CN1061879A - 应用前场亮度低频的逐行扫描电视*** - Google Patents

Abstract

逐行扫描处理器30包括输入电路30A来产生 表示自视输入信号Y3的当前行获取的第一低频分 量Y6与自视频输入信号选择前一行通过运动自适 应处理42-50获取的第二低频分量Y10之差的视频 差值信号Y12及行频加倍输出电路30B以将两倍行 频差值信号Y14的一行与两倍行频输入信号Y4的 每间隔行相组合以形成逐行扫描的输出信号Y2。

Description

本发明涉及将输入的隔行扫描视频信号转换成供显示用的非隔行扫描即“逐行扫描”形式的电视***。

众所周知，一些电视***是将隔行扫描的视频信号转换成非隔行扫描即“逐行扫描”形式，其中在一场内显示的水平行的个数翻了一番。有利的是，这种***降低了被显示图像的行结构的可见度。

由于被显示行数翻一番而需要的行要比实际传递的行数多，为此业已提出很多为获取所要求的“附加”行的建议。R.A.Dischert在1983年11月15日颁发的、题为“Televison  Display  With  Doubled  Horizontal  Lines”的第4，415，931号美国专利中描述了通过重复所接收信号的各行来获取显示所需用的“额外”行的***的一个例子。K.H.Powers在1983年8月23日颁发的、题为“Television  Display  System  With  Reduced  Line-scan  Artifacts”的第4，400，719号美国专利中描述了通过内插所接收信号中的相邻各垂直行来获取“额外”或隙间行的***的一个例子。其它的例子还有，Fujimura等人在1985年4月2日颁发的、题为“Double  Seanning  Non-interlace  Television  Reciever”的、第4，509，071号美国专利中描述的***，和Okada等人在1984年5月29日颁发的、题为“Television  Receiver  Including  A  Circuit  For  Doubling  Line  Scanning  Frequency”的、第4，451，848号美国专利中描述的***。

上述各***都描述了从当前接收的视频输入信号的场中获取供显示用的额外行的一些电路装置。这种逐行扫描转换形式通常称为“场内”或“行”转换，其优点是不存在由于含有“场到场”的运动的图像引起的可见的产物。但其缺点是被显示图像的垂直分辨率没有改进而且还可能变差（特别是在采用垂直内插时），这往往使被显示图像变“软”。

普遍认为，逐行扫描显示需要的附加行是从前一场而不是当前接收的场获取的。这样的***通常称为“场”或“场间”逐行扫描***，该***通过将当前接收的场的各行与前一接收的场的各行交错来使显示行的数目翻一番。“场”逐行扫描的优点是所产生的静止图像具有图像原扫描帧的全垂直分辨率。

Okada等人在1984年元月17日颁发的、题为“Television  Reciever  Including  A  Circuit  Doubling  Line  Scanning  Frequency”第4，426，661号美国专利中描述了“场逐行扫描”***的一个例子。还可以参看1983年8月24日公开的Achiha等人题为“Color  Televsion  Signal  Doubling  Cincuit”GB  2，114，848  A英国专利。遗憾的是，场逐行扫描***具有这样的问题，亦即若在场景里有“场到场”的运动，则被显示图像就是模糊的。从前一场获取额外行的这种逐行扫描处理器还有一个问题，即为了存储（延迟）前一场的各行需要较大量的存储器。

但历来认为，在形成供显示用的额外行时，只利用前一场的低频分量和当前场的高频分量，可以按需要减少场式逐行扫描***需要的存储器量。1983年5月13日公开的田中等人的题为“电视接收机”的日本专利特开昭58-79379中描述了这种***。虽然田中的***达到了希望减少存储器的要求，但有关运动的产物这个问题仍然存在。该公开的***的另一问题是需用一对“相配对”的低通和高通滤波器来分离视频信号。为了分离高频和低视信号分量而不致在它们之间形成间隙或重叠，这对滤波器要求对幅值和相位特性进行仔细的选择，而且本身相当复杂和昂贵。

在1987年6月16日公开的题为“Progressive  Scan  Processor  With  Plural  Frequency  Band  Interpolation”的第4，673，978号美国专利中描述了采用对高低频分量进行不同处理的逐行扫描处理***的另一个例子。该***是通过把视频信号中经帧梳状滤波过的分量相加来产生供显示用的额外的或“隙间”行。这些被组合的低频和高频分量在空间上暂时重合，因而在显示期间减少了运动产物（重影）的可见度。这种***处理过程不是场景运动的函数，因而“不是自适应”***。

业已提出过这样的***，在该***中通过使该***“运动自适应”来解决行逐行（line-progressive）扫描***的垂直分辨特性问题和场逐行（field  progressive）扫描***中，使用一个运动检测器以运动的函数在两个基本型处理器之间进行切换。例如，当输入的视频信号表示静止图像时，该信号由场式处理器处理，该处理器将当前接收的行与前一场的行相交错，以产生供显示用的额外行。相反，当输入的视频信号表示运动图像时，通过内插（或重复）当前接收场的各行来获取供显示用的额外行。对于非静止和非完全运动的图像，习惯的作法是将行式和场式两处理器的输出按运动量的比例关系进行混合。例如，在1987年12月29日公开的、Wargo等人的、题为“Motion  Adaptive  Television  Signal  Processing  System”第4，716，462号美国专利中和1986年7月1日公开的R.F.Casey的题为“Television  Receiver  That  Includes  A  Frame  Store  Using  Noniterlaced  Scaning  Format  With  Motion  Compensation的美国专利4，598，309中都描述了“运动自适应”逐行扫描转换器的例子。

