CN106254283B - 最小化在ofdm信号中的符号间干扰 - Google Patents

最小化在ofdm信号中的符号间干扰 Download PDF

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Abstract

本发明涉及最小化在OFDM信号中的符号间干扰。描述了用于对OFDM信号解码的方法和OFDM接收机。该方法包括：对于多个潜在FFT窗位置中的每个从OFDM信号的导频密集符号估计信道脉冲响应；确定信道脉冲响应中的每个的本底噪声；选择与具有最低本底噪声的信道脉冲响应相应的潜在窗位置作为最佳FFT窗位置；以及使用最佳FFT窗位置对OFDM信号的符号解码。

Description

最小化在OFDM信号中的符号间干扰
背景
正交频分复用(OFDM)是特殊多载波调制(MCM)技术，其中在多个较低速率正交子载波上传输单个数据流。通过将输入流分成N个并行的流来从二进制数字的串行流产生OFDM信号。使用调制方案例如QAM(正交振幅调制)或PSK(相移键控)来将每个流映射到符号流。在每组符号上计算逆快速傅立叶变换(IFFT)以将一组子载波转换成时域信号。同时传输的每组符号被称为OFDM符号。
图1示出包括OFDM符号104的块的示例OFDM帧102。为了去除或减小符号间干扰(ISI)，保护间隔(GI)106附加在每个符号104的数据部分108的开头处。只要回波落在这个间隔内，它们就将不影响接收机正确地对符号解码的能力。通常，在保护间隔106期间传输由符号的数据部分108的末尾部分110组成的循环前缀。
通过对符号104的数据部分108执行FFT(快速傅立叶变换)来在OFDM接收机处对每个OFDM符号解码。然而，因为保护间隔106包括数据部分108的末尾部分110的副本，所以可对等于数据长度的符号的任何部分执行FFT。这是因为等于数据长度的符号的任何部分将包括所有的数据。符号的部分(对该部分执行FFT)被称为FFT窗。这还可以可选地被称为FFT符号窗。
相应地，如图2所示，特定符号104的FFT窗的开头可位于在保护间隔106的开头202和末尾204之间的任何地方处。特别是，FFT窗可以在位置A 206、位置B 208或其间的任何地方(例如位置C 210)处。保护间隔106的开头202还可被称为保护间隔106的开始边缘、前缘或第一边缘。类似地，保护间隔106的末尾204还可被称为保护间隔106的结束边缘、后缘或第二边缘。
在无线OFDM***中，由发射机产生的OFDM信号一般将经由很多不同的路径到达接收机。例如，如图3所示，OFDM接收机可接收包括符号A的初级或主信号302和也包括信号A的次级信号或回波304，其相对于最强的主信号302在时间上正地或负地延迟。将FFT窗定位成使得最大量的能量可从主信号302和回波304两者得到是有利的。例如在图3中，理想地，FFT窗位于当主信号302和回波304重叠时的周期306中，使得符号A可经由主信号302和回波304被正确地解码。相应地，在图3的例子中，FFT窗优选地位于位置A 308、位置B 310或其间的任何地方(例如位置C 312)处。
正确地定位窗很重要，因为失真可通过错误地定位FFT窗而产生。然而，确定FFT窗的正确位置很难，因为一般存在很多回波或次级信号，其中一些可能相当弱(例如低于20dB)。
下面所述的实施方式不限于解决已知OFDM接收机的任何或所有缺点的实现。
概述
这个概述被提供来以简化的形式介绍一系列概念，其在下面在详细描述中被进一步描述。这个概述并不打算识别所主张的主题的关键特征或基本特征，也不打算用作在确定所主张的主题的范围时的帮助。
在本文描述了用于对OFDM信号解码的方法和OFDM接收机。该方法包括：对于多个潜在FFT窗位置中的每个从OFDM信号的导频密集符号估计信道脉冲响应；确定每个信道脉冲响应的本底噪声；选择相应于具有最低本底噪声的信道脉冲响应的潜在窗位置作为最佳FFT窗位置；以及使用最佳FFT窗位置对OFDM信号的符号解码。
第一方面提供在OFDM接收机处对OFDM信号解码的方法，该方法包括：对于多个潜在FFT窗位置中的每个从OFDM信号的所接收的导频密集符号估计信道脉冲响应；确定每个信道脉冲响应的本底噪声；选择相应于具有最低本底噪声的信道脉冲响应的潜在FFT窗位置作为最佳FFT窗位置；以及使用最佳FFT窗位置对OFDM信号的符号解码。
第二方面提供OFDM接收机，其包括：被配置成对于多个潜在FFT窗位置中的每个从OFDM信号的导频密集符号估计信道脉冲响应的信道脉冲响应产生模块；被配置成确定每个所估计的信道脉冲响应的本底噪声的本底噪声估计模块；以及被配置成选择相应于具有最低本底噪声的所估计的信道脉冲响应的潜在窗位置作为最佳FFT窗位置的FFT窗位置选择模块。
本发明的另外的方面还涉及以下内容：
1)一种在正交频分复用OFDM接收机处对OFDM信号解码的方法，所述方法包括：
对于多个潜在FFT窗位置中的每个，从所述OFDM信号的所接收的导频密集符号估计信道脉冲响应；
估计每个所述信道脉冲响应的本底噪声；
选择与具有最低本底噪声的信道脉冲响应相应的所述潜在FFT窗位置作为最佳FFT窗位置；以及
使用所述最佳FFT窗位置对所述OFDM信号的符号解码。
2)如1)所述的方法，还包括基于所述接收的导频密集符号来选择所述多个潜在FFT窗位置。
3)如2)所述的方法，其中基于所述接收的导频密集符号来选择所述多个潜在FFT窗位置包括：估计所述接收的导频密集符号的保护间隔以及选择多个潜在FFT窗位置，每个所述潜在FFT窗位置从所估计的保护间隔移位了不同的量。
4)如3)所述的方法，其中越接近所述保护间隔的边缘，选择越多潜在FFT窗位置，越远离所述保护间隔的边缘，选择越少潜在FFT窗位置。
5)如1)所述的方法，其中对于特定潜在FFT窗位置从所述接收的导频密集符号估计所述信道脉冲响应包括：
对落在由所述特定潜在FFT窗位置规定的FFT窗内的所述接收的导频密集符号的样本执行FFT以产生所述接收的导频密集符号的频域表示；
从所述接收的导频密集符号的所述频域表示提取导频子载波，以生成导频频域表示；以及
对所述导频频域表示执行IFFT，以为所述特定潜在FFT窗位置产生所述信道脉冲响应的估计。
6)如1)所述的方法，还包括为所述最佳FFT窗位置确定所述信道脉冲响应的最佳位置。
7)如6)所述的方法，其中为所述最佳FFT窗位置确定所述信道脉冲响应的所述最佳位置包括：
对落在由所述最佳FFT窗位置规定的FFT窗内的所述接收的导频密集符号的样本执行FFT以产生所述接收的导频密集符号的频域表示；
将多个相位旋转中的每个应用于所述接收的导频密集符号的所述频域表示，以产生所述接收的导频密集符号的多个相位旋转的频域表示；
基于在所述相位旋转的频域表示中的导频，产生所述接收的导频密集符号的每个相位旋转的频域表示的信道频率响应估计；
基于每个信道频率响应估计，来使所述接收的导频密集符号均衡；
测量每个均衡的导频密集符号的L1前子载波上的噪声量；以及
选择与产生在所述L1前子载波上的最低噪声的信道频率响应相应的相位旋转。
8)一种正交频分复用OFDM接收机，包括：
信道脉冲响应产生模块，其被配置成对于多个潜在FFT窗位置中的每个从OFDM信号的所接收的导频密集符号估计信道脉冲响应；
本底噪声估计模块，其被配置成估计所估计的信道脉冲响应中的每个的本底噪声；以及
最佳FFT窗位置选择模块，其被配置成选择与具有最低本底噪声的所估计的信道脉冲响应相应的所述潜在FFT窗位置作为最佳FFT窗位置。
9)如8)所述的OFDM接收机，还包括被配置成基于所述接收的导频密集符号来选择所述多个潜在FFT窗位置的潜在FFT窗位置产生模块。
10)如9)所述的OFDM接收机，其中所述潜在FFT窗位置产生模块被配置成通过估计所述接收的导频密集符号的保护间隔并选择每个潜在FFT窗位置从所估计的保护间隔移位了不同的量的多个潜在FFT窗位置来基于所述接收的导频密集符号选择所述多个潜在FFT窗位置。
11)如10)所述的OFDM接收机，其中所述潜在FFT窗位置产生模块被配置成：
