OFDM符号的传统结构。该保护间隔是由循环前缀形成的，即所谓的有用部分的最后样品的复制处在有用部分之前。如果没有多路径，接收机能在该符号内的任意位置选 取一个有用数据部分大小的窗口，如图2所示。 

保护间隔保护有用数据部分，使其免于多路径失真，以及如果所选的保护间隔足够长，则允许单频网(SFN)。在SFN中，多个发射机同时发射同一信号，以便在接收机端，这些信号能被处理为多路径信号。 

在多路径传播环境中，发射信号通过多个路径到达接收机，每个路径可能引入一个不同的延迟、幅度和相位，从而增大了从一个符号到下一个符号的过渡时间(transition time)。如果过渡时间小于保护间隔，则接收机能选择接收符号中不受邻近符号所引入的任何干扰影响的部分。 

识别有用部分，即OFDM符号中包含最小的邻近信号干扰(符号间干扰)的有用数据部分是接收机要执行的时间同步任务。这个任务对于整体接收机性能是关键的。 

时间同步能被分为两个主要的类别：获取和跟踪。符号时间获取定义了最初发现正确定时(timing)的任务。通常，符号时间获取被划分为两个或多个步骤，其中在第一步骤中，实现粗略的时间同步。在接下来的步骤中，精确化时间窗口。对于那些连续的步骤，通常应用用于跟踪的类似或相同算法。跟踪定义了在连续接收过程中不断调整时间窗口以保证时间窗口处于其最佳位置的任务。 

对于OFDM，针对时间跟踪已经进行了很多努力。已知方法能被分为数据辅助跟踪和非数据辅助跟踪，以及基于pre-FFT或post-FFT的跟踪。数据辅助跟踪利用OFDM中的已知符号，例如导频符号或前导码，而非数据辅助跟踪利用信号的相关特性。 

在针对连续接收的DVB-T中，该标准没有定义任何的前导码。导频符号包含于多路中，其中该标准定义了在每个12^th载波处的所谓离散导频，以及定义了在固定载波位置存在的较小数量的连续导频。 

如European Telecommunication Standards Institute ETSI EN 300744V1.4.1(2001-01)的第27页中的图11所述的传统的功率提高的离散导频的传统***，参见图3-现有技术。 

在DFT之后，以及仅仅在已经建立了一些粗略时间同步之后， 才能获得那些导频符号。因此，用于DVB-T/H的大多数时间同步算法采用具有循环扩展的OFDM符号的自相关性来进行粗略的符号时间估计，然后依赖于导频来进行精确时间同步和跟踪。 

在DVB-T中，可选取保护间隔为FFT(或DFT)大小的1/4、1/8、1/16或1/32。在大规模的单频网(SFN)中，甚至FFT大小的1/4的保护间隔也能被多路径充分利用。在一些情况下，已经发现，延迟扩展甚至超过了保护间隔。通过每个12^th载波处的导频符号，仅仅能估计出FFT长度的1/12的时间间隔的信道脉冲响应，很明显这对于等于或大于1/8的保护间隔来说是不够的。因此，为了实现针对等于FFT大小的1/8或更长的保护间隔的可靠时间同步，有必要以用于估计频域均衡器所需要的信道传递函数相同或类似的方式来从连续符号采集导频码。 

已知两个基于post-FFT的时间同步的基本方法都采用信道传递函数的估计：第一个方法计算从一个离散导频到另一个的平均相位差，从而估计出信道传递函数的平均斜率。这基于FFT的时域延迟对应于与载波指标和时域延迟成正比的相位的特性。因此，在单路径信道中，如图2所表示的时间延迟能从斜率直接估计出来。遗憾的是，在繁重的多路径条件下，该技术不能令人满意地执行。更精确的方法是通过IFFT将估计的信道传递函数变换回时域，从而获得信道脉冲响应的估计。之后，对估计的信道脉冲响应执行能量搜索。 