运动自适应***问题的特点是，为了提供运动检测所需的存储器量远比按通常方式通过比较一整帧延迟的视频信号来实现运动检测时只提供逐场（field  progressive）扫描处理所需的存储器量多得多。避免需用一整帧的存储器的一个方法是通过测定视频信号的边带能量来检测运动。这种***的一个例子在1987年2月公开的、D.H.Pritchard的题为“Motion  Detertor  That  Extracts  Motion  Information  From  Sidebands  of  A  Baseband  Television  Signal”的美国专利4，641，186中描述上。虽然避免了一整帧的存储器，但边带能量运动测定法是相当复杂的。

本发明部分承认，对于能有效地避免上述问题且保留先前各解决方案的优点的逐行扫描***的需求。

本发明的逐行扫描转换设备包括用以提供一给定行频的视频输入信号的信号源;一个处理器，与该信号源耦合，用以提供表示自所述视频输入信号的当前行导得的第一行导得的第二低频分量之差的差值信号;一个输出电路，对视频差值信号与输入信号进行时间压缩和组合，而产生逐行扫描输出信号。

在本发明的一个示例性实施例中，输出电路包括用以使视频差值信号行频倍频、使视频输入信号行频倍频以及将两倍行频的视频差值信号的一行与两倍行频的视频输入信号的每隔一行相加的电路装置，以产生所述逐行扫描输出信号。

在本发明的目前最佳的实施例中，视频输入信号是数字形式的，处理器包括用以在产生视频差信号之前对视频输入信号进行次取样的装置，而输出电路包括用以在将两倍行频的视频信号的加法运算之前对视频差值信号加快取样的装置，以产生逐行扫描输出信号。

下面描述本发明的上述的和其它的特点，而且附图展示了这些特点，附图中，相同的元件使用相同的编号来标示。

图1示出本发明的电视接收机的方框图;

图2示出对图1接收机中一部分修改的方框图;

图3示出了对图1接收机中一部分的另一修改的方框图;

图4示出适用于图1接收机的一种“加速”电路的方框图;

图5示出适用于图1接收机的另一种“加速”电路的方框图;

图6示出适用于图1的接收机的次取样电路的方框图;

图7示出适用于图1的接收机的平均电路的方框图;

图8A和8B示出适用于图1的接收机的内插式取样速率转换器的方框图;

图9示出图8A和图8B的取样速率转换器的像素图;

图10和图11示出适用于图1的接收机的控制信号发生器的方框图;

图12示出图10和图11的控制信号发生器的各种传递函数的响应曲线图;

图13A和13B示出适用于图1的接收机的一些“软开关”的方框图;

图14示出适用于图1的接收机的硬开关的方框图，它可代替图13的“软开关”;

图15示出适用于图1的接收机的运动检测器的方框图;

图16和图17示出具有行抽头和场抽头的适用于图1的接收机的帧延迟电路的方框图;

图18示出修改图1的接收机中色信号处理的方框图;

图19示出适用于图1的接收机的加速电路的另一实例;

图20示出说明图19的加速电路的操作过程的读/写时间图。

图1的电视接收机10包括一个逐行扫描处理器30（用虚线框起来）。该逐行扫描处理器30包括一个输入单元30A（用虚线框起来）和一个输出单元30B（用虚线框起来）。总括地说，本发明突出特点是：输入单元30A提供视频差值信号（Y12），以表示自视频输入信号（Y3）的当前行获取的第一低频分量（Y6）与自视频输入信号（Y3）的至少前一行获取的第二低频分量（Y10）之差。输出单元30B处理该视频差值信号（Y12）和视频输入信号（Y3）（这将在下文解释），以产生为输入信号两倍行频的逐行扫描亮度输出信号（Y2）。

有益的是，逐行扫描处理器（30A，30B）中输入装置（30A）和输出装置（30B）的结合提供的逐行扫描输出信号（Y2）具有：场逐行（field  progressive）扫描***的较高垂直分辨率特性;行逐行（line  progressive）运动产物免除特性;运动自适应***的运动自适应特性;以及与传统的运动自适应***相比，显著降低***对存储器的需要量。此外，该***能进行“双频带”视频处理，而无需使用传统的互补的高通滤波器和低通滤波器进行频带***。

更详细地说，图1的接收机10包括一个亮度-色度信号分离电路12，将复合视频输入信号S1分离成亮度分量Y1和色度分量C1。输入视频信号S1来自天线（或电缆）输入端16由一个传统的调谐器、中频放大器和检波器单元14来提供，或由辅助输入端18或由某个其它适当的信号源来提供。分离电路12可采用诸如已知的梳状滤波器或高低通滤波器组合装置之类的传统的设计。

分离的色度信号分量C1施加在加速单元20上，加速装置20对该分量的各行进行时间压缩，并重复上述的各行，以提供具有两倍视频输入信号行频的色度输出信号C2。下文将描述合适的“加速”电路的一些例子。

亮度信号Y1由模/数（A/D）转换器13转换成数字形式。数字的亮度信号Y3施加在亮度信号逐行扫描处理器30（用虚线框起来）上，该处理器产生运动自适应、两倍行频逐行扫描亮度输出信号Y2，这将在下文描述。该信号Y2借助于数/模（D/A）转换器23转换回到模拟形式（Y5）。两倍行频信号C2和Y5都施加在一个传统的亮度-色度信号处理单元24上，该单元24提供诸如彩色解调、亮度和对比度控制以及彩色矩阵化等功能，用以提供适宜显像管26或其它一些适当的显示器件（例如LCD（液晶显示）器件或投影显示器）显示的形式（例如RGB（红、绿、蓝）分量形式）的逐行扫描输出信号S2。