越接近所述保护间隔的边缘，选择越多的潜在FFT窗位置，越远离所述保护间隔的边缘，选择越少的潜在FFT窗位置。
12)如8)所述的OFDM接收机，其中所述信道脉冲响应产生模块包括：
FFT模块，其被配置成对落在由特定潜在FFT窗位置规定的FFT窗内的所述接收的导频密集符号的样本执行FFT以产生所述接收的导频密集符号的频域表示；
导频提取模块，其被配置成从所述接收的导频密集符号的所述频域表示提取导频子载波以产生导频频域表示；以及
IFFT模块，其被配置成对所述导频频域表示执行IFFT以为所述特定潜在FFT窗位置产生所述信道脉冲响应的估计。
13)如12)所述的OFDM接收机，其中所述多个潜在FFT窗位置中的每个与相对于参考FFT窗位置的时移相关；以及所述信道脉冲响应产生模块还包括斜率消除模块，所述斜率消除模块被配置成在向所述导频提取模块提供所述接收的导频密集符号的频域表示之前将与所述特定潜在FFT窗位置相关的时移相应的相位斜率消除应用于所述接收的导频密集符号的频域表示。
14)如12)或13)所述的OFDM接收机，其中所述信道脉冲响应产生模块还包括比例模块，所述比例模块被配置成在向所述IFFT模块提供所述导频频域表示之前根据参考FFT窗位置将功率归一化应用于所述导频频域表示。
15)如8)所述的OFDM接收机，其中所述本底噪声估计模块包括被配置成将阈值应用于特定信道脉冲响应以产生所述特定信道脉冲响应的本底噪声的表示的阈值模块。
16)如15)所述的OFDM接收机，其中所述本底噪声估计模块还包括抽取模块，所述抽取模块被配置成在向所述阈值模块提供所述特定信道脉冲响应之前抽取所述特定信道脉冲响应。
17)如15)或16)所述的OFDM接收机，其中将所述阈值应用于所述特定信道脉冲响应从所述特定信道脉冲响应去除高功率峰值。
18)如8)所述的OFDM接收机，还包括被配置成为所述最佳FFT窗位置确定所述信道脉冲响应的最佳位置的定位模块。
19)如18)所述的OFDM接收机，其中所述定位模块被配置成通过下列操作来为所述最佳FFT窗位置确定所述信道脉冲响应的所述最佳位置：
对落在由所述最佳FFT窗位置规定的FFT窗内的所述接收的导频密集符号的样本执行FFT以产生所述接收的导频密集符号的频域表示；
将多个相位旋转中的每个应用于所述接收的导频密集符号的所述频域表示以产生所述接收的导频密集符号的多个相位旋转的频域表示；
基于在所述相位旋转的频域表示中的导频产生所述接收的导频密集符号的每个相位旋转的频域表示的信道频率响应估计；
基于每个信道频率响应估计来使所述接收的导频密集符号均衡；
测量每个均衡的导频密集符号的L1前子载波上的噪声量；以及
选择与产生在所述L1前子载波上的最低噪声的信道频率响应相应的所述相位旋转。
20)如8)所述的OFDM接收机，其中所述信道脉冲响应产生模块被配置成从同一导频密集符号产生所述信道脉冲响应中的每个。
本文所述的方法可由配置有软件的计算机执行，软件是以存储在有形存储介质上的机器可读形式、例如以包括用于配置计算机来执行所述方法的组成部分的计算机可读程序代码的计算机程序的形式或以包括适合于当程序在计算机上运行时执行本文所述的任何方法的所有步骤的计算机程序代码模块的计算机程序的形式，且其中计算机程序可体现在计算机可读存储介质上。有形(或非暂时性)存储介质的例子包括磁盘、拇指驱动器、存储卡等，且并不包括传播信号。软件可适合于在并行处理器或串行处理器上执行，使得方法步骤可以按任何适当的顺序或同时被执行。
本文描述的硬件部件可由非暂时性计算机可读存储介质产生，非暂时性计算机可读存储介质具有在其上编码的计算机可读程序代码。
这承认固件和软件可单独地被使用且是有价值的。旨在包括在“非智能(dumb)”或标准硬件上运行或控制“非智能”或标准硬件的软件以实现期望功能。还旨在包括“描述”或定义硬件的配置的软件(例如HDL(硬件描述语言)软件(如对设计硅芯片或对配置通用可编程芯片使用的))以实现期望功能。
优选特征可以视情况被组合，如将对技术人员明显的，并可与本发明的任何方面组合。
附图简述
将参考附图通过示例的方式来描述本发明的实施方式，在附图中：
图1是OFDM帧的示意图；
图2是用于对OFDM符号解码的可能的FFT窗位置的示意图；
图3是用于对多路径OFDM符号解码的可能的FFT窗位置的示意图；
图4是DVB-T2帧的示意图；
图5是用于选择用于对OFDM信号中的符号解码的FFT窗位置的示例方法的流程图；
图6是示出用于选择用于对导频密集符号解码的潜在FFT窗位置的方法的示意图；
图7是针对导频密集符号的特定FFT窗位置产生信道脉冲响应的示例方法的流程图；
图8是示出从导频密集符号的频域表示提取活动子载波的示例方法的示意图；
图9是示出对导频密集符号的频域表示执行斜率消除的示例方法的示意图；
图10是示出从导频密集符号的频域表示提取导频子载波的示例方法的示意图；
图11是选择以保护间隔边缘为中心的潜在FFT窗位置的示例方法的示意图；
图12是确定信道脉冲响应的噪声级的示例方法的流程图；
图13是用于实现图5的方法的示例OFDM接收机的框图；
图14是示出信道脉冲响应路径位置模糊度的示意图；
图15是示出多个时移的或旋转的信道脉冲响应的示意图；
图16是用于识别信道脉冲响应的中心的示例方法的流程图；以及
图17是示出根据两个示例主信号和回波组合的FFT窗位置所计算的CIR本底噪声的曲线图的示意图。
共同的参考数字在全部附图中用于指示相似的特征。
详细描述
下面仅作为例子描述本发明的实施方式。这些例子代表实施本发明的、申请人当前已知的最佳方式，虽然它们并不是这可被以其实现的仅有的方式。该描述阐述例子的功能和用于构造和操作例子的步骤的顺序。然而，相同或等效的功能和顺序可由不同的例子实现。
如上所述，选择FFT窗的位置以在对OFDM信号的符号解码时使用是重要的任务，因为失真可从错误地定位FFT窗产生。特别是，从错误地定位FFT窗产生的失真一般包括被通常称为总ISI的符号间干扰(ISI)(即相邻符号干扰)和载波间干扰(ICI)(即相邻或自子载波干扰)。
识别并选择FFT窗的很多已知的技术利用嵌在OFDM信号内的导频信息。特别是，每个OFDM符号由映射到多个子载波频率或单元上的数据形成。然而，不是所有单元(或子载波)都用于传输数据。在OFDM帧内的被称为导频单元的各种单元被用接收机已知的参考信息来调制。这些单元然后被在“升高的”功率级传输。导频可用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计、传输模式等。
用于识别FFT窗位置的现有解决方案可被分类为基于导频的或不基于导频的。例如，一种基于导频的方法依赖于导频的早-晚功率测量。另一不基于导频的方法使用保护周期关联。这样的方法通常倾向于：缺乏对导致次最佳FFT窗位置的弱回波(例如低于20dB)的敏感度；缺乏对导致次最佳FFT窗位置的宽回波(例如5倍于循环前缀)的敏感度；产生依据回波是在主信号之前还是在其之后的非对称性能；在处理具有各种强度的很多多径分量的负载信道时有困难；和/或产生载波对噪声(C/N)依赖性能，导致超过某个信号质量的恶化或其组合。
在本文描述了用于可靠地选择FFT窗位置以便最小化特别是在具有重衰减和宽回波的***中的总ISI的基于频率的导频辅助方法。该方法包括：对于多个所估计的FFT窗位置中的每个从OFDM信号的导频密集符号估计信道脉冲响应；确定每个信道脉冲响应的本底噪声；以及选择相应于具有最低本底噪声的信道脉冲响应的所估计的窗位置作为最佳FFT窗位置。
特别是，一些基于OFDM的标准(例如DVB-T2(数字视频广播-第二代陆地)、DVB-C2(数字视频广播-电缆)和高级电视***委员会(ATSC)3.0(如所提议的)标准)使用比其它符号例如(数据符号)具有更高数量(或更高密度)的导频单元的导频密集符号。
