CN106160262A - 控制装置、电子设备以及无触点电力传输*** - Google Patents

Abstract

本发明提供一种控制装置、电子设备以及无触点电力传输***。输电侧的控制装置包括实施与受电装置之间的通信处理的通信部。通信部根据实施使负载调制的频带的信号通过，而使负载调制的频带以外的带宽的信号衰减的带通滤波处理的带通滤波器部的输出，而对来自受电装置的通信数据进行检测。

Description

控制装置、电子设备以及无触点电力传输***

技术领域

本发明涉及控制装置、电子设备以及无触点电力传输***。

背景技术

近年来，利用电磁感应，即使不存在金属部分的触点也能够进行电力传输的无触点电力传输(非接触电力传输)受到注目，作为该无触点电力传输的应用例，家庭用设备或便携终端等电子设备的充电被提出。

作为无触点电力传输的现有技术，例如存在专利文献1～4公开的技术。在这些现有技术中，利用负载调制，从受电侧(次级侧)向输电侧(初级侧)进行数据通信，从而将受电侧的各种信息传输至输电侧。

在专利文献1等现有技术的方法中，受电侧通过负载调制而发送通信数据。而且，输电侧通过对初级线圈的线圈端电压等进行监控，并对初级侧的线圈的电压波形的相位等进行检测，从而检测出通信数据。

但是，在现有技术的方法中，例如在叠加于信号上的噪声较多的状况等下，有可能产生通信数据的检测错误。另外，在现有技术的方法中，受电侧在通信期间内，以停止充电或者减小充电电流的状态而实施负载调制，从而无法实现通常输电期间中的经常性的负载调制。

专利文献1：日本特开2009-303294号公报

专利文献2：日本特开2010-284058号公报

专利文献3：日本特开2011-211780号公报

专利文献4：日本特开2012-60730号公报

发明内容

根据本发明的几个方式，能够提供可提高对于由负载调制引起的负载变动的检测的抗噪性等的控制装置、电子设备以及无触点电力传输***等。

本发明的一个方式涉及一种控制装置，其为具有输电装置和受电装置的无触点电力传输***中的输电侧的控制装置，包括：驱动器控制电路，其对向所述受电装置输送电力的输电部的输电驱动器进行控制；控制部，其对所述驱动器控制电路进行控制；通信部，其实施与通过负载调制而发送通信数据的所述受电装置之间的通信处理，所述通信部根据带通滤波器部的输出而对来自所述受电装置的所述通信数据进行检测，所述带通滤波器部实施使所述负载调制的频带的信号通过，而使所述负载调制的频带以外的带宽的信号衰减的带通滤波处理

根据本发明的一个方式，电力向受电装置被输送，并且，与受电装置之间实施通过负载调制而实现的通信处理。而且，在本发明的一个方式中，根据实施带通滤波处理的带通滤波器部的输出，而对来自受电装置的通信数据进行检测。如此，通过在由负载调制引起的负载变动的检测时实施带通滤波处理，从而将负载调制的频带的信号设为检测对象，同时，使除此以外的频带的信号衰减，由此能够检测出通信数据。因此，能够提高对于由负载调制引起的负载变动的检测的抗噪性，从而能够实现与受电侧之间的恰当的通信处理。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，所述带通滤波器部实施使所述输电部的驱动频率的带宽和DC的带宽中的至少一方的带宽的信号衰减的所述带通滤波处理。

如此，如果使输电部的驱动频率的带宽的信号衰减，则能够减少叠加于检测对象的信号上的驱动频率成分的噪声，因此能够提高检测的抗噪性。另外，如果使DC的带宽的信号衰减，则能够从检测对象的信号中截止DC成分，并实施此后的信号处理，从而能够实现理想的信号处理。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，所述通信部包括电流检测电路，所述电流检测电路对从电源向所述输电部流通的电流进行检测，并将检测电压向所述带通滤波器部输出。

如果采用这种方式，则能够对根据从电源向输电部流通的电流而获得的检测电压的信号实施带通滤波处理，从而减少叠加于该信号上的噪声。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，所述通信部具有比较电路，所述比较电路实施由所述带通滤波器部实施的所述带通滤波处理后的所述检测电压与判断用电压之间的比较判断，所述通信部根据所述比较电路的比较判断结果而对所述通信数据进行检测。