由于输出信号S2的行频为输入信号S1行频的两倍，因而显像管26产生的图像其行数为输入信号的两倍，于是，与传统的隔行扫描的图像相比，显著地降低光栅行结构的可见度。

转换器13和23的时钟信号CL（和接收机10的其它定时信号）由定时信号产生器21提供。该产生器可包括一个传统设计的、锁定到输入信号S1色同步信号分量的倍数或锁定到输入信号S1行频的倍数的锁相环（PLL）产生器。对于采用普遍称为“色同步锁定”时钟定时的***，典型的取样时钟频率是彩色副载波频率的3或4倍。在该***目前最佳的实施例中，定时信号产生器21锁相到水平行频的倍数上。这普遍叫做“行锁定”时钟产生过程，它优于色同步锁定的优点是：在行频与色同步脉冲频率之间的关系可能变化的情况下，这种***可与所谓“非标准的视频信号源”配用。举例说，在本发明的这个具体实例中，时钟频率选取视频输入信号水平行频的1024倍。对于NTSC标准信号源而言，该频率CL约为16.1兆赫。由定时单元21提供的其它时钟信号还有CL/4和2CL，这是供取样率转换用的，这将在下文解释。单元21还提供偏转用的水平和垂直行频频率。

图1的其余部分包括逐行扫描处理器30，用以提供经运动自适应处理后的逐行扫描亮度输出信号Y2。应该指出的是，上述的输出信号Y2的运动自适应分量是借助于仅处理亮度信号Y3中的次取样的低频分量而导得的。有其优点在于，与全带宽信号的处理相比，以上述这种方式限制该处理过程可大量地减少运动自适应处理所需要进行行、场和帧延迟所需用的存储器的数量。

另一个优点（下文将要解释）涉及使用“差值”处理（即，处理信号差值而不是处理绝对值）。本发明中使用的差值处理无需使用在如前所述的传统的频带***处理***中需要的具有匹配振幅和相位响应特性的、特定的高通和低通滤波器。这样的具有真正互补的振幅特性和相位特性的高通和低通滤波器既复杂又昂贵。

为举例说明本发明的实施例，这里更详细地用虚线将逐行扫描处理器30分成两部分：输入电路30A和输出电路30B。

在逐行扫描处理器30的输入电路30A中，全带宽亮度信号Y3通过低通滤波器37施加在次取样电路40上。次取样单元40以CL/4速率定时钟并且大幅度地降低亮度信号的数据速率，因而减少了为执行行视频延迟功能所需用的存储器字节数。例如，若全带宽亮度信号以假设的大约16兆赫的时钟速率进行数字化，然后以4兆赫的时钟速率进行次取样，则为实现该信号不被次取样时所需的相同的数字延迟只需用四分之一的存储器。在具体应用本发明的原理时，必要时可以选用其它的时钟速率和次取样速率。

为避免混淆，已被次取样的信号在它被次取样之前先进行低通滤波，而这个滤波功能由低通滤波器37来提供。滤波器37的合适的截止频率约为次取样速率的一半（例如，对于假设的次取样率约为4兆赫时，该截止频率约为2兆赫）。实际上，希望该滤波器截止频率略低于次取样率的一半，使滤波器在其通带与阻带之间的过渡区内其响应曲线的斜率受到一定的限制。例如对于所假设的取样率而言，对于边带边沿处的衰减为6分贝，截止频率约为1.5兆赫。这个频率远比所假说的大约4兆赫的取样率下的耐奎斯特（Nyquist）率2.0兆赫低得多。有益之处在于这减少了实施防混淆低通滤波器37所需要的滤波器元件个数。对于在在次取样率较高的场合下应用时，可以采用按比例地较高的防混淆滤波器截止频率。

经次取样和低通滤波后的亮度信号Y6施加在抽头式帧延迟单元42、运动检测器44、平均器45和减法器48的各输入端上。延迟单元42具有多个输出抽头，用以提供一行（1-H）延迟亮度信号Y7、一场延迟（263H）延迟亮度信号Y9和一帧（525H）延迟亮度信号Y11。对于PAL标准制式而言，场延迟为313行，帧延迟为625行。延迟单元42的一行（1-H）延迟输出抽头与“提供行平均输出信号Y8”的平均器46的另一个输入端相连接。

“软开关”50将平均亮度信号Y8与场延迟亮度信号Y9相组合，提供组合的（或称“混合的”亮度输出信号Y10，在该信号Y10中，平均亮度信号Y8和场延迟亮度信号的组分的比例由运动检测器44和控制信号产生器46来控制。下文即将描述一个适用的软开关的例子。运动检测器44的一个已连接的输入端接收未经延迟的亮度信号Y6，另一个已被连接的输入端接收延迟装置42提供的帧延迟亮度信号Y11。运动检测器44提供表示“信号Y6与Y11之差”的运动指示信号M。下文将描述一个适用的运动检测器。控制信号产生器46的作用是将与运动成线性关系的运动信号M转换成与运动成非线性关系的控制信号K，从而更好地迎合人对运动敏感的视觉***。下文上描述适用的控制信号产生器。

软开关50响应控制信号K，在无运动或运动量小的情况下选用场延迟亮度信号Y9，在运动量大（K＝1）的情况下选用行平均亮度信号Y8。对于运动量的中间值，就按照与控制信号产生器46所提供的非线性控制信号K将信号Y8和Y9按比例进行混合。