另一个已知的方法仅基于连续导频。 

已知可代替基于post-FFT的时间同步的方法是进一步改善通常用于粗略时间同步的基于时域相关的方法。 

如上所述，时间跟踪对于整体***性能是至关重要的。在DVB-T/H中，缺乏能有助于准确地估计信道脉冲响应的前导码使得找到最佳的时间窗口变得困难。 

已经发现一些利用自相关性的基于pre-FFT时域的时间跟踪技术需要相对长的平均时间来产生适当的结果。另一个缺点是在已经获得信号之后在接收机的其他位置不需要那些类型的计算。另外，繁重的多路径下的性能总是不理想。 

上述介绍的基于post-FFT的方法也有缺点。如上所述，已经发现采用信道传递函数的斜率的平均值的估计的简单方法(尽管在具有低延迟扩展的信道中给出了令人满意的结果)在如在SFN中能经历的繁重的多路径条件下不能给出适当的结果。实验已经显示该方法不能经得起单频网中的保护间隔应用的测试。 

到目前为止最具鲁棒性的技术看起来是基于IFFT的方法，该方法根据估计信道传递函数计算出信道脉冲响应。然而，该方法也是计算量最大的方法，需要额外的存储器。采用这种类型的算法时需要克服的问题是：由于当采集多个符号时每隔两个载波间隔的离散导频而导致的1/3FFT长度之后的信道脉冲响应的重复俘获。重复俘获可能使识别信道脉冲响应的开始或结束变得困难。当脉冲响应的能量分布于大的时间间隔上时，在嘈杂的环境中识别脉冲响应也是困难的。 

为移动接收设计的DVB-H给符号时间同步算法施加了另外的挑战： 

(1)在移动环境中，信道的相干时间较低，即信号更易随时间变化。 

(2)DVB-H利用了时间分片技术。在时间分片技术中，数据以脉冲串来传输，以允许接收机在脉冲串之间关闭。然而，允许接收机节省大量的能量消耗的这个特性也意味着在脉冲串之间不能对信道进行跟踪。 

作为优点，用于DVB-H的时间跟踪算法基本上必须比用于DVB-T的时间跟踪算法要快。 

为了描述这些挑战，考虑了如在测试情况中使用的两路径模型的以下示例。 

图4分别示出了传统的两路径模型在两个时刻t1和t2的幅度。两个路径是由0.9倍的保护间隔持续时间Tg分割开的。在时刻t1，第二路径由于衰落实际上是看不见的。实际上，第一路径可能源于一个发射机，而第二路径源于另一个发射机。两个发射机在同频网(SFN)上同时发射相同的信号。在时刻t1，第二路径是看不见的，这是由于它能被障碍物阻挡(阴影衰落)，或该路径实际上是t1时 刻破坏性增加的多路径的叠加(快衰落)。锁定到在时刻t1经过该信道的接收信号的接收机仅仅看到了第一路径，并可能仅将该路径集中到保护间隔中间。如果接收机与信号同步来接收时间分片的脉冲串，则该接收机基本上没有任何信道历史记录可以依赖。 

当经过一段相对短的时间，例如两个10ms之后，出现第二路径，接收机必须迅速地重新调整符号定时，并且把两个路径都放入保护间隔中，以便在有用部分中不会产生符号间干扰。 

同样地，还可行的是：在时刻t1，第一路径衰落，并且接收机最初锁定在第二路径上。 

该示例示出尤其是在静止或准静止环境中，DVB-H的符号时间跟踪要求比连续接收的符号时间跟踪要求要严格的多。 

对于DVB-T，经常被争论的是，能降低基于IFFT的方法的计算量，这是由于能以较低速度完成符号时间跟踪，因此不必针对每个接收到的符号来计算IFFT。在移动DVB-T，即随时间快速变化的信道和快速重新获取次数以降低接通时间和因此降低功耗的环境中，这种假设不成立。 

发明内容

本发明的目的是描述一种用于估计符号时间误差来避免符号间干扰的新方法和***。 

根据本发明，通过本发明第一方面给出的特征的用于在宽带传输***中估计符号时间误差的方法和本发明第二方面给出的特征的用于在宽带传输***中估计符号时间误差的***来解决这个问题。 

在从属权利要求中给出了有利的实现方式。 

本发明的关键方面是：采用每个接收到的符号中的预定周期，基于符号间的相关性来确定数据符号流中的离散傅立叶变换模块的输入信号的时间误差信号。接收到的符号(例如实际符号、先前符号或后续符号)的DFT或FFT的输入信号的多个样本被选择作为所述符号的不同部分(例如所述符号的结束部分和中间部分)的预定周期。在时域中，基于所述符号的所述不同部分的所选样本的符号间干扰来 确定时间误差值。 