如果采用这种方式，则叠加于检测电压的信号上的噪声通过带通滤波处理而被减少，并被输入至比较电路中，而被实施与判断用电压之间的比较判断。由此，能够减轻该噪声给比较电路的比较判断结果带来的不良影响，从而能够实现抗噪性的提高等。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，所述比较电路为，能够实施所述带通滤波处理后的所述检测电压与多个判断用电压之间的比较判断的电路。

如果采用这种方式，则能够设定用于提高检测灵敏度或抗噪性的判断用电压。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，具有滤波器部，所述滤波器部被设置于所述比较电路的后级，所述通信部根据由所述滤波器部实施的滤波处理后的所述比较判断结果，而对所述通信数据进行检测。

如果采用这种方式，则由于能够通过滤波器部的滤波处理而减轻叠加于比较判断结果的信号上的噪声的不良影响，并根据滤波处理后的比较判断结果而对通信数据进行检测，因此，能够实现抗噪性的提高等。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，所述输电部具有：所述输电驱动器；电源电压控制部，其对所述输电驱动器的电源电压进行控制，所述控制部根据来自所述受电装置的所述通信数据而对所述电源电压控制部进行控制。

如果采用这种方式，则能够根据来自受电装置的通信数据，而对被供给至输电驱动器的电源电压等进行控制，从而能够实现恰当的电力控制或安全的电力控制等。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，所述通信部包括电流检测电路，所述电流检测电路对从电源向所述输电部流通的电流进行检测，所述电流检测电路对从所述电源经由所述电源电压控制部而向所述输电部流通的电流进行检测，并将检测电压向所述带通滤波器部输出。

如果采用这种方式，则能够在实现恰当的电力控制或安全的电力控制等的同时，实现对于由负载调制引起的负载变动的检测的抗噪性的提高。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，所述通信部在由第一负载状态和第二负载状态构成的负载调制模式为第一模式的情况下，判断为，是第一逻辑电平的所述通信数据，在负载调制模式为与所述第一模式不同的第二模式的情况下，判断为，是第二逻辑电平的所述通信数据。

如果采用这种方式，则例如与将由负载调制产生的第一负载状态判断为第一逻辑电平，将第二负载状态判断为第二逻辑电平的方法相比，能够提高对于由负载调制引起的负载变动的检测灵敏度或检测的抗噪性，并能够实现与受电侧之间的恰当的通信处理。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，所述第一模式为，与所述第二模式相比所述第一负载状态的期间的宽度较长的模式。

如果采用这种方式，则例如通过对第一负载状态的期间的宽度进行辨别，从而能够对负载调制模式是第一、第二模式中的哪一个模式进行判断，由此能够实现检测灵敏度或检测的抗噪性的提高。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，所述通信部从所述第一模式中的被设定于所述第一负载状态的期间内的第一采样点起，以所给定的采样间隔来实施负载调制模式的采样，从而取入所给定的位数的所述通信数据。

如果采用这种方式，则能够以简单的处理来设定第一采样点之后的采样点，并取入所给定的位数的通信数据，从而能够实现通信数据的检测处理的简化或处理负荷的减轻等。

另外，在本发明的一个方式中，可以采用如下的方式，即，所述通信部在所述第一负载状态的期间的宽度处于第一范围宽度内的情况下，将所述第一采样点设定在所述第一负载状态的期间内。

如果采用这种方式，则即使在第一负载状态的期间的宽度由于噪声等的原因而发生变动的情况下，也能够设定用于对通信数据进行采样的适当的第一采样点。

本发明的其他方式涉及一种包括上述方式中的任意一个方式所记载的控制装置的电子设备。

本发明的其他方式涉及一种无触点电力传输***，其为包括输电装置和受电装置在内的无触点电力传输***，所述输电装置向所述受电装置输送电力，并且实施与通过负载调制而发送通信数据的所述受电装置之间的通信处理，所述受电装置接受来自所述输电装置的电力，并实施所述负载调制，从而向所述输电装置发送所述通信数据，所述输电装置根据带通滤波器部的输出而对来自所述受电装置的所述通信数据进行检测，所述带通滤波器部实施使所述负载调制的频带的信号通过，而使所述负载调制的频带以外的带宽的信号衰减的带通滤波处理。