由软开关50提供的上述结果的“运动自适应”亮度信号Y10被施加在减法器48的第二输入端上，减法器48的另一个输入端接收未经延迟的、已被次取样和低通滤波后的亮度信号Y6，以提供亮度输出差值信号Y12。信号Y12是一个视频差值信号，以表示“自视频输入信号的当前行获得的第一低频分量（Y6）与自视频输入信号的至少前一行获得的第二低频分量（Y10）之间的差值”。

逐行扫描处理器30的输出电路30B有选择性地视频差值信号Y12与全带宽视频输入信号Y3相组合，以形成逐行扫描视频输出信号Y2。在输出电路30B中，全带宽亮度信号Y3施加在加速单元36上，用以对信号Y3的各行进行时间压缩并重复之，以提供两倍行频的亮度输出信号Y4，在信号Y4中，各行在时间上压缩1/2并加以重复。减法器48产生的差值信号Y12施加在亮度信号加速单元54上，以将各行进行时间上地压缩，从而使差值信号Y12的行频翻一番。次取样后的信号Y12的行频翻一番还使已加速信号13的取样率翻一番（例如对假设的时钟从4兆赫变为8兆赫）。然后将取样率信号Y13施加在取样率转换器（“加快取样”）56上，以将时间上已压缩的信号Y13的取样率乘以4。这种取样率的转换是通过重复该样品或内插该样品而实现的。据此，对于假设的时钟和次取样值，在“加快取样”转换器56输出端上的已处理过的低频差值信号Y14约等于32兆赫，这等于已加速的宽带亮度信号Y14的取样率。

已处理的亮度信号低频分量（Y14）与全带宽亮度信号（Y4）两者的取样率相等化或“匹配”，可使这两信号在加法器38中直接相加，以形成亮度逐行扫描信号Y2。在该加法运算之前的最后一步是把信号Y14施加在与行频同步的开关57上，从而改变这个已处理过的信号Y4的每相隔一行，以产生逐行扫描输出信号Y2。

在以上所描述的图1实施例中，业已展示和描述了具有以下诸多优点的逐行扫描处理器30：（1）由于开关50选择行平均信号或场延迟信号作为运动的函数而提供了运动自适应处理，从而将运动产物减小到最低程度;（2）由于对取自当前行和选定的前一行的次取样低频亮度分量进行处理，因而显著地降低了存储器的要求;（3）已处理过的输出信号是通过将已处理过的低频差值分量与全带宽亮度信号相组合而形成的。这后一个特点完全消除了对于具有匹配的幅度和相位响应的互补的高通和低通滤波器的需求，然而，如果为了处理信号而要将亮度信号频带“***”或划分成高通和低通分量，那就会需要这些滤波器。

以上描述说明了图1中处理器30的一般操作。虽然总体操作过程因取决图像的内容而是相当复杂的，但考察几个具体实例后就会很容易理解。第一个实例，假设正在处理的视频图像是个静止画面。在这种情况下，由于诸多像素中没有“帧到帧”的差别，所以运动检测器44的输出M为零，表明“无运动”。如前所述，产生器46提供的控制信号K是运动检测器44输出M的非线性函数。为了便于说明，假设M等于零时K等于零。软开关50响应控制信号K零值而选择帧延迟单元42的场延迟的输出信号Y9。于是减法器48从当前的低频分量Y6中减去场延迟低频分量Y9，得出差值信号Y12。这时加法器38将已加速的且取样率已转换的差值信号Y14（由开关57选取）的一行与已加速的全带宽亮度信号Y4的每相隔一行相加，以产生逐行扫描亮度输出信号Y2。

作为加法器38中加法运算的结果的亮度信号即使在***不采用高通滤波器的情况下也会包含频带不同的两个分量。第一分量（取自当前接收的行）等于频率高于低通滤波器37的截止频率的全带宽信号Y3的高频分量。第二分量等于取自前一场的由滤波器37选取的低频分量。这一点在考虑了“差值信号Y12实际上包含两个低频分量（Y6和Y10）且从这些分量中选取的一个分量（Y6）的相位因相减而反相”之后是可以理解的。据此，如果暂不考虑加速和取样比的转换时，则输出信号Y2等于全带宽亮度信号Y3减去滤波器37通过的Y3的低频分量加上滤波器37通过的但取自前一场的Y3的低频分量。当这些信号被组合时，信号Y3的当前行的各低频分量由于不同相而简单地抵消了。前一场（Y10）的低频分量代替了因抵消而丢失的低频分量。由于信号Y3的高频分量在处理器30A中未被处理，因而Y3的这些分量未被扰乱并形成了输出信号Y2的高频分量。

总括地说，对于这个静止图像的实例，输出信号Y2的间隔行包含全带宽度信号Y3，“间隙”行包含取自当前接收行（Y3）的高频分量（高于滤波器37的截止频率）和取自前一场的低频分量（Y9）。因此，在这个实例中，被显示的低频的视频分量将展现出对整个视频帧的全垂直分辨率。与标准的隔行扫描图像相比较，从视觉效果上来看，本实例的效果是提高了被显示的静止图像的垂直分辨率。

图1***的总体操作的另一个实例考虑了在场景中实际运动的情况。在此情况下，软开关50只选择行平均低频亮度信号Y8，以使低频差值信号Y12等于当前行的低频分量Y6与当前行和前一行的低频分量平均值Y8之差值。这些信号在输出电路30B中被加速并转换成相同的取样率时，由此得出的（各间隔行的）和值信号包含等于当前行和前一行平均值的低频分量和取自当前行的高频分量。至于其余各行，其输出等于当前行。