更具体地，在宽带传输***的接收机中，设立了符号时间误差估计器。优选的符号时间误差估计器包括一个单元和一个缓冲器，该单元用于选取离散傅立叶变换的输入信号的接收到的符号的不同部分的多个样本，该缓冲器用于存储所述符号(例如实际符号、先前符号或后续符号)的不同部分的所选样本。而且，相关符号的不同部分的这些所选样本与所述相关符号的同样的不同部分的被缓冲的所选样本进行逐元素复共轭相乘。对于所述相关符号的第一部分，与来自时移向量的对应向量逐元素复共轭形成的第一向量被累加为第一平均总和信号。对于所述相关符号的第二部分，与来自时移向量的对应向量逐元素复共轭相乘的第二向量被累加为第二平均总和信号。所述平均总和信号的实数部分的差值表示时间误差值。时移对应于保护间隔长度。 

因此，本发明提供了一种用以快速获取和连续跟踪OFDM信号的定时的具有鲁棒性的方案。在优选实施例中，使用时间误差估计器所确定的时间误差值来调整，尤其是前移或推后快速傅立叶变换选择窗口，或者在使用采样速率转换器的情况下增大或减小采样转换器中的采样转换速率，或者在使用模数转换器的情况下，增大或减小模数转换器中的采样速率。 

换句话说：本发明是一种新的用来在时域上对符号进行时间跟踪的非数据辅助方法。符号时间误差估计器和用来估计符号时间误差的方法是基于时域的。 

基于新的非数据辅助标准，本发明关注数据调制OFDM信号的符号时间同步，OFDM信号使用循环前缀(或后缀)来保护符号不受符号间干扰的影响。由于基本上所有的OFDM***利用该方法，并且该标准是非数据辅助的，所以本发明适于更广泛的基于OFDM的***。本发明适于具有任意FFT长度(大的FFT大小会产生更小噪声的估计)以及最实用的保护间隔(至少从1/32至1/2)的OFDM。 

本发明利用一种新的标准，其产生一个与发生的符号间干扰成正比的值作为绝对值，并且将朝什么方向调整定时作为其符号。这样 的话，接收机能调整其定时，以便将接收到的符号的符号间干扰降到最小。误差估计本身没有偏差。 

本发明传输符号定时的误差信号，该误差信号能被用于传统的跟踪环路中调整时间窗口，从而为解调器选取最佳的样本向量。与传统的跟踪环路结合的本发明的性能预计与基于IFFT的信道脉冲相应估计方法的性能(如果不超过)相当。甚至当路径之间的延迟超过了保护间隔持续时间时，该标准在包括SFN的单路径和多路径环境中也能产生良好的结果。当脉冲响应分布在保护间隔内的很长持续时间上时，其也能产生良好的结果。 

误差信号是从FFT的输入信号得到的，并且考虑了在前、实际或后续符号的FFT输入。因此，本发明是仅仅基于pre-FFT的。 

计算复杂性和存储器要求与简单的斜率估计方法相当。不需要目前最常用的额外的IFFT。 

本发明的时间跟踪算法能很好地映射到标准的数字信号处理器。 

存在不同的实现变型，于是跟踪环路能适应于应用的实现和性能需要。 

而且，可以将这些实现变型结合起来提高性能。 

如果正确地选择参数，本发明的跟踪环路的跟踪范围是FFT大小样本到保护间隔的左侧或右侧的1/2(相当于Tu/2的持续时间)。在FFT大小样本的1/4(相当于Tu/4的持续时间)的范围内，由时间误差估计器获得的平均误差信号几乎与实际的时间误差成正比，从而使该时间估计器对于传统的跟踪环路实现是理想的。该时移对应于保护间隔的长度。 

根据均衡器的实现方式(不是本发明的主题)，可能需要信道传递函数的平均斜率的补偿。通过在频域中与具有线性增大或减小相位的向量进行的相乘，或者通过循环移位FFT的输入向量能完成斜率的补偿。通过包括校正因数，本发明能够处理已经循环移位的FFT输入的FFT输出。因此，本发明还非常适于利用循环的FFT输入向量移位技术的接收机结构。 