例如，现在参考图4，其示出DVB-T2帧402的格式。DVB-T2帧402包括P1符号404、一个或多个P2符号406和多个正常或数据符号4080到408N，其中N是大于1的整数。在一些配置中，最后一个数据符号可以是帧结束符号(未示出)。P1符号用于同步和信令目的；P2符号传送L1(层1)参数配置和一些PLP(物理层管道)数据；以及数据符号携带PLP数据。特别是，P1和P2符号携带L1信令信息。L1信令信息分成三个主要部分：P1信令410(其被携带在P1符号中)、L1前信令412和L1后信令414(两者都被携带在P2符号中)。L1前信令412实现L1后信令414的接收和解码，L1后信令414转而传送接收机访问物理层管道所需的参数。用于携带L1前信令信息的子载波将在本文被称为L1前子载波；以及用于携带L1后信令信息的子载波将在本文被称为L1后子载波。
除了P1符号以外的所有符号(即P2符号、数据符号和帧结束符号)包括导频单元。特别是，P2符号包括P2导频；正常或数据符号包括分散的、连续的和边缘导频；以及任何帧结束符号包括边缘和帧结束导频。然而，P2符号比数据符号和帧结束符号包括更高数量的导频。作为结果，P2符号被考虑为导频密集符号。
在P2符号中的导频单元的数量、位置和振幅由DVB-T2模式确定。例如，在32K SISO(单输入单输出)模式中，每第6个单元是P2导频，且放大率是
Figure GDA0001751881880000101
以及在所有其它模式(包括32K SISO(单输入单输出))中，每第3个单元是P2导频，且放大率是
Figure GDA0001751881880000102
在导频密集符号(例如P2符号)中的较高数量的导频允许信道脉冲响应(CIR)的估计被直接和唯一地从在导频密集符号中的导频做出。特别是，为了对信道采样，频率轴采样分辨率必须足够精细，以捕获信道延迟扩展而没有混叠。只有导频密集符号具有足够的导频以允许在单个符号内的导频的足够高的采样分辨率。特别是，在8MHz 32k SISO中，P2符号对高达
Figure GDA0001751881880000103
的延迟扩展支持尼奎斯特(Nyquist)采样，其中Tu由带宽和FFT尺寸确定。
从单个数据符号中的导频估计信道脉冲响应在理论上是可能的，但它将具有有限的时间分辨率且将通常是有噪声的。为了从数据符号中的导频产生有用的信道脉冲响应将需要多个数据符号来得到足够的导频样本。例如在一些DVB-T2模式中，将采用16个数据符号来得到足够的信息以能够估计有用的信道脉冲响应。相应地，从导频密集符号中的导频估计CIR允许CIR被估计而不依赖于数据符号或基于数据承载子载波的复杂判决引导的技术。
如上面提到的，FFT窗的错误定位产生总ISI(ICI+ISI)。这可在数学上示出，其中所接收的信号
Figure GDA0001751881880000111
被表示为在方程(1)中所示的：
Figure GDA0001751881880000112
其中τ是正FFT窗位置偏移；T是符号持续时间；e(t)是平移了FFT位置位移和符号持续时间的由于错误定位而引起的干扰；以及s(t)是需要的信号。
对所接收的信号执行离散傅立叶变换(DFT)导致代表特定的子载波或单元k的多个频域仓(bin)Xk，如在方程(2)中所示的。方程(2)的处理示出频域仓或单元可被表示为期望单元信号加上ICI和ISI(被称为总ISI)。
Figure GDA0001751881880000114
Figure GDA0001751881880000115
Figure GDA0001751881880000116
Figure GDA0001751881880000117
频率仓或单元可被重写为如在方程(7)和(8)中所示的FFT窗位置的函数，其中Sk是期望子载波信号。
Figure GDA0001751881880000118
Figure GDA0001751881880000119
因为
Figure GDA00017518818800001110
是可在OFDM接收机处消除的旋转项，假定保护间隔大于信道范围，项[e(t)-s(t)]可通过τ的选择而被消除，使得总ISI被去除或减小。
如果Sk是具有已知的振幅和相位的导频，则信道脉冲响应(CIR)可被估计。从方程(8)很明显，总ISI(ICI+ISI)将对CIR有直接影响，因此从被表示为CIR(τ)的CIR，总ISI(ICI+ISI)可以被测量为窗位置的函数。
相应地，如果为多个不同的FFT窗位置确定CIR，则那些CIR的本底噪声指示那些FFT窗位置中的哪个具有最小量的总ISI。
现在参考图5，其示出通过比较导频密集符号(例如P2符号406)的各种FFT窗位置的信道脉冲响应来选择用于对所接收的OFDM信号的符号解码的FFT窗的方法500。方法500在块502开始，其中导频密集符号(例如P2符号406)被接收。在一些情况下，所接收的导频密集符号可存储在缓冲器中。一旦导频密集符号被接收到(且可选地被存储)，方法500就继续进行到块504。
在块504，选择或识别用于对所接收的导频密集符号解码的多个可能或潜在的FFT窗位置。在一个保护不可知规划中，通过(i)估计保护间隔的开始或第一边缘、(ii)识别从保护间隔的所估计的开始或第一边缘向左移位的多个FFT窗位置、以及(iii)识别从保护间隔的所估计的开始或第一边缘向右移位的多个FFT窗位置来选择可能的FFT窗位置。
例如，现在参考图6，其示出用于对所接收的导频密集符号602解码的可能或潜在的FFT窗位置的选择。保护间隔620的开始或第一边缘被估计为出现在点604处，且第一潜在FFT窗位置与保护间隔的所估计的开始或第一边缘对准。这个第一FFT窗位置可被称为锁定或参考FFT窗位置606。然后选择从锁定或参考FFT窗位置606向左移位的多个FFT窗位置(例如左FFT窗位置A 608；左FFT窗位置B 610；以及左FFT窗位置C 612)；以及然后选择从锁定或参考FFT窗位置606向右移位的多个FFT窗位置(例如右FFT窗位置A 614；右FFT窗位置B616；以及右FFT窗位置C 618)。
在可能或潜在的FFT窗位置的选择被做出时，OFDM接收机在它对保护间隔620的估计中的置信度不是非常高。为了减轻这个不确定性，左-右FFT窗位置选择可被锚定到表示在所有可能的保护间隔配置(最窄到最宽)当中的最佳平衡的点。这样的布置被称为保护不可知选择规划。
在某些无线信道(例如陆地)中，弱回波可在强得多的主路径之前或之后。对于某些配置，回波还可离主路径相当远(例如在保护间隔之外5倍)。因此，FFT窗选择向左和向右扩展到如分别由前符号周期624(例如左FFT窗位置A、B和C 608、610和612)和后符号周期626(例如右FFT窗位置618)表示的一般符号周期622之外很重要。对本领域中的技术人员很明显，可由较高级逻辑以任何方式或方法配置前和/或后符号周期624和626。
在一些情况下，选择FFT窗位置，以便彼此相等地间隔开。在其它情况下，选择在所估计的或潜在的保护边缘附近的更多FFT窗位置，并选择更远离所估计的或潜在的保护边缘的更少FFT窗位置。以这种方式选择潜在FFT窗位置可提高性能，因为如上所述，在潜在FFT窗位置被选择时，OFDM接收机对所传输的保护间隔620已经被正确地识别出没有信心。参考图11描述选择在潜在保护边缘附近的更高数量的FFT窗位置的示例方法。
所选择的潜在FFT窗位置的数量可基于可用存储器的数量和OFDM帧长度。特别是，花费某个量的时间来评估每个可能或潜在的FFT窗位置，在本文被称为本底噪声扫描。因此在本底噪声扫描中使用的点(可能或潜在的FFT窗位置)的数量越高，达到结果所花费的时间就越多。同样，减小在本底噪声扫描产生结果之前消逝的帧的数量是有利的。这是因为直到结果产生为止，OFDM接收机还不能转变到完全解调，这增加了同步的时延。相应地，必须在得到快速结果和得到准确的结果之间做出平衡。为了存储和计算的容易，所选择的潜在FFT窗位置的数量一般是2的倍数。在一些例子中，选择一百九十二(192)个FFT窗位置。然而，对本领域中的技术人员将明显，可使用另一数量的FFT窗位置。
一旦选择了潜在或可能的FFT窗位置，就可将识别选择的FFT窗位置的信息存储在存储器中。在一些情况下，为每个选择的FFT窗位置存储一个点。例如在一些情况下，可存储每个潜在FFT窗的开始位置。在其它情况下，可存储移位值(表示相对于估计保护开始的在时间上的移位的值)。