在运动处于全运动（M＝1）与无运动（M＝0）之间的情况下，开关50将行平均信号Y8与场延迟信号Y9相混合，以形成信号Y10，信号Y10在减去信号Y6之后，形成差值信号Y12。于是，输出信号Y2包含获自当前接收行的高频分量和（借助于开关50中与运动有关的混合作用）从当前场的两行或从前一场的一行（这取决于图像运动的程度）获得的低频分量。

在前面讨论图1静止图像的处理中，注意到，差值信号Y12是由Y10减去Y6形成的，而这使得当前的低频分量Y6的相位相对于全带宽信号Y6的相位反相，从而使这些分量随后在加法器38中相加时互相抵消。另外，随着输出电路30B的修改，也可以从信号Y6减去Y10，以产生差值信号Y12，下文即将描述这个情况。

图2示出了对图1逐行扫描处理器30的一个修改方案，其中输入电路30A中减法器48的输入与图1的相反，输出电路30B中的加法器38由减法器38代替，该减法器从全带宽亮度信号Y4中减去信号Y14的每个隔行。本发明的这个实施例在功能上与图1的完全相同，在结构上除两个值得注意的改变外完全相同。

更详细地说，在图1的实施例中，从信号Y10减去Y6形成低频差值信号Y12。信号Y12与Y3（在加速和取样率相等化之后）相加，得出输出信号Y2，该信号Y2具有获得当前行的高频分量和获自前一行或场的低频分量。在图2中，当用减法器39代替输出电路30B中的加法器38以使输入电路30A中减法器48的输入端反接时也合得出同样的结果。功能上的效果是相同的，因为在此实施例中，经信号“混合”的低频亮度信号Y10是由减法器48和39两次反相的，所以实际上是与信号Y3相加的，而低频亮度信号Y6只（在减法器39中）反相一次，因而实际上是从信号Y4中减去的。这与图1的实例中取得的结果完全一样。

从上述内容来看，无论先从Y10减去Y6然后加上信号Y14和Y4（如图1那样）还是如图3那样先从Y6减去Y10再从信号Y4减去Y14在功能上没有什么区别。但就目前来说，图1的实例是更值得推荐的，因为它只需要一个减法器（而不是两个），因而实施本发明需要的硬件较少，而在数字处理中，加法要比减法简单得多。除看用的部件较少而明显在经济上受益之外，图1的实例在技术上还有这样的优点：由于部件减少，出故障的机会少，可靠性就会提高。

图3示出了逐行扫描处理器30的输出电路30A的一个修改方案，其中取样率转换器（“加快取样”）电路54和加速电路56这两个电路元件在串联连接中的位置对调了。要实现这种变化，只需适当选择各种不同的时钟频率就行。例如，加速电路需要一个“读”时钟，这个“读”时钟的频率为“写”时钟频率的两倍，取样率转换需要一个“读”时钟，这个“读”时钟的频率为“写”时钟频率的四倍。在图1的实例中，“加速”是在取样率转换之前进行的，因而加速电路接收CL/4（例如4兆赫）的“写”时钟频率和CL/2（例如8兆赫）的“读”时钟频率，取样率转换器接收CL/2（例如8兆赫）的“写”时钟频率和2CL（例如32兆赫）的“读”时钟频率。在图3的实例中，取样率转换是在加速之前进行的，因而时钟频率发生如下的变化：（1）供加速用的“写”和“读”时钟频率分别变为CL和2CL（例如16和32兆赫）;（2）供取样率转换用的“写”和“读”时钟频率分别变为CL/4和CL（例如大约4和16兆赫）。加速和取样率转换器的总体操作在以下方面取得了与图1实例中完全相同的效果，即次取样差值信号Y12在经过取样率转换和加速之后，其行频和取样率与经加速的全带宽亮度信号Y3的相同，因而这些信号可以（通过如图1那样的加法运算或如图2那样的减法运算）进行组合以提供逐行扫描输出信号Y2。

图4和图5是适宜将图1接收机中的色度或亮度输入信号的行频翻一番用的“加速”电路的实例。图4中，在输入端402处的待“加速”的视频信号经过以行频操作的“写”开关404交替地施加在一行（1H）CCD存储器对406和408上。在这对存储器中的一个存储器存储一行时，另一个存储器以两倍“写”时钟频率“读出”，并经由“读”开关410耦合到输出端412上。由于“读”时钟频率为“写”时钟频率的两倍，因而输入信号受到时间压缩和重复，从而使输出信号的频率为输入信号行频的两倍，且各行都重复着。由于CCD存储器需要更新以便被读出两次，因而各存储器406和408都有各自的“更新”开关414和416连接在其输入端与输出端之间，这些开关在“读出”操作时闭合以便再循环使用CCD存储器的内容，从而重复所存储的数据，供存储器两次读出循环的第二次读出之用。这个具体的加速电路可以在信号分离滤波器12提供模拟形式的色度输出信号时用以加速图1实例中的色度分量C1。这种形式的加速电路有这样的好处，即它可以直接接收模拟信号而无需模/数转换。对数字信号来说，另一种替代的方式是使用对端口存储器（下文即将谈到），这种存储器比单独转换的一行存储器简单。