所述的时域符号时间误差估计器，其根据通过循环移位FFT的输入向量而基于符号的不同部分的所选样本的符号间干扰来确定时间误差，这种时域符号时间误差估计器比频域符号时间误差估计器允许更少的计算量。相比之下，时域符号时间误差估计器的更大内存需要是可以忽略的。而且，频域符号时间误差估计器利用FFT的滤波特性，以及如果接收机依赖FFT来降低残留邻近信道干扰，则其对于相邻信道干扰没有时域符号时间误差估计器敏感。两种符号时间误差估计器，在之前提出并且有助于本专利申请的专利申请(amtlichesAktenzeichen von Invention Disclosure#298172 einfügen)中所述的频域符号时间误差估计器和在此所述的时域符号时间误差估计器具有相同的数学背景，并且都具有令人满意的特性。 

附图说明

图1示出了保护间隔所保护的OFDM符号的传统结构， 

图2示出了传统的FFT窗口中的时间延迟的示意图， 

图3示出了传统的功率提高的离散导频的传统***的示意图， 

图4分别示出了传统的两路径模型在两个时刻t1和t2的幅度， 

图5示出了用于宽带传输***的接收机的优选实施例的框图， 

图6示出了接收机的符号时间误差估计器的优选实施例的框图， 

图7示出了用于时间跟踪DLL的适当环路滤波器的实施例的框图， 

图8用示例示出了保护间隔1/4、FFT大小为2048和SNR为10dB的单个路径的S曲线图， 

图9用示例示出了根据图7的S曲线的加权函数图， 

图10A到图10D示出了相对于接收到的符号的有用数据样本的FFT窗口的不同位置以及在符号间干扰的情况下两个连续的向量之间的相关性。 

标号列表：1接收机；2频率误差校正单元；3采样速率转换器；4窗口选择和保护间隔去除单元；5FFT单元；6符号时间误差估计器；6.1样本选择模块；6.2样本选择模块；6.3缓冲模块；6.4 缓冲模块；6.5常数相乘模块；6.6常数相乘模块；6.7实数部分；6.8实数部分；6.9求和模块；6.10求和模块；6.11差值模块；7公共相位误差估计器；8公共相位误差校正单元；9频率跟踪单元；10均衡器；11信道估计器；12外部接收机；12.1至12.7外部接收机的功能模块；13环路滤波器；13.1相乘模块；13.2连续积分模块；13.3求和模块；13.4延迟模块；13.5数字转换器；13.6求和模块 

具体实施方式

为了详细描述如何使用本发明，首先，考虑典型的DVB-T/H接收机。 

图5示出了典型的DVB-T/H接收机1的框图。为了简单起见，未示出基于post-FFT的获取的电路。通常通过控制频率误差校正单元2中的数字移频器来对由模拟前端、模数转换器(ADC)和另外的数字滤波器电路提供的数字IQ输入IN进行进一步频率误差校正。 

然后，通过采样速率转换器3(SRC)馈送校正信号，其中采样速率转换器3(SRC)能校正发射机和接收机ADC之间的采样频率偏移。采样速率转换器3可选择性地包括另外的抽取和低通滤波。 

在对频率和采样频率时钟偏移进行校正之后，对于每个接收到的符号，使用用于窗口选择和去除保护间隔Tg的单元4。更具体地，选取FFT大小样本的向量。在该向量上，在FFT单元5中执行FFT。 

根据接收机的实现方式，需要去除残留公共相位误差(CPE)。通常，从多路提取连续导频，并且在单元7中使用这些连续导频来估计公共相位误差，从单元7能获得适当的估计。然后在CPE校正单元8中使用这个估计来校正FFT单元5的输出端的公共相位误差。 

在频率跟踪电路9中，能进一步使用估计公共相位误差来跟踪任何的残留频率偏移以控制频率误差校正模块2。 

对于连续的处理，必须通过均衡器10来去除CPE校正符号中的由信道所增加的损坏。通常使用从多路提取的离散导频，从信道估计器11获得信道传递函数(CTF)的估计。通常，通过在时域和频域 对来自基于离散导频的估计的信道进行内插，来获得信道估计。 