回来参考图5，一旦选择了多个潜在FFT窗位置，方法500就继续进行到块506。
在块506，对于在块504中选择的每个潜在FFT窗位置，从落在FFT窗位置内的所接收的导频密集符号中的导频确定信道脉冲响应(CIR)的估计。如上所述，在导频密集符号中的导频的数量允许CIR的估计被从导频直接确定。在一些情况下，估计特定FFT窗位置的信道脉冲响应包括对落在由特定FFT窗位置规定的窗内的导频密集符号样本执行FFT以产生导频密集符号的频域表示，从导频密集符号的频域表示提取导频，以及采用所提取的导频的IFFT来产生CIR的估计。参考图7描述用于估计特定FFT窗位置的信道脉冲响应的示例方法。一旦对每个可能的FFT窗位置确定了CIR的估计，方法500就继续进行到块508。
在块508，估计在块506中产生的每个CIR的本底噪声。如上所述，当FFT窗位置移位时比较在CIR本底噪声中的变化允许总ISI的存在被推断出。特别是，如果在位移m处的本底噪声被表示为nCIR，则nCIR等于噪声n0(其表示在两个DFT(离散傅立叶变换)投影(正向和反向)之后在噪声上的最低限制)与由于总ISI而引起的噪声nISI之和，如在方程(9)中所示：
nCIR(m)＝n0+nISI(m) (9)
给定在最坏情况(足够慢)衰退状况下的适当信道相干时间，假设n0在不同的窗位置的附近区域内是恒定的。参考图12描述确定CIR的本底噪声的示例方法。
一旦估计出所估计的CIR的本底噪声，方法500就继续进行到块510。
在块510，具有最低CIR本底噪声的FFT窗位置被选择为用于最小化总ISI的最佳FFT窗位置。最佳FFT窗位置可接着用于对在OFDM信号中的符号解码。
虽然在块506和508中的CIR和相关本底噪声的估计在上面被描述为对于所有潜在FFT窗位置被顺序地执行(例如对每个潜在FFT窗位置估计CIR，并接着对每个所估计的CIR估计本底噪声)，在其它例子中，可以用不同的顺序确定CIR和相关本底噪声。例如，在其它情况下，对每个可能或潜在的FFT窗位置并行地完成CIR和相应的本底噪声的估计(例如对可能或潜在的FFT窗位置A估计CIR和相应的本底噪声，且并行地，对可能或潜在的FFT窗位置B估计CIR和相应的本底噪声)。在又一些其它情况下，在对下一FFT窗位置估计CIR和相应的本底噪声之前，可对特定的FFT窗位置估计CIR和相应的本底噪声(例如对可能或潜在的FFT窗位置A估计CIR和相应的本底噪声；然后对可能或潜在的FFT窗位置B估计CIR和相应的本底噪声)。
现在参考图7，其示出用于从在导频密集符号中的导频估计特定FFT窗位置的信道脉冲响应(CIR)的示例方法700。从ISI观点看，本文所述的方法700背靠背地利用一个正向和一个反向DFT内核以提供容易可分离的ISI引起的CIR本底噪声的精炼度量。因此，可稳健地检测从非常弱(例如低于20dB)的回波产生的ISI。这与其它方法(例如时域、基于关联的方法)相反。
方法700在块702开始，其中对落在由正被评估的特定FFT窗位置规定的窗内的样本执行正向FFT。如对本领域中的技术人员已知的，FFT将信号的时域表示转换成信号的频域表示。相应地，FFT接收落在FFT窗内的导频密集符号的样本，并产生那些样本的频域表示。一旦执行了FFT并产生频域表示，方法700就继续进行到块704。
在块704，从在块702产生的频域表示提取活动子载波。特别是，如上所述，在OFDM***中，在单独的子载波上将传输符号的每个单元。然而，不是所有可能的子载波都被使用。对“零”和较低和较高频率保护载波保留多个子载波。用于传输数据或信息的子载波被称为活动子载波。不用于传输数据或信息的子载波被称为不活动子载波。
现在参考图8，其示出在频域中的活动子载波和不活动子载波的分布。特别是，尺寸N的FFT将产生FFT输出(频域表示802)，其包括与第二组活动子载波806分开一组不活动子载波808的第一组活动子载波804。因为不活动子载波808不携带任何有用的信息，所以它们可被从频域表示802移除，只留下活动子载波。这个修改的频域表示在本文将被称为活动子载波频域表示810。产生活动子载波频域表示810可包括将频域表示802重新排序以使活动子载波806和804成为邻近块812，如图8所示。
回来参考图7，一旦从在块702产生的频域表示提取了活动子载波，方法700就继续进行到块706。
在块706，对在块704产生的活动子载波频域表示执行斜率消除以使FFT窗位置相对于锁定或参考FFT窗位置的在时间上的移位的效应无效。特别是，每个可能的FFT窗位置(而不是参考FFT窗位置本身)被从锁定或参考FFT窗位置时移。如果没有在频域中考虑到该时移，则相应于不同的可能FFT窗位置的CIR将相对于彼此时移，使得更难以准确比较它们。
因为时移相应于在频域中的相位的斜率中的变化，通过执行相位斜率消除来在频域中取消或减少时移。相应地，为了取消FFT窗位置的时移，对活动子载波频域表示执行相位斜率消除以产生斜率消除的活动子载波频域表示。执行斜率消除确保每个可能的FFT窗位置的CIR保持在时间上的同一位置处，而不考虑在FFT窗位置中的时移。这是重要的，因为如稍后参考图12所述的，如果CIR是时移的，则当CIR被抽取以估计本底噪声时，CIR样本可落到错误的仓内。
现在参考图9，其示出用于对特定的FFT窗位置902执行相位斜率消除的示例方法，FFT窗位置902对于所接收的导频密集符号908从保护间隔906的所估计的开始或第一边缘910向右移位。移位的量TW等于在保护间隔906的所估计的开始或第一边缘910和FFT窗位置902的开始或第一边缘904之间的时间差。
在这个例子中，斜率消除包括执行在活动子载波频域表示810和在方程(10)中所示的相位矢量θ之间的按元素相乘912，其中θ0是相位偏移，θt是相位增量，以及NU是活动子载波的数量：
θ＝θ0+[0,…,NU-1]×θt (10)
相位增量θt等于位移TW除以在块702中执行的FFT的尺寸N，如在方程(11)中所示的：
Figure GDA0001751881880000171
根据方程(12)来计算相位偏移θ0，其中根据方程(13)来计算Δ。
θ0＝(Δ·θt) (12)
Figure GDA0001751881880000172
回来参考图7，一旦执行了相位斜率消除，方法700就继续进行到块708。
在块708，从在块706产生的斜率消除的活动子载波频域表示消除PRBS(伪随机二进制序列)调制。一些OFDM***可根据PRBS来调制导频以避免在时域信号中的大峰值。例如在DVB-T2中，根据从符号级PRBS和帧级PN序列得到的参考序列对导频进行BPSK(二进制相移键控)调制。这些序列是接收机已知的且因此可被消除。对在块706产生的斜率消除的活动子载波频域表示执行PRBS消除以产生PRBS和斜率消除的活动子载波频域表示。在一些情况下，消除是以二进制序列的导频的按元素相乘以有效地将它们的BPSK映射解调。一旦PRBS调制被消除，方法700就继续进行到块710。
在块710，从在块708产生的PRBS和斜率消除的活动子载波频域表示提取导频。在这个阶段，各种消除步骤保持导频只被信道影响，便于CIR的直接估计。在一些情况下，提取导频可包括定位第一导频，以及接着提取PRBS和斜率消除的活动子载波频域表示的每第X个样本，其中X是在导频密集符号中的导频的重复次数。例如，在每第6个单元/子载波是导频的场合，则每第6个样本被从PRBS和斜率消除的频域表示提取。
现在参考图10，其示出斜率消除的活动子载波频域表示1004的导频子载波1002的提取。如上所述，与非导频或有规律的子载波1006比较，导频子载波1002升高。在图10所示的例子中，每第6个活动子载波是导频子载波1002。提取子导频导致只包括导频子载波1002的导频频域表示1008。
回来参考图7，一旦产生了导频频域表示，方法700就继续进行到块712。