图5的加速电路与图4的相似，但采用数字（二进制）存储器而不采用CCD型存储器件作为存储器件。除数字存储器不需要更新电路以外，其它方面的操作与图4实例相同。这种加速电路可以直接用在处理器30中进行亮度信号处理，因为其中的信号已经是二进制的形式了。图1实例中供色度信号C1使用的这种加速电路需要在开关504的输入端增加一个模/数转换器，在开关510的输出端（512）增加一个数/模转换器。然而，如果信号分离电路12是一个提供已经是数字形式而不是模拟形式的输出信号的数字式电路，则就不需要那样做了。若修改图1的实例以提供数字信号分离，则可以免除模/数转换器13。

图6是在处理器30A中适合于当作电路40的次取样电路的一个例子。该电路包括锁存器602，锁存器602具有：数据输入端604，用以接收经低通滤波的亮度信号Y3;时钟输入端605，其上施加次取样时钟信号;以及输出端606，提供次取样输出信号Y6。数据锁存器可以以CL/N的频率定时钟，其中N是大于1的整数。N最好是诸如2、3或4的整数。N也可以非整数的分数。N采用整数值（最好这样做）的好处是，无需进行内插来产生次取样信号。然而，若需要，在特定的***中N也可以采用非整数值。目前较理想的整数次取样值为2、3和4。

在这里所示的具体实施例中，为说明本发明起见，选取N＝4。对于图1实例中假设的次取样为4∶1且采用CL/4的时钟频率的情况，锁存器602可能会对经低通滤波的亮度信号Y3的4个样品废弃其中三个。因此在此次取样值（N＝4）的情况下，实施视频延迟所需的存储器量可能仅为不对视频信号进行次取样时所需用的存储器的四分之一。

平均器46可如图7所示来实施，以将非延迟的和1-H延迟的信号施加在加法器702的输入端（704、706）上，用除法器708将加法器的输出除以2，从而在输出端710上提供经过行平均的输出信号Y8。实际上，除法器可以简单地实施为不用加法器的LSB（最低有效位）输出，并使加法器的输出都移位一个比特。对于这一点，***对信号处理是以模拟形式进行的，这个除法器可用一个6分贝衰减器来代替，这个加法器可用一个求和网络来代替。

图8A是用以将亮度差值信号的取样率乘4的“内插式”取样率转换器的一个例子。如前所述，通过将每个次取样的像素重复四次就可以提供取样率的“上转换”。可是，通过样品重复而取得的取样率“上转换”往往会产生较粗糙的对角线结构的图像。诸如图8A（和后面将要讨论的图8B）那样的内插转换器呈现光滑的对角线，但水平方向的过渡稍微“软”一点。

更详细地说，图8A中的转换器56包括一个取样延迟单元802，该单元的输入端804上施加了次取样亮度信号Y13。延迟单元802还接收等于信号Y13的取样率的时钟信号CL/2，因而对信号Y13提供了一个取样延迟。延迟单元802输入端（A）和输出端（B）的信号施加三个运算单元806、808和810的各输入端上，该三个运算装置产生各目的输出信号（3A+B）/4，（A+B）/2和（A+3B）/4。运算单元806、808和810的输出信号和延迟单元802的输入信号都施加在多路转换开关812上，该开关以2CL的时钟频率依次选取各信号。此时钟频率为施加在取样延迟单元802上的时钟频率的4倍，因而由开关812在其输出端814上提供的已内插过的和经过多路转换开关的信号，其取样率为输入信号Y13的四倍。

图9示出用以说明图8A（和后面即将讨论的图8B）的取样率转换器操作的像素图，图中，当前接收到的像素A处于黑电平（例如零IRE单位），先前的像素B处于白电平（例如100IRE单位）。如图所示，多路转换开关812依次选取各运算单元的输出，以提供具有亮度电平为当前像素（A）与前一像素（B）两值之间的（A+3B）/4，（A+B）/2和（3A+B）/4的已内插的像素。据此，线性近似的像素值是以四倍输入取样率产生的。如前提出过的，采用内插法的好处是，所产生的对角线比起另一种简单重复进来的各输入像素以使取样率乘4的取样率转换法更光滑。

图8B是内插取样率转换器另一种（较佳的）形式的方框图，种转换器不需要使用图8A布局中的乘法器。该转换器包括有一个输入端820，其上施加亮度信号Y13，及一个输出端820，其上产生1∶4取样率的已内插的亮度信号Y14。端子820经过1∶4取样率重复器822、（1-Z^-1）的Z变换的第一数字滤波器824（1-Z^-2）的Z变换的第二数字滤波器826和除四除法器828四者相串级连接体耦合到端子830上。取样重复器822重复输入样品，以对每一个接收到的样品提供四个完全相同的输出样品。第一数字滤波器可以被实施为一个加法器，可将输入的样品与延迟了一个取样间隔的前一个样品相加，这里也无需乘法运算。第二滤波器也可实施为一个加法器，以将第一滤波器的输出与对应于第一滤波器延迟了两个取样周期的输出信号相加，这里也无需乘法运算。第二滤波器的输出由除法器828按比例缩小四分之一。如此产生的输出信号与前一实例的一样。有益的是，在这个取样率转换器的最佳实施例中，任何一级都无需乘法运算，因此该电路比前一个实例的电路明显地简化了。

图10、11和12示出了控制信号产生器46各种可供选择的实施方案和可供选择的非线性响应特性。控制信号发生器46最简单的形式可以如图10所示的那样实施，将运动指示信号M施加在阈值检测器1002的一个输入端1004上，该检测器在其另一个输入端1006上接收参考信号R，其输出端1008提供二进制值（或通/断）的输出信号，表明“在运动指示信号M何时大于或小于基准信号”。这种阈值式的操作如图12中的响应曲线K1所示，从图中可以看到，当运动信号M的值小于参考电平R时，控制信号K的值为0，反之，当大于参考电平R时，控制信号K的值为1。