然后，校正的OFDM符号和估计的信道传递函数被传输到外部接收机12。然后，外部接收机12执行符号去映射、符号和位去交织、解压缩(Depuncturing)、通常由Viterbi处理器进行的卷积解码、外部(Forney)去交织、Reed-Solomon解码，以及最后的去随机(解密)来传送MPEG传输流(MPEG-TS)。因此，外部接收机12包括多个传统的功能模块或单元12.1至12.7。 

如图4所示，在本发明的公开中所述的建议的时间跟踪算法使用FFT单元5的输入或用来进行窗口选择和去除保护间隔Tg的单元4的输出，其中FFT单元5与用于对窗口选择单元4或采样速率转换器3进行符号时间控制的符号时间误差估计器6连接。这与使用离散导频或信道传递函数CTF估计的其他已知技术相反。 

图6示出了建议时间跟踪算法的可行的实现方式的框图，其中重点是发明的符号时间误差估计器6。符号时间误差估计器6得到接收到符号的FFT单元5的输入样本。 

对于时间误差估计，仅仅包含载波的FFT的输入样本才是有用的。 

具体地，提供了两个单元6.1和6.2，这两个单元选取所述接收到的符号的不同部分的多个样本。例如，选择先前符号末端的样本和该符号的中间部分的样本。为了降低计算复杂性，还可以仅仅选择那些载波的子集。然而，仅选择载波的子集会损坏噪声器误差估计，并且需要较小的环路滤波器带宽来处理类似的时间抖动。这是否能被容忍取决于所需的跟踪收敛时间。载波集或者子集应该是顺序的。 

所述两个单元6.1和6.2是多路分配器。第一多路分配器6.1将大小为N的接收到的符号的向量选择为4个部分：删除由FFT输入信号的接收到的符号的最初NG个样本组成的第一部分，其中NG对应于保护间隔的大小。将由L个样本组成的第二部分传输到对这L个样本进行缓冲的第一缓冲器6.3。大小为N-2L-NG的第三部分也被删除。最后，长度为L的最后部分被传输到第二缓冲器6.4。 

第二多路分配器6.2将大小为N的相同输入向量选择为4个不 同部分：由最初L个样本组成的第一部分被传输到第一乘法器6.5，第一乘法器6.5将L个这些样本与来自第一缓冲器6.3的缓冲样本的复共轭进行相乘，在用于总和计算的第一单元6.9中，从这些乘积计算出经过结果的实数部分6.7的第一总和。删除N-2L-NG个样本的输入向量的第二部分。由接下来的L个样本组成的第三部分被传输到第二乘法器6.6，第二乘法器6.6将L个这些样本与第二缓冲器6.4的L个缓冲样本的复共轭进行相乘，在用于总和计算的第二单元6.10中，从这些乘积计算出经过结果的实数部分6.8的第二总和。在单元6.9和6.10中进行的总和计算通常被称为“积分陡落(integrate anddump)”。最后，删除长度为NG的最后一个部分。 

在用于差值计算的单元6.11中，计算出第一总和与第二总和之间的差值，从而形成误差信号ε。误差信号ε被传输到传统的环路滤波器13，该传统的环路滤波器13具有低通特性，其输出对窗口选择单元4进行控制。另外的环路滤波器能对该输出进行滤波来控制采样速率转换器3。 

更具体地，数字FFT输入信号的向量x和y之间的误差信号ε的校正值是通过将它们的元素x(m)和y(m)，0≤m≤N-1的乘积求和来进行计算的，其中N是向量的长度(对于OFDM为FFT的长度)： 

$R_{\mathrm{xy}}\left(0\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(m\right)y^{*}\left(m\right)$

由于循环前缀是最后样本的相同复制，如果评述校正，则将仅需要评述向量x和y的实数部分Rx，Ry。 

针对符号时间跟踪，确定符号间干扰(ISI)的发生。另外对于符号间干扰的发生，确定FFT窗口是向前位移还是向后位移。 

为了将源于FFT窗口的向前位移的符号间干扰和源于FFT窗口的向后位移的符号间干扰分隔开，校正函数被划分为两个局部校正。 

由于窗口向前位移而导致的符号间干扰能被估计为以下形式： 

$R_e=\mathrm{Re}\{\underset{m=N-N_G-L}{\overset{N-N_G-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\left(m\right){\tilde{x}}_{k-1}*\left(m\right)\}{W}^i$