在块712，在块710产生的导频频域表示被按比例调整或放大为在某个等级以最大化在块716中使用的IFFT模块的动态范围。在一些例子中，从锁定或参考FFT窗位置确定比例或放大率，且然后对正被评估的每个其它可能或潜在的FFT窗位置的导频频域表示应用同一比例。可通过确定如由锁定或参考FFT窗位置规定的导频密集符号信号的归一化功率并识别比例或放大率值以应用于信号以将它放置在某个等级以最大化IFFT模块的动态范围来选择比例或放大率。这产生更准确的CIR，且因此允许CIR的本底噪声被更准确地测量。一旦导频频域表示被按比例调整或放大以产生按比例调整的导频频域表示，方法700就继续进行到块714。
在块714，在块712产生的按比例调整的导频频域表示被窗化以产生窗化的和按比例调整的导频频域表示。换句话说，窗函数被应用于按比例调整的导频频域表示。窗函数可提供双重目的。首先，窗函数可选择所有可用导频的子集(例如根值-2子集)，使得IFFT可被直接采用。例如，在尺寸5,000的IFFT被使用的场合，窗可用于将样本的数量下降到大约4,096，其已经表明仍然产生可靠的结果。
在一些情况下，应用窗函数，使得较接近中心带宽(符号的中心)的样本被选择或采用，且在边缘处的样本不被选择(例如被弄出窗外)。这是因为在中心处的样本可能具有更好的保真度(例如没有相邻信道干扰)。
其次，窗函数还可应用平滑化函数，以便防止从有限导频集产生的频谱泄漏。因此，可进一步提高本底噪声估计的准确度。在旁瓣抑制重要的场合，经典海明窗可因其优良的40dB旁瓣抑制和在资源约束的硬件上的实现的容易而被使用。一旦按比例调整的导频频域表示被窗化，方法700就继续进行到块716。
在块716，取在块714产生的窗化的和按比例调整的导频频域表示的IFFT以产生正被评估的特定FFT窗位置的CIR。如本领域中的技术人员已知的，IFFT将信号的频域表示转换成信号的时域表示。如上所述，可直接从在导频密集符号中的导频得到准确的CIR，因而执行窗化的和按比例调整的导频频域表示的IFFT为正被评估的特定FFT窗位置产生准确的CIR。
如上所述，可通过选择并评估在所估计的保护间隔边缘附近的更多FFT窗位置和更远离所估计的保护间隔边缘的更少FFT窗位置来实现准确度的提高。现在参考图11，其示出可如何为了最大功效而选择潜在FFT窗位置的例子。在这个例子中，周期1100(在该周期内FFT窗位置被选择)被分成五个不同的阶段1102、1104、1106、1108和1110。阶段1102、1104、1106、1108和1110在FFT窗位置选择的密度或比率上变化(即一些阶段比其它阶段具有选择的窗位置的更高密度)。在这个特定的例子中，阶段的配置被设计成防止在获取时间(例如保护周期)时的参数不确定性或宽保护外回波。
在图11的例子中，OFDM信号是为8MHz信道、32k和1/128保护间隔配置的DVB-T2信号。相应地，保护间隔是28μs或256个基带样本。在窄保护陆地广播中，经历跨越明显多于保护持续时间的回波并不是不常见的。叠加在这上面的是回波可在强得多的主路径之前或之后的事实。在处理这时，第二阶段1104(其为5x28μs＝140μs)具有FFT窗位置选择1112的高密度。第二阶段1104被设计成为高达5倍保护间隔的在保护间隔外的回波选择具有精细分辨率的正确的FFT窗位置。
同时，当事实上所传输的保护是1/8＝448μs时，OFDM接收机在获取时间可能错误估计1/128保护。由于这个不确定性，第四阶段1108在中等密度的FFT窗位置选择的中间第三阶段1106之后返回到具有FFT窗位置选择的高密度，使得448μs保护的保护边缘被顾及。第一阶段和第五阶段1102和1110具有反映遭遇明显的回波的不可能性的FFT窗位置的低密度。
在图11中，选择总共一百九十二(192)个潜在FFT窗位置。这等于在8MHz例子处的1239μs，其为～3.6ms 32k模式符号的相当大的部分。选择的FFT窗配置的很多其它划分是可能的，且不均匀FFT窗位置选择可任意变得复杂、被以编程方式定义并由较高级应用适应和配置。
现在参考图12，其示出估计特定FFT窗位置的CIR的噪声级的示例方法1200。方法1200在块1202开始，其中CIR被抽取到多个仓内以产生经抽取的CIR。如本领域中的技术人员已知的，抽取是将多个样本划分成组(或仓)并接着只存储一个样本或值以表示组的过程。在一些情况下，每个组或仓的一个值可以是在那个仓中的值的平均值。CIR一般包括数千个样本，且抽取将样本的数量明显减小到更经得起检验的数量以用于分析。例如，在一些情况下，在被抽取到128个样本(即仓)的CIR中可以有4,096个样本。仓的数量可被选择以实现在分辨率和分析复杂度之间的最佳折衷。一旦CIR被抽取，方法1200就继续进行到块1204。
在块1204，阈值被应用于经抽取的CIR以去除高于阈值的仓或样本。阈值被选择以去除可归因于符号本身的能量峰值，使得只有噪声保留。在一些情况下，从经抽取的CIR的最大仓将阈值选择为预定值(例如-12dB)。然而对本领域中的技术人员将明显，可使用其它方法或过程来选择阈值。在一些情况下，阈值只被选择一次。例如，对参考或锁定FFT窗位置可基于经抽取的CIR的最大仓来选择阈值。一旦阈值被应用于经抽取的CIR，方法1200就继续进行到块1206。
在块1206，在阈值应用于经抽取的CIR之后剩下的仓被组合(例如求和或取平均值)以产生CIR的本底噪声的表示。通常，该组合(例如总和或平均值)越高，噪声就越多。固有地，归属于噪声的功率越多，归属于符号的功率就越少。相应地，通过使用具有最低本底噪声的FFT窗位置以对OFDM符号解码，更多的功率将归属于符号(且因此ISI减小)。
现在参考图13，其示出用于根据上面所述的方法选择FFT窗位置的示例OFDM接收机1300。OFDM接收机1300包括四个主要模块：被配置成基于一个或多个***配置(例如FFT模式、保护间隔(GI)等)来产生多个可能或潜在的FFT窗位置的潜在FFT窗位置产生模块1302；被配置成对于由潜在FFT窗位置产生模块1302产生的每个可能或潜在的FFT窗位置产生信道脉冲响应的信道脉冲响应产生模块1304；被配置成估计由信道脉冲响应产生模块1304产生的每个信道脉冲响应的本底噪声的本底噪声估计模块1306；以及被配置成选择具有最低本底噪声的潜在FFT窗位置作为用于最小化总ISI的最佳FFT窗位置的最佳FFT窗位置选择模块1308。最佳FFT窗位置可然后被提供到用于对OFDM信号的符号解码的解码单元(未示出)。
在图13所示的例子中，潜在FFT窗位置产生模块1302包括保护间隔估计器1310和可能FFT窗位置选择模块1312。保护间隔估计器1310接收所接收的导频密集符号1314并估计保护间隔。可使用任何已知的技术(例如但不限于基于关联的搜索方法)来估计保护间隔。一旦估计出保护间隔，可能FFT窗位置选择模块1312就选择从所估计的保护间隔的开头向左和向右移位的多个FFT窗位置(如上面参考图5、6和11所述的)。例如，如上所述，FFT窗位置可被选择成使得它们在符号周期(包括前符号周期和后符号间隔)内相等地间隔开，或它们可被选择成使得在所估计的保护间隔边缘附近的更多潜在FFT窗位置被选择以及更远离所估计的保护间隔边缘的更少潜在FFT窗位置被选择。
如上所述，信道脉冲响应产生模块1304被配置成为由潜在FFT窗位置产生模块1302产生的每个可能或潜在的FFT窗位置产生或估计信道脉冲响应。通常，对于每个可能或潜在的FFT窗位置，信道脉冲响应产生模块1304对落在由正被评估的可能或潜在的FFT窗位置规定的窗内的所接收的导频密集符号1314的样本取FFT以产生导频密集符号的频域表示；从频域表示提取导频子载波；并对所提取的导频子载波频域表示取IFFT来为可能或潜在的FFT窗位置产生信道脉冲响应的估计。
在图13所示的例子中，信道脉冲响应产生模块1304包括FFT模块1316、活动子载波提取模块1318、斜率消除模块1320、导频调制消除模块1322、导频提取模块1324、比例模块1326、窗模块1328和IFFT模块1330。FFT模块1316从潜在FFT窗位置产生模块1302接收识别特定的FFT窗的位置的信息和所接收的导频密集符号1314，并对落在识别出的位置处的窗内的所接收的导频密集符号1314的样本取FFT以产生导频密集符号的频域表示。活动子载波提取模块1318然后使用任何适当的方法(例如但不限于上面参考图7和8所述的那些方法)从导频密集符号的频域表示提取活动子载波。例如，如上所述，可通过重新布置频域表示来提取活动子载波，使得活动子载波形成连续块。