图11示出了控制信号产生器46的一个最佳实施例，其中运动指示信号M施加在只读存储器（ROM）1102的地址输入端1104上，该ROM的输出端1106提供控制信号K。该产生器能产生图12所示曲线K1的阈值响应，也能产生图12中的响应曲线K2和K3所示的其它更复杂的非线性响应。在图12中响应曲线K2的实例中，控制信号K在运动信号M的值小和大时变化较慢，在运动信号M处于中间值时变化较快。在响应曲线K3的实例中，控制信号在运动值小时增加得快，在运动值较大时增加得较慢。采用控制信号发生器46的非线性响应曲线比起以二进制值表示的阀值检测的实例更值得推荐，因为各曲线（例如K2或K3）中的变化较平稳得多，因而对观看已处理视频信号的观众看来就不太注目了。

图13A是适宜实施软开关50的一个例子，该开关包括一对乘法器1302和1304，该对乘法器的输入端1306和1308分别接收场延迟亮度信号（Y9）和行平均亮度信号（Y8），它们的输出端与加法器1310相连接，加法器1310的输出端1312提供经混合的亮度信号Y10。乘法器1304由施加在输入端1314上的控制信号K直接控制，乘法器1302由ROM  1316提供的等于1-K的信号控制。该ROM  1316由控制信号K来寻址。

在操作过程中，在无运动（K＝0）时，乘法器1302让延迟亮度信号Y9通过，经过加法器1310传到输出端上，乘法器1304阻塞行平均亮度信号Y8。在运动量大（K＝1）时，乘法器1304和加法器1310让行平均亮度信号Y8通过，传到输出端，乘法器1302阻塞场延迟亮度信号。运动为中等程度（0＜K＜1）时，输出信号按K和1-K的比例来组合。

图13B是只需用一个乘法器的适于实施软开关50一个最佳例子。这个开关包括一个减法器1330，该减法器的输出端经由乘法器1335耦合到加法器1340的一个输入端上。在输入端1350的行平均亮度信号Y8施加在减法器1330的正（或非反相）输入端（+）上。输入端1360处的场延迟亮度信号Y9施加在加法器1340上，和施加在减法器1330的负（-）输入端上。控制信号K施加在乘法器1335的另一个输入端上。

在操作过程中，在无运动（K＝0）时，场延迟亮度信号Y9经由加法器1340耦合到输出端1380上。对于信号Y8可以忽略不计的情况，因为当K＝0时，乘法器1335阻塞信号Y8。在运动量大（K＝1）时，乘法器1335将（Y8-Y9）耦合到加法器1330上，该加法器的另一个输入端接收（+Y9）。据此，在这种情况下，Y9各信号由于反相，互相抵消，因而加法器的输出为信号Y8。K值在极限值1与0之间（0＜K＜1）时，输出信号由包括根据控制信号K使Y8与Y9相混合而组成的产物。

作为使用“软开关”来混合行平均和场延迟亮度信号的一种替代，人们可以使用图14所示的、由一个阈值检测器（例如图10）来控制的“硬”开关。这种硬开关不提供混合，只是根据运动信号是高于还是低于图12所示的阀值来选择行平均（Y8）或场延迟（Y9）亮度信号中的一个或另一个。这个“硬”开关包括一对门电路1402和1404，它们具有输入端1406和1408，和与共用输出端1410相耦合的输出端。行平均（Y8）和场延迟（Y9）亮度信号施加在输入端1406和1408上。在输入端1412上的控制信号K直接施加在门电路1402的控制输入端上，还经过反相器1414施加在门电路1404的控制输入端上。

在操作过程中，若运动信号M大于参考电压R，则K＝1，门电路1402允许工作，从而将行平均亮度信号Y8耦合到输出端1410上。否则，门电路1404允许工作，将场延迟亮度信号Y9耦合到输出端1410上。这种形式的“硬”开关与上文提到的最佳方案的“软”开关（对于运动变化量大的场景而言具有在行处理与场处理之间平滑过渡的优点）相比，其优点是简单。

图15是适合用作为检测器44的运动检测器的一种形式的示例。在此实施例中，非延迟亮度信号Y6和帧延迟亮度信号Y11施加在减法器1502的相应输入端1504和1506上，减法器的输出施加在绝对值电路1508上，绝对值电路1508在输出端1510提供正比于非延迟亮度信号Y6与帧延迟亮度信号Y11之差的绝对值的运动指示信号M。本实例中包含这个绝对值电路的理由减法器的输出可能是正的或是负的，而控制混合开关50的控制只需要一种极性。换句话说，绝对值电路将减法器的输出“整流”成单一极性。另一种作法是不用绝对值电路而采用全减法器输出（正负值都用）来控制控制信号产生器的ROM（例如ROM1102）的地址输入。还有一种代替运动检测器44的器件是前面提到的、Pritchard的美国专利4，641，186中所述的那种“边带能量检测器”。本发明特别推荐减法器式的运动检测器，因为它比较简单。

图16和图17示出了用以提供延迟输出信号Y7、场延迟输出信号Y9和帧延迟输出信号Y11的延迟单元的另一个实施例。不难理解，这些信号的精确延迟取决于视频传输标准（例如，NTSC，PAL或SECAM制）。在图16的实例（这里假设采用NTSC制），带抽头的帧延迟电路是由1-H延迟电路1602、262H延迟电路1604和另一个262H延迟电路1606串级连接组成，从而分别在其输出端提供已延迟的亮度输出信号Y7、Y9和Y11。