由于窗口向后位移而导致的符号间干扰能被估计为以下形式： 

$R_l=\mathrm{Re}\{\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\left(m\right){\tilde{x}}_{k-1}*\left(m\right)\}{W}^i$

其中L是定义跟踪范围的常数，e代表较前的时间误差估计，1代表较后的时间误差估计。利用这两个测量结果，通过计算向前时间误差估计和向后时间误差估计的实数部分之间的差值，能以与符号时间误差信号ε相似的方式来定义符号时间误差估计器6，其中误差标准ε简单表示为： 

e＝R_e-R_l

为了关闭跟踪环路，符号时间误差值ε被馈送到环路滤波器13，其中环路滤波器13执行另外的求平均值来降低符号时间误差值ε的噪声。跟踪环路的设计是简单的。在图7中描述了环路滤波器13的可行实施例。 

在图7中，来自时间误差估计器6的符号时间误差值ε首先在相乘模块13.1中与积分常数K_i相乘。该常数确定了环路滤波器带宽。该乘积在具有求和模块13.3和延迟模块13.4以及在具有求和模块13.6的数字转换器13.5的连续积分电路13.2中进行累加。具体地讲，将相乘模块13.1的输出信号加到由记为Z^-1的单值延迟元件所赋值(enable)的所有先前累加值的和中。被累加的值还被提供给包含零值的数字转换器13.5。如果总和超过了一个或多个整数，则将该整数作为推后/前移信号提供给保护间隔/时间窗口控制模块4，以在采样速率转换器3中对进入的样本流前移或推后整数个样本。同时，从环路滤波器13中累加的值中减去该整数值。 

以类似的方式，通常使用二阶或高阶环路滤波器能估计时间漂移。然后能使用该时间漂移估计来调整采样速率转换器3的采样速率转换因数。 

在该部分的剩余部分，描述时间误差估计器6的性能。 

图8示出了从对100个连续的OFDM符号进行模拟所获得的可能S曲线，其中信道为单路径信道。FFT大小为2048样本，保护间隔为1/4。在该示例中，常数L如下定义了跟踪范围：L＝(N-N_G)/2。用10dB的SNR增加了高斯白噪声。该S曲线显示了对所有100个符号进行平均的结果。通过模拟符号时间误差值ε，获得了时间偏移τ的S曲线，其中在样本中定义了τ，以及τ＝0意味着对OFDM符号的第一样本进行FFT计算，即循环前缀完全地包括在FFT的输入向量中。S曲线表示对于从0至511的偏移量τ，符号时间误差值ε实际上为0。对于单路径信道来说，对于这个范围，没有出现符号间干扰，因此，对于这个范围，无需调整FFT窗口。 

对于负的τ，接收机1经受来自先前符号的符号间干扰。符号时间误差值ε变为负的，来通知跟踪电路将接收到的样本流推后。对于超过保护间隔持续时间的τ，接收机1经受了来自后续符号的符号间干扰。在这种情况下，符号时间误差值ε变为正的，来通知跟踪电路将接收到的样本流前移。 

与将校正函数划分为不同部分的方式不同，描述时间误差值ε的相同数学方式是：

$\mathrm{\ϵ}=\mathrm{Re}\left\{\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}W\left(m\right)x_k\left(m\right){\tilde{x}}_{k-1}^{*}\left(m\right)\right\}$

其中w(m)是加权函数，对于0≤m＜L，该加权函数为正；对于N-N_G-L≤m＜N-N_G，该加权函数为负；以及m为其他值时，该加权函数为0。对于如使用的L＝(N-N_G)/2，产生图8所述的S曲线。图9示出了加权函数w(m)的可能图形。 

能通过循环卷积如下在数学上表示循环移位向量 

${\tilde{x}}_k\left(m\right)=x_k\left(m\right)\⊗\mathrm{\δ}(m+N_G)$

其中 $\mathrm{\δ}\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& m=0,\\ 0& m\≠0\end{array}\right.$