由活动子载波提取模块1318产生的活动子载波频域表示然后被提供到斜率消除模块1320。如上所述，每个可能或潜在的FFT窗位置相对于锁定或参考FFT窗位置被时移。为了去除在计算中的时移的效应，斜率消除模块1320将相位斜率消除应用于活动子载波频域表示。任何适当的方法可用于将相位斜率消除应用于活动子载波频域表示(例如但不限于上面参考图7和9所述的那些)。
由斜率消除模块1320产生的经斜率消除的活动子载波频域表示被供应到导频调制消除模块1322。如上所述，一些OFDM***可根据PRBS来调制导频以减轻在时域包络中的高峰值。例如，在DVB-T2中，根据从符号级PRBS和帧级PN序列得到的参考序列对导频进行BPSK调制。导频调制消除模块1322消除或解调导频的调制。
导频调制消除模块1322产生的解调的和斜率消除的活动子载波频域表示被提供到导频提取模块1324，其被配置成从解调的和斜率消除的活动子载波频域表示提取导频以产生导频频域表示。可使用任何适当的方法(例如但不限于上面参考图7和10所述的那些方法)来提取导频。
由导频提取模块1324产生的导频频域表示被提供到比例模块1326，其被配置成将导频频域表示按比例调整或放大到某个水平以最大化IFFT模块1330的动态范围。如上所述，从锁定或参考FFT窗位置可以确定由比例模块1326应用的比例或放大率一次，且然后那个比例被应用于每个其它可能的FFT窗位置的导频频域表示。
由比例模块1326产生的按比例调整的导频频域表示被提供到窗模块1328，其被配置成将窗函数应用于按比例调整的导频频域表示。如上所述，窗函数将零函数应用于落在规定窗外部的样本。在一些情况下，窗函数还可执行平滑化功能。可使用任何适当的窗函数(例如但不限于上面参考图7所述的那些)。
由窗模块1328产生的窗化的和按比例调整的导频频域表示被提供到IFFT模块1330，其被配置成为正被评估的特定FFT窗位置产生信道脉冲响应(CIR)。特别是，IFFT将频域表示转换成时域表示。因为由IFFT模块1330接收的频域表示代表在频域中的导频，所以相应的时域表示为特定的FFT窗位置提供CIR的估计。
如上所述，本底噪声估计模块1306被配置成为由信道脉冲响应产生模块1304产生的每个信道脉冲响应估计本底噪声。在图13的例子中，本底噪声估计模块1306包括抽取模块1332、阈值模块1334和本底噪声估计器1336。
抽取模块1332被配置成接收由信道脉冲响应产生模块1304产生的CIR，并对于每个CIR将CIR抽取到多个仓内以产生抽取的CIR。特别是，CIR将一般包括数千个样本，且抽取将样本的数量减小到更经得起检验的数量以用于分析。可使用任何适当的方法执行抽取，例如但不限于上面参考图12所述的那些方法。例如，在一些情况下，抽取可包括将样本分成X个样本的块以及由可以例如是总和或平均值的单个值表示每个块。
由抽取模块1332产生的经抽取的CIR被提供到阈值模块1334，其被配置成将阈值应用于经抽取的CIR以去除高于阈值的仓或样本。如上面参考图12所述的，阈值被选择以去除可归因于符号本身的能量峰值，使得只有噪声留下。可使用任何适当的方法(例如但不限于上面参考图12所述的那些方法)来选择阈值。
由阈值模块1334产生的阈值和经抽取的CIR被提供到本底噪声估计器1336，其被配置成组合(例如求和或取平均值)在阈值应用于经抽取的CIR之后剩余的仓或样本以产生CIR的本底噪声的表示。
如上所述，最佳FET窗位置选择模块1308接收由本底噪声估计模块1306产生的本底噪声估计并选择具有最低本底噪声的潜在FFT窗位置作为用于最小化ISI的最佳FFT窗位置。最佳FFT窗位置可接着被提供到用于对在OFDM信号中的符号解码的解码单元(未示出)。
此外，在图13中所述的解码器1300还可向随后的解调器报告额外的参数暗示以便帮助性能。例如，识别出CIR本底噪声曲线的深度——即在CIR本底噪声曲线(例如图17的CIR本底噪声曲线1706或CIR本底噪声曲线1712)的最小值和最大值之间的差——与无线信道的C/N相关。这在考虑方程(8)中的模型时可直观地被看到，方程(8)可扩展有记录傅立叶运算符的线性度的C/N相关项W(C/N)。在获取时间，通过将本底噪声深度的C/N参数暗示传递到解调器上，解调器可具有信道的C/N的可靠指示器，其实现某些跟踪参数(例如信道估计截断阈值)的适应，使得性能可在遇到例如高噪声条件时被最大化。
除了使用识别出的FFT窗位置来减小ISI以外，识别出的FFT窗位置还可用于执行信道定中心。术语“信道定中心(channel centering)”在本文用于描述在信道内的路径位置的正确标识。为了成功的信道估计的目的，信道定中心确保CIR可在跨越频域滤波和导频的内插之前被最佳地定位或定中心。在多路径信道中，特别是在存在未通过基于获取时间关联的方法而最初检测的低级前回波(例如小于15dB)的情况下，可能有在信道脉冲响应的真实路径位置中的模糊度。
现在参考示出这个模糊度并解释信道定中心的概念的图14和15。特别是，图14的(A)示出两者都包括符号A的主信号1402和弱前回波1404。这个信道将具有CIR 1406。相反，图14的(B)示出主信号1402和弱后回波1408。这个信道将具有与在(A)中的CIR 1406相同的CIR 1410，因为在图14的(B)中的后回波延迟已经扩展超出CIR的Nyquist限制并绕回以出现在主路径的前方。相应地，从图15的对CIR 1406或1410的分析中，回波1408是否如图14的(A)中所示的在主信号1402之前或回波1404是否如图14的(B)中所示的在主信号1402之后并不是立即明显的。很重要的是，识别信道脉冲响应的正确中心或配置以允许均衡是有效的。
可通过将多个不同的时移或旋转应用于在导频密集符号中的导频(由使用上面所述的方法和***识别的FFT窗规定的)以产生在信道内的可能路径位置来确定CIR的正确路径位置或中心。信道频率响应估计然后对每个可能的路径位置产生并用于使导频密集符号均衡。与具有在L1前子载波上的最低噪声的均衡导频密集符号相应的路径位置(时移/旋转)然后被选择为正确的路径位置。
如上面参考图4所述的，P2符号携带L1信令信息。L1信令信息分成三个主要部分：P1信令(其被携带在P1符号中)、L1前信令和L1后信令(两者都被携带在P2符号中)。L1前信令实现L1后信令的接收和解码，L1后信令转而传送接收机访问物理层管道所需的参数。用于携带L1前信令信息的子载波在本文被称为L1前子载波。因为L1前子载波将被正确的信道频率响应均衡，如果不正确的路径位置用于产生信道频率响应估计，则L1前子载波将不正确地被均衡(即有噪声的)。此外，测量在L1前子载波上的噪声而不是在L1后子载波上的噪声，因为用于L1前子载波的编码方案是已知的。特别是，L1前子载波总是BPSK编码的，而L1后子载波可以是BPSK、QPSK、16QAM或64QAM编码的，且用于L1后子载波的特定编码方案还不是已知的。
现在参考图15，其示出可被评估的信道脉冲响应1502、1504、1506、1508和1510的多个不同的时移。如果信道如图14的(B)中所示的具有弱后回波，则CIR 1510将被识别为显示正确的路径位置。然而如果信道如图14的(A)中所示的具有弱前回波，则CIR 1502、1504、1506或1508将被识别为显示正确的路径位置。在L1前子载波上产生最少量的噪声的时移可接着被选择为在对OFDM信号解码时使用的时移。对本领域中的技术人员将明显，在图14和15中所示的例子非常简单和或仅意欲说明概念。本领域中的技术人员将理解，它们不反映一般具有很多回波的现实的信道的令人迷惑的复杂度。