图17示出了延迟单元42目前最佳的一个实施例，图中待延迟的信号施加在1-H延迟单元1704的输入端1702上，从那里经由多路转换开关1706加到存储器1708上，存储器1708的存储容量为一帧，它提供总共1场延迟。帧存储器1708的输出施加到分离（de-multiplex）开关1710上，该开关在其端子1712上提供场延迟输出信号，在其端子1714上提供帧延迟输出信号。场延迟输出信号耦回到开关1706的另一个输入端上，借此，在存储器1708中与帧延迟信号交错起来。借助这种措施，存储器的内容包括交错的场和帧延迟信号，该信号由信号分离开关1710在输出端加以分离。在1987年元月27日公开的R.T.Fling的、题为“视频信号场/帧存储***”的美国专利4，639，783中介绍了带抽头的帧延迟单元42的这个实例的细节。

图18示出了图1接收机中采色信号处理的一个修改方案，图1中分离器12提供的已分离的色度信号C1施加在色解调器1802的输入端1804上，色解调器1802向相应的加速单元1806和1808提供已解调的（基带）输出彩色信号（例如R-Y和B-Y），由加速装置1806和1808向亮度-色度处理器和矩阵单元24提供两倍行频的已解调的色度信号。在加速之前对色度信号进行解调（如本实例所示的那样）确定需要两个彩色加速电路，然而这是目前最佳的，因为它有这样的优点：可以在低于前例中的在加速后进行彩色解调所需用的时钟脉冲频率下进行色解调。

图19示出适用于图1接收机的另一种加速电路的示例，它采用双端口式的随机存取存储器1902，该存储器1902有一个输入端口1904，用以接收待加速的数字信号;和一个输出端口1906，提供已加速的视频输出信号。这种存储器可以基本上同时进行读和写的操作，如图20所示。如图所示，输入行A和B按照“写”时钟（CL）存入该存储器中。第一行A的读循环的起点是在行A写循环的中途开始的。读出是以两倍“写”时钟频率进行的，因而行A被时间压缩1/2。第二行A的读循环的起点是在行A写循环结束时并在行B写循环开始时开始的。使用双端口的存储器在目前是最佳的，因为它比已讨论的其它实例简单。还应注意在写循环的起点与第一相应读循环起点之间所涉及的延迟只是半行而不是前例中所述的一整行。除上述具体列举和描述的修改之外，还可以对图1的实施例作出其它种种修改。例如，任何的信号处理不一定并非需用数字信号处理的这种最佳方法来进行。适当的延迟还可以采用例如已谈过CCD器件之类的其它方法实现。模拟的实施例的算术操作可以采用诸如运算放大器、阻性求和网络等之类的模拟器件来实施。本发明由如下面的权利要求书来限定，本发明包括所有的可取代已描述的具体元件的模拟的和数字和替代方案。

Claims (5)

1、一种逐行扫描转换设备，包括：

一信号源(13)，用以提供具有给定行频和给定取样率的数字视频输入信号(Y3)；

其特征在于：

一个次取样电路(40)，与上述信号源(13)相耦合，用以提供次取样视频信号(Y6)；

运动自适应处理器(42-50)，响应上述次取样视频信号(Y6)，用以提供已运动自适应处理的和已次取样的视频信号(Y10)；

一个减法器(48)，其输入端被耦合用以接收上述次取样视频信号(Y6)和上述已运动自适应处理的和已次取样的信号(Y10)，其输出端提供已次取样的视频差值信号(Y12)；和

一个输出电路(30B)，响应上述数字视频输入信号(Y3)和上述次取样视频差值信号(Y12)用以产生逐行扫描输出信号(Y2)。

2、如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述输出电路（30B）包括：

第一装置（36），用以加倍上述视频输入信号（Y3）的行频;

第二装置（54，56），用以加倍上述次取样视频差值信号（Y12）的行频并提高该信号（Y12）的取样率，以提供行频和取样率都与所述第一装置所产生的两倍行频视频信号（Y4）一样的经处理的视频差值信号（Y14）;和

组合装置（38，57），用以将上述经处理的视频差值（Y14）信号的一行与两倍行频视频输入信号（Y4）的每一个间隔行相组合，以提供上述逐行把描输出信号（Y2）。

3、如权利要求2所述的设备，其特征在于，所述的组合装置包括：

开关（57），用以选择所述经处理的视频差值信号（Y14）的各间隔行;和

加法装置（38），用以将开关所提供的输出信号与所述两倍行频视频输入信号（Y4）相加，以产生所述逐行扫描输出信号（Y2）。

4、如权利要求2所述的设备，其特征在于，所述的组合装置包括：

开关（57），用以选择所述经处理的视频差值信号（Y14）的各间隔行;和

减法装置（39），用以以减法性组合由开关（57）提供的输出信号与上述两倍行频视频输入信号（Y4），以产生所述逐行扫描输出信号（Y2）。

5、如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述运动自适应处理器包括：

行平均器（45），用以垂直内插所述次取样视频信号的各行;

延迟装置（42），用以使所述次取样视频信号延迟一场;和

运动响应开关（50），与所述所述行平均器（45）和所述场延迟装置（42）相耦合，用以给所述减法器（48）提供所述的已经运动自适应处理过的和次取样的视频信号（Y10）。

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