因此，时间误差值ε能被表示为： 

$\mathrm{\ϵ}=\mathrm{Re}\{\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}w\left(m\right)x_k\left(m\right)x_{k-1}^{*}\left(m\right)\⊗\mathrm{\δ}(m+N_G)\}$

利用所谓的帕斯法尔定律： 

$\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(m\right)y^{*}\left(m\right)=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(m\right)Y^{*}\left(m\right)$

其中，X(m)和Y(m)分别是x(m)和y(m)的傅立叶表示。能够获得用于时间误差值ε的频域表示： 

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{N}\mathrm{Re}\{\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}W\left(m\right)\⊗X_k\left(m\right)X_{k-1}^{*}\left(m\right)e^{j2\mathrm{\π}\frac{m{N}_G}{N}}\}$

由于w(m)是相对低的带宽，所以w(m)中的大多数能量都位于零载波附近，而且，由于w(m)的平均值为0，所以W(0)＝0。因此，能将时间误差值ε进行如下近似： 

$\mathrm{\ϵ}\≈\frac{1}{N}\mathrm{Re}\left\{\underset{n=-\mathrm{1,1}}{\mathrm{\Σ}}W\left(n\right)\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k(m-n){X^{*}}_{k-1}\left(m\right)e^{j2\mathrm{\π}\frac{m{N}_G}{N}}\right\}$

这将导致在提交的申请EP05112274.5中所述的方法和设备。 

图10A到图10D示出FFT窗口相对于接收到的符号的有用数据的不同位置，以及在符号间干扰的情况下的两个连续向量之间的相关性。 

上述的发明允许通过获得所述时间误差值ε的无偏估计来测量符号间干扰。估计时间误差值ε的符号表示需要向哪个方向调整FFT窗口。 

图10A到图10D示出FFT窗口相对于接收到的符号和所选样本的不同位置。在图10A中，FFT窗口有点向后，这意味着在每个符号中都包括下一个符号的一些样本。在图10B中示出了FFT窗口的非常向后位移。注意，循环前缀是OFDM符号的最后样本的相同复 制，可以看出，在FFT窗口选取向后的情况下，在两个连续的窗口中包括相同的样本，即第k窗口的样本向量x_k包含一些样本，这些样本与向量x_k-1中包含的一些样本相同。在FFT窗口向后位移的情况下，向量x_k和x_k-1包含被校正的样本。通过用包含保护间隔长度的多个样本将x_k-1中的元素循环旋转到左侧，相关的样本将处于相同的位置，即在向量x_k的右侧部分，并且循环旋转的向量x_k-1从该向量的末端开始减去保护间隔的长度后接近该向量的开始端。相关样本的数量随着FFT窗口位移量到达保护间隔的长度而增加。之后，x_k中的相关样本模块和循环旋转的向量x_k-1开始向左移位。 

在图10C中，FFT窗口有点太向前，这意味着在每个符号中都包括前一符号的几个样本。图10D示出了FFT窗口的非常向前位移。可以看出，在这些情况下，在x_k的左侧部分和循环旋转的向量x_k-1中存在相关样本。 

如上所述，尽管建议将本发明用于DVB-T/H的环境，但是本发明不仅仅限于DVB-T/H，而是适于更广泛的OFDM***，其包括DAB、ISDB-T、DMB-T和其他可能，例如ADSL/VDSL中，或者是用于即将到来的WiBro和WiMax标准。 

Claims (15)

1.一种用于估计宽带传输***中的符号时间误差的方法，其包括： 

采用每个接收到的符号中的预定周期，基于符号间相关性来确定数据符号流中的离散傅立叶变换模块(5)的输入信号的定时误差信号，在接收到的符号中包括由循环扩展形成的保护间隔， 