现在参考图16，其示出用于为使用本文所述的方法和***而识别的FFT窗位置确定信道脉冲响应的正确路径位置的方法1600。方法1600在块1602开始，其中产生在识别出的FFT窗位置中的导频的频域表示。如上所述，这可包括对落在由识别出的FFT窗位置规定的窗内的导频密集符号的样本取FFT并提取导频子载波。一旦产生导频频域表示，方法1600就继续进行到块1604。
在块1604，相位旋转被应用于在块1602产生的导频频域表示。如上面参考图7所述的，时移由在频域中的相位旋转表示。相应地，应用相位旋转对导频时域表示实现时移。一旦应用了相位旋转，方法1600就继续进行到块1606。
在块1606，滤波器被应用于在块1604产生的相位旋转导频频域表示以减少在导频上的噪声并提高信道估计的质量。在一些例子中，滤波器是低通有限脉冲响应(FIR)滤波器。一旦滤波器应用于相位旋转的导频频域表示，方法1600就继续进行到块1608。
在块1608，通过内插(例如通过多相滤波)从在块1606产生的经滤波的和相位旋转的导频频域表示中的导频来估计信道频率响应。对本领域中的技术人员将明显，这仅仅是例子，且可使用其它内插方法和技术。一旦产生信道频率响应，在块1604应用的相位旋转就被移除且方法1600继续进行到块1610。
在块1610，在块1608产生的信道频率响应被用于均衡所接收的导频密集符号(例如P2符号)。在一些例子中，使用迫零技术，其中待均衡的符号子载波除以每个子载波的信道估计。对本领域中的技术人员将明显，这仅仅是例子，且可使用其它均衡技术和方法。一旦执行了均衡，就提取数据子载波并使频率解交织。方法1600然后继续进行到块1612。
在块1612，测量在L1前子载波上的噪声。对L1前子载波进行BPSK调制，所以可通过评估离星座位置的平均欧几里德(Euclidian)距离来测量在L1前子载波上的噪声。对于BPSK，星座位置是1+0j或-1+0j。
块1604到1612被重复多次，且每次不同的相位旋转被应用于导频频域表示。所应用的相位旋转越多，路径次序(和定中心)的准确度就越高，但这以高处理成本为代价。测试表明，应用六十五个相位旋转提供在准确度和处理成本之间的可接受的折衷。然而对本领域中的技术人员将明显，可应用并评估更少或更多的相位旋转。一旦对每个相位旋转执行了块1604到1612，方法1600就继续进行到块1614，其中选择具有在L1前子载波上的最低噪声的旋转。相应的信道脉冲响应将反映真实物理信道，即它将具有正确的路径顺序并可接着被正确地定中心。
为了能够确定正确的路径位置(并因而将CIR定中心)，图13的OFDM接收机1300可被修改以包括被配置成实现例如图16的方法的定位模块(未示出)。
现在参考图17，其示出对于具有在保护间隔之外的前回波的主信号和具有在保护间隔之外的后回波的主信号的根据本文所述的方法和***而计算的产生的本底噪声的曲线图。特别是，图17的(A)示出具有在保护间隔之外的前回波1704的主信号1702。这导致作为FFT窗位置的函数的CIR本底噪声曲线1706。可看到，当FFT窗位于保护间隔的开始边缘处时实现最低本底噪声，其指示这是使FFT窗最小化总ISI的最好或最佳位置。具体地，当FFT窗位于这里时，能够从回波1704得到最大功率，同时仍然能够正确地对来自主信号1702的符号A解码。
相反，图17的(B)示出具有在保护间隔之外的后回波1710的主信号1708。这导致CIR本底噪声曲线1712。可看到，在这种情况下，当FFT窗位于保护间隔的末尾边缘处时实现最低本底噪声，其指示这是使FFT窗位置最小化总ISI的最好或最佳位置。
因为这里所述的方法和***唯一地依赖于在单个导频密集符号(例如P2符号)中的信息，该方法可被执行一次以确定用于对OFDM信号的符号解码的最佳FFT窗位置。理想地，在接收机操作开始时执行分析，因为在OFDM信号可被解调之前有延迟，其中OFDM接收机得到用于解码的参数。特别是，第一帧被使用，得到用于解码的参数，所以OFDM接收机不能仅仅通过看一个帧来开始对帧解码。这提供使FFT窗的位置被使用上面所述的方法来识别出的空闲时间。这与需要连续监控的、用于减小ISI的很多其它***相反。
通过在接收机操作开始时完成这样的综合分析一次，OFDM接收机可更快地收敛到最佳质量比特误码率。这意味着用户不必在接收机操作开始时忍受过多的错误。
即便如此，本文所述的方法可以被重新配置，使得不是选择并评估高数量的潜在或可能的FFT窗位置，只有几个可能或潜在的FFT窗位置被以例如早-晚跟踪方式频繁地(例如每帧)选择和评估。这当然有花费多得多的时间来收敛且在计算上密集得多的缺点。然而优点之一是明确地测量在动态改变的信道中的总ISI的增加的能力，如果需要这样的话。利用获取时间分析和对动态的早-晚跟踪的组合，使用本文公开的导频辅助的、基于本底噪声的方法，明确的ISI最小化也是可能的。
术语“处理器”和“计算机”在本文用于指具有处理能力使得它可执行指令的任何设备或其部分。术语“处理器”可例如包括中央处理单元(CPU)、图形处理单元(GPU或VPU)、物理处理单元(PPU)、无线电处理单元(RPU)、数字信号处理器(DSP)、通用处理器(例如通用GPU)、微处理器、被设计成加速在CPU外部的任务的任何处理单元等。本领域中的技术人员将认识到，这样的处理能力被合并到很多不同的设备内，且因此术语“计算机”包括机顶盒、媒体播放器、数字无线电装置、PC、服务器、移动电话、个人数字助理和很多其它设备。
本领域中的技术人员将认识到，用于存储程序指令的存储设备可分布在整个网络当中。例如，远程计算机可存储被描述为软件的进程的例子。本地或终端计算机可访问远程计算机并下载软件的一部分或全部以运行程序。可选地，本地计算机可按需要下载软件的片段或执行在本地终端处的一些软件指令和在远程计算机(或计算机网络)处的一些软件指令。本领域中的技术人员还将认识到，通过利用本领域中的技术人员已知的常规技术，软件指令的全部或一部分可由专用电路(例如DSP、可编程逻辑阵列等)实现。
存储用于在实现所公开的方面时使用的机器可执行数据的存储器可以是非暂时性介质。非暂时性介质可以是易失性的或非易失性的。易失性非暂时性介质的例子包括基于半导体的存储器，例如SRAM或DRAM。可用于实现非易失性存储器的技术的例子包括光学和磁存储器技术、闪存、相变存储器、电阻式RAM。
对“逻辑”的特定提及指执行一种功能或多种功能的结构。逻辑的例子包括被布置成执行那些功能(多个)的电路。例如，这样的电路可包括晶体管和/或在制造过程中可用的其它硬件元件。作为例子，这样的晶体管和/或其它元件可用于形成实现和/或包含存储器(例如寄存器、触发器或锁存器、逻辑运算器(例如布尔运算、数学运算器(例如加法器、乘法器或移位器)))和互连的电路或结构。这样的元件可作为定制电路或标准单元库、宏或在其它抽象级被提供。这样的元件可以被以特定的布置互连。逻辑可包括固定功能的电路，且电路可被编程以执行一种功能或多种功能；这样的编程可被从固件或软件更新或控制机制提供。被识别为执行一种功能的逻辑还可包括实现组成性功能或子过程的逻辑。在例子中，硬件逻辑具有实现固定功能操作或多个操作、状态机或过程的电路。
如将对技术人员明显的是，本文给出的任何范围或设备值可被扩展或改变而不失去所寻求的效果。
将理解，上面描述的益处和优点可涉及一个实施方式或可涉及几个实施方式。实施方式不限于解决任何或所有所陈述的问题的那些实施方式或具有任何或全部所陈述的益处和优点的那些实施方式。
对“一个(an)”项的任何提及指那些项中的一项或多项。术语“包括”在本文用于意指包括所识别的方法块或元件，但这样的块或元件并不包括排他列表，且装置可包含额外的块或元件，以及方法可包含额外的操作或元件。此外，块、元件和操作本身并不隐含地是封闭的。
本文描述的方法的步骤可在适当的场合以任何适当的顺序或同时被执行。在附图中的框之间的箭头示出方法步骤的一个示例顺序，但并不意欲排除其它顺序或并行的多个步骤的执行。此外，单独的块可被从任何方法删除而不偏离本文描述的主题的精神和范围。上面描述的任何例子的方面可与所描述的其它例子中的任一个的方面组合以形成另外的例子，而不失去所寻求的效果。在附图的元件被示为由箭头连接的场合，将认识到，这些箭头仅仅示出在元件之间的通信(包括数据和控制消息)的一个示例流。在元件之间的流可以在任一方向上或在两个方向上。