根据本发明的其他方式，受电装置通过负载调制来发送通信数据，输电装置实施通过负载调制而被发送来的通信数据的检测处理。而且，此时，根据实施带通滤波处理的带通滤波器部的输出，而对来自受电装置的通信数据进行检测。如此，通过在由负载调制引起的负载变动的检测时实施带通滤波处理，从而将负载调制的频带的信号设为检测对象，同时，使除此以外的频带的信号衰减，从而能够检测出通信数据。因此，能够提高对于由负载调制引起的负载变动的检测的抗噪性，从而能够实现与受电侧之间的恰当的通信处理。

附图说明

图1(A)、图1(B)为本实施方式的无触点电力传输***的说明图。

图2为本实施方式的输电装置、受电装置、输电侧、受电侧的控制装置的结构示例。

图3为本实施方式的无触点电力传输***的动作顺序的概要的说明图。

图4为由负载调制实现的通信方法的说明图。

图5为通信部的结构示例。

图6为带通滤波器部的结构示例。

图7为带通滤波器部的频率特性的示例。

图8为受电侧的通信结构的说明图。

图9为由通信时的噪声引起的问题点的说明图。

图10为本实施方式的通信方法的说明图。

图11为本实施方式的通信方法的说明图。

图12(A)、图12(B)也为本实施方式的通信方法的说明图。

图13(A)、图13(B)为通信数据的格式的示例。

图14为对本实施方式的动作顺序进行说明的信号波形图。

图15为对本实施方式的动作顺序进行说明的信号波形图。

图16为对本实施方式的动作顺序进行说明的信号波形图。

图17(A)、图17(B)为本实施方式的电力控制方法的说明图。

图18(A)、图18(B)为关于使用了本实施方式的电力控制方法的情况下的效果的说明图。

图19为受电部、充电部的详细的结构示例。

具体实施方式

以下，对本发明的优选的实施方式进行详细说明。并且，以下说明的本实施方式并非对权利要求书所记载的本发明的内容进行不当限定的方式，本实施方式所说明的全部结构也并不一定都是作为本发明的解决方法所必须的。

1.电子设备

图1(A)表示本实施方式的无触点电力传输***的一个示例。充电器500(电子设备之一)具有输电装置10。电子设备510具有受电装置40。另外，电子设备510具有操作用的开关部514和蓄电池90。并且，虽然在图1(A)中，模式化地图示了蓄电池90，但是，该蓄电池90实际上被内置于电子设备510中。通过图1(A)的输电装置10和受电装置40而构成了本实施方式的无触点电力传输***。

电力经由电源适配器502而被供给至充电器500，该电力通过无触点电力传输而从输电装置10向受电装置40输送。由此，能够对电子设备510的蓄电池90进行充电，从而使电子设备510内的装置工作。

并且，充电器500的电源可以为通过USB(USB电缆)实现的电源。另外，作为应用了本实施方式的电子设备510，能够设想各种各样的设备。例如能够设想助听器、手表、生物体信息测量装置(可穿戴设备)、便携信息终端(智能手机、移动电话等)、无绳电话、剃须刀、电动牙刷、腕式计算机、手持终端、电动汽车或者电动自行车等各种各样的电子设备。

如图1(B)模式化所示的那样，从输电装置10向受电装置40的电力传输通过如下的方式等实现，即，使设置于输电侧的初级线圈L1(输电线圈)和设置于受电侧的次级线圈L2(受电线圈)电磁耦合从而形成电力传输变压器的方式等。由此，能够实现非接触的电力传输。

2.输电装置、受电装置、输电侧、受电侧的控制装置

图2表示本实施方式的输电装置10、受电装置40、输电侧的控制装置20、受电侧的控制装置50的结构示例。图1(A)的充电器500等输电侧的电子设备至少包括图2的输电装置10。另外，受电侧的电子设备510至少能够包括受电装置40、蓄电池90和电力供给对象100。电力供给对象100例如为处理部(DSP等)等各种装置。而且，通过图2的结构，实现了通过使初级线圈L1和次级线圈L2电磁耦合从而从输电装置10向受电装置40传输电力并实施蓄电池90的充电等的无触点电力传输(非接触电力传输)***。

输电装置10(输电模块、初级模块)包括初级线圈L1、输电部12、显示部16、控制装置20。并且，输电装置10并不限定于图2的结构，能够实施省略其结构要素的一部分(例如显示部等)，或追加其他结构要素，或对连接关系进行变更等的各种改变。