选择符号的不同有用数据部分的多个样本作为预定周期， 

基于所述符号的不同部分的所选样本的符号间干扰来确定时间误差值(ε)， 

其中在执行所选数量的样本的离散傅立叶变换之前： 

对先前符号末端的样本的第一向量进行缓冲， 

对先前符号的中间部分的样本的第二向量进行缓冲， 

第一向量与来自实际符号的时移向量的对应向量进行逐元素复共轭相乘， 

第二向量与来自所述实际符号的时移向量的对应向量进行逐元素复共轭相乘， 

所述时移向量的时移量对应于所述保护间隔的大小， 

计算进行了逐元素复共轭相乘后的第一向量的第一平均总和信号， 

计算进行了逐元素复共轭相乘后的第二向量的第二平均总和信号， 

计算第一平均总和信号的实数部分和第二平均总和信号的实数部分之间的差值作为时间误差值(ε)。 

2.根据权利要求1所述的方法，包括： 

使用先前符号、后续符号或实际符号来选择多个样本。 

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中： 

执行离散傅立叶变换的所选样本的数量等于离散傅立叶变换的 长度。 

4.根据权利要求1或2所述的方法，包括： 

通过使用不同的样本移位因数来确定多个单独的时间误差值(ε)。 

5.根据权利要求4所述的方法，包括： 

通过对各个时间误差值(ε)求和来确定组合时间误差值。 

6.根据权利要求1或2所述的方法，包括： 

使用确定的时间误差值(ε)来调整定时。 

7.根据权利要求1或2所述的方法，包括： 

使用确定的时间误差值(ε)进行调整以前移或推后快速傅立叶变换选择窗口。 

8.根据权利要求1或2所述的方法，包括： 

使用确定的时间误差值(ε)来增大或减小采样速率转换器中的采样转换速率。 

9.根据权利要求1或2所述的方法，包括： 

使用确定的时间误差值(ε)来增大或减小模数转换器中的采样速率。 

10.一种用于估计宽带传输***中的符号时间误差的***，其从发射机接收数据符号流，该***包括： 

符号时间误差估计器(6)，其使用每个接收到的符号中的预定周期，基于符号间相关性来估计数据符号流中的离散傅立叶变换模块(5)的数字输入信号的定时误差信号，在接收到的符号中包括由循环扩展形成的保护间隔，其中符号的不同有用数据部分的多个样本被 选择作为预定周期，并且基于所述符号的不同部分的所选样本的符号间干扰来确定时间误差值(ε)， 

所述符号时间误差估计器(6)包括： 

两个选择单元(6.1，6.2)，用于选择离散傅立叶变换模块(5)的所述输入信号的符号的不同有用数据部分的多个样本，所述两个选择单元中的一个选择单元(6.1)所选择的所述符号的样本与所述两个选择单元中的另一个选择单元(6.2)所选择的所述符号的样本相比具有时移量，所述时移量对应于所述保护间隔的大小； 

缓冲器(6.3，6.4)，用于存储所述两个选择单元中的一个选择单元(6.1)所选择的所述符号的不同有用数据部分的所选样本作为先前符号的缓冲样本； 

两个乘法器单元(6.5，6.6)，用于将所述两个选择单元中的另一个选择单元(6.2)所选择的当前的实际符号的所选样本和在缓冲器(6.3，6.4)中存储的先前符号的缓冲样本进行逐元素复共轭相乘； 

两个总和计算单元(6.9，6.10)，用于计算进行了逐元素复共轭相乘的样本对应部分的第一平均总和信号和第二平均总和信号；以及 

差值计算单元(6.11)，用于计算第一平均总和信号的实数部分和第二平均总和信号的实数部分之间的差值，从而将时间误差值(ε)映射到实轴或虚轴。 

11.根据上述权利要求10所述的***，其中： 

使用符号时间误差估计器(6)的时间误差值(ε)来调整定时。 

12.根据上述权利要求10所述的***，其中： 

使用符号时间误差估计器(6)的时间误差值(ε)进行调整以前移或推后快速傅立叶变换选择窗口。 

13.根据上述权利要求10所述的***，其中： 

使用符号时间误差估计器(6)的时间误差值(ε)来增大或减 小采样速率转换器(3)中的采样转换速率。 

14.根据上述权利要求10所述的***，其中： 

使用符号时间误差估计器(6)的时间误差值(ε)来增大或减小模数转换器的采样速率。 

15.根据上述权利要求10所述的***，其中通过FIR或IIR环路滤波器来对时间误差值(ε)进行平均，并且使用环路滤波器的输出来调整定时。 

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