将理解，优选实施方式的上述描述仅作为例子被给出，以及各种修改可由本领域中的技术人员做出。虽然上面以某种程度的特殊性或参考一个或多个单独的实施方式描述了各种实施方式，但是本领域中的技术人员可对所公开的实施方式进行很多变更而不偏离本发明的精神或范围。

Claims (20)

1.一种在正交频分复用OFDM接收机处对OFDM信号解码的方法(500)，所述方法(500)包括：
对于多个潜在FFT窗位置中的每个，从所述OFDM信号的所接收的导频密集符号估计信道脉冲响应(506)，其中所述导频密集符号包括比OFDM符号的数据符号具有更高密度的导频单元并允许所述信道脉冲响应被唯一地从所述导频密集符号的所述导频单元中估计；
估计每个所述信道脉冲响应的本底噪声(508)；
选择与具有最低本底噪声的信道脉冲响应相应的所述潜在FFT窗位置作为最佳FFT窗位置(510)；以及
使用所述最佳FFT窗位置对所述OFDM信号的符号解码。
2.如权利要求1所述的方法(500)，还包括基于所述接收的导频密集符号来选择所述多个潜在FFT窗位置(504)。
3.如权利要求2所述的方法(500)，其中基于所述接收的导频密集符号来选择所述多个潜在FFT窗位置包括：估计所述接收的导频密集符号的保护间隔以及选择多个潜在FFT窗位置，每个所述潜在FFT窗位置从所估计的保护间隔移位了不同的量。
4.如权利要求3所述的方法(500)，其中越接近所述保护间隔的边缘，选择越多潜在FFT窗位置，越远离所述保护间隔的边缘，选择越少潜在FFT窗位置。
5.如权利要求1所述的方法(500)，其中对于特定潜在FFT窗位置从所述接收的导频密集符号估计所述信道脉冲响应包括：
对落在由所述特定潜在FFT窗位置规定的FFT窗内的所述接收的导频密集符号的样本执行FFT以产生所述接收的导频密集符号的频域表示(702)；
从所述接收的导频密集符号的所述频域表示提取导频子载波，以生成导频频域表示(710)；以及
对所述导频频域表示执行IFFT，以为所述特定潜在FFT窗位置产生所述信道脉冲响应的估计(716)。
6.如权利要求1所述的方法(500)，还包括为所述最佳FFT窗位置确定所述信道脉冲响应的最佳位置(1600)。
7.如权利要求6所述的方法(500)，其中为所述最佳FFT窗位置确定所述信道脉冲响应的所述最佳位置(1600)包括：
对落在由所述最佳FFT窗位置规定的FFT窗内的所述接收的导频密集符号的样本执行FFT以产生所述接收的导频密集符号的频域表示(1602)；
将多个相位旋转中的每个应用于所述接收的导频密集符号的所述频域表示，以产生所述接收的导频密集符号的多个相位旋转的频域表示(1604)；
基于在所述相位旋转的频域表示中的导频，产生所述接收的导频密集符号的每个相位旋转的频域表示的信道频率响应估计(1608)；
基于每个信道频率响应估计，来使所述接收的导频密集符号均衡(1610)；
测量每个均衡的导频密集符号的L1前子载波上的噪声量(1612)；以及
选择与产生在所述L1前子载波上的最低噪声的信道频率响应相应的相位旋转(1614)。
8.一种正交频分复用OFDM接收机(1300)，包括：
信道脉冲响应产生模块(1304)，其被配置成对于多个潜在FFT窗位置中的每个从OFDM信号的所接收的导频密集符号(1314)估计信道脉冲响应，其中所述导频密集符号包括比OFDM符号的数据符号具有更高密度的导频单元并允许所述信道脉冲响应被唯一地从所述导频密集符号的所述导频单元中估计；
本底噪声估计模块(1306)，其被配置成估计所估计的信道脉冲响应中的每个的本底噪声；以及
最佳FFT窗位置选择模块(1308)，其被配置成选择与具有最低本底噪声的所估计的信道脉冲响应相应的所述潜在FFT窗位置作为最佳FFT窗位置。
9.如权利要求8所述的OFDM接收机(1300)，还包括被配置成基于所述接收的导频密集符号(1314)来选择所述多个潜在FFT窗位置的潜在FFT窗位置产生模块(1302)。
10.如权利要求9所述的OFDM接收机(1300)，其中所述潜在FFT窗位置产生模块(1302)被配置成通过估计所述接收的导频密集符号的保护间隔并选择每个潜在FFT窗位置从所估计的保护间隔移位了不同的量的多个潜在FFT窗位置来基于所述接收的导频密集符号(1314)选择所述多个潜在FFT窗位置。
11.如权利要求10所述的OFDM接收机(1300)，其中所述潜在FFT窗位置产生模块(1302)被配置成：
越接近所述保护间隔的边缘，选择越多的潜在FFT窗位置，越远离所述保护间隔的边缘，选择越少的潜在FFT窗位置。
12.如权利要求8所述的OFDM接收机(1300)，其中所述信道脉冲响应产生模块(1304)包括：
FFT模块(1316)，其被配置成对落在由特定潜在FFT窗位置规定的FFT窗内的所述接收的导频密集符号(1314)的样本执行FFT以产生所述接收的导频密集符号的频域表示；
导频提取模块(1324)，其被配置成从所述接收的导频密集符号的所述频域表示提取导频子载波以产生导频频域表示；以及
IFFT模块(1330)，其被配置成对所述导频频域表示执行IFFT以为所述特定潜在FFT窗位置产生所述信道脉冲响应的估计。
13.如权利要求12所述的OFDM接收机(1300)，其中所述多个潜在FFT窗位置中的每个与相对于参考FFT窗位置的时移相关；以及所述信道脉冲响应产生模块(1304)还包括斜率消除模块(1320)，所述斜率消除模块(1320)被配置成在向所述导频提取模块(1324)提供所述接收的导频密集符号的频域表示之前将与所述特定潜在FFT窗位置相关的时移相应的相位斜率消除应用于所述接收的导频密集符号的频域表示。
14.如权利要求12或权利要求13所述的OFDM接收机(1300)，其中所述信道脉冲响应产生模块(1304)还包括比例模块(1326)，所述比例模块(1326)被配置成在向所述IFFT模块(1330)提供所述导频频域表示之前根据参考FFT窗位置将功率归一化应用于所述导频频域表示。
15.如权利要求8所述的OFDM接收机(1300)，其中所述本底噪声估计模块(1306)包括被配置成将阈值应用于特定信道脉冲响应以产生所述特定信道脉冲响应的本底噪声的表示的阈值模块(1334)。
16.如权利要求15所述的OFDM接收机(1300)，其中所述本底噪声估计模块(1306)还包括抽取模块(1332)，所述抽取模块(1332)被配置成在向所述阈值模块(1334)提供所述特定信道脉冲响应之前抽取所述特定信道脉冲响应。
17.如权利要求15或权利要求16所述的OFDM接收机(1300)，其中将所述阈值应用于所述特定信道脉冲响应从所述特定信道脉冲响应去除高功率峰值。
18.如权利要求8所述的OFDM接收机(1300)，还包括被配置成为所述最佳FFT窗位置确定所述信道脉冲响应的最佳位置的定位模块。
19.如权利要求18所述的OFDM接收机(1300)，其中所述定位模块被配置成通过下列操作来为所述最佳FFT窗位置确定所述信道脉冲响应的所述最佳位置：
对落在由所述最佳FFT窗位置规定的FFT窗内的所述接收的导频密集符号的样本执行FFT以产生所述接收的导频密集符号的频域表示；
将多个相位旋转中的每个应用于所述接收的导频密集符号的所述频域表示以产生所述接收的导频密集符号的多个相位旋转的频域表示；
基于在所述相位旋转的频域表示中的导频产生所述接收的导频密集符号的每个相位旋转的频域表示的信道频率响应估计；
基于每个信道频率响应估计来使所述接收的导频密集符号均衡；
测量每个均衡的导频密集符号的L1前子载波上的噪声量；以及
选择与产生在所述L1前子载波上的最低噪声的信道频率响应相应的所述相位旋转。
20.如权利要求8所述的OFDM接收机(1300)，其中所述信道脉冲响应产生模块(1304)被配置成从同一导频密集符号产生所述信道脉冲响应中的每个。
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