输电部12在电力传输时生成预定频率的交流电压，并向初级线圈L1进行供给。该输电部12包括对初级线圈L1的一端进行驱动的第一输电驱动器DR1、对初级线圈L1的另一端进行驱动的第二输电驱动器DR2、电源电压控制部14。另外，输电部12能够包括与初级线圈L1一起构成谐振电路的至少一个电容器(蓄电器)。

输电部12的输电驱动器DR1、DR2各自通过例如功率MOS(Metal-oxidesemiconductor，金属氧化物半导体)晶体管构成的倒相电路(缓冲电路)等而实现。这些输电驱动器DR1、DR2通过控制装置20的驱动器控制电路22而被控制(驱动)。

输电部12的电源电压控制部14对输电驱动器DR1、DR2的电源电压VDRV进行控制。例如，控制部24根据从受电侧接收到的通信数据，而对电源电压控制部14进行控制。由此，供给至输电驱动器DR1、DR2的电源电压VDRV被控制，从而实现了例如输电电力的可变控制等。该电源电压控制部14能够通过例如DCDC转换器等而实现。例如电源电压控制部14实施对来自电源的电源电压(例如5V)的升压动作，而生成输电驱动器用的电源电压VDRV(例如6V～15V)，并向输电驱动器DR1、DR2进行供给。具体而言，在提高从输电装置10向受电装置40的输电电力的情况下，电源电压控制部14提高向输电驱动器DR1、DR2供给的电源电压VDRV，而在降低输电电力的情况下，降低电源电压VDRV。

初级线圈L1(输电侧线圈)通过与次级线圈L2(受电侧线圈)电磁耦合，从而形成电力传输用变压器。例如，在需要电力传输时，如图1(A)、图1(B)所示，将电子设备510放置在充电器500的上方，从而形成初级线圈L1的磁通穿过次级线圈L2的状态。另一方面，在不需要电力传输时，使充电器500和电子设备510物理性地分离，从而形成初级线圈L1的磁通不穿过次级线圈L2的状态。

显示部16利用颜色或图像等来显示无触点电力传输***的各种状态(电力传输中、ID认证等)，例如能够通过LED(Light Emitting Diode，发光二极管)或LCD(Liquid Crystal Display，液晶显示屏)等来实现。

控制装置20实施输电侧的各种控制，并能够通过集成电路装置(IC)等而实现。该控制装置20包括驱动器控制电路22、控制部24、通信部30。另外，控制装置20能够包括时钟生成电路37、振荡电路38。并且，控制装置20并不限定于图2的结构，能够实施省略其结构要素的一部分(例如时钟生成电路、振荡电路等)，或者追加其他的结构要素，或者对连接关系进行变更等的各种各样的改变。例如，也能够实施将输电部12等内置于控制装置20中的改变。

驱动器控制电路22对将电力向受电装置40输送的输电部12的输电驱动器DR1、DR2进行控制。例如驱动器控制电路22向构成输电驱动器DR1、DR2的晶体管的栅极输出控制信号(驱动信号)，从而通过输电驱动器DR1、DR2来驱动初级线圈L1。

控制部24实施输电侧的控制装置20的各种控制处理。例如，控制部24实施驱动器控制电路22的控制。具体而言，控制部24实施电力传输、通信处理等所需的各种顺序控制或判断处理。该控制部24能够通过例如门阵列等通过自动配置布线方法所生成的逻辑电路或者微型计算机等各种处理器而实现。

通信部30实施与受电装置40之间的通信数据的通信处理。例如，通信部30实施与通过负载调制而发送通信数据的受电装置40(控制装置50)之间的通信处理。具体而言，通信部30实施用于检测并接收来自受电装置40的通信数据的处理。

振荡电路38例如由水晶振荡电路等构成，并生成初级侧的时钟信号。时钟生成电路37生成对驱动频率进行规定的驱动时钟信号等。而且，驱动器控制电路22根据该驱动时钟信号和来自控制部24的控制信号等，而生成所给定的频率(驱动频率)的控制信号，并向输电部12的输电驱动器DR1、DR2输出而实施控制。

受电装置40(受电模块、次级模块)包括次级线圈L2、控制装置50。并且，受电装置40并不限定于图2的结构，能够实施省略其结构要素的一部分，或追加其他的结构要素，或对连接关系进行变更等的各种改变。

控制装置50实施受电侧的各种控制，并能够通过集成电路装置(IC)等而实现。该控制装置50包括受电部52、控制部54、负载调制部56、充电部58、放电部60。另外，能够包括非易失性存储器62、检测部64。并且，控制装置50并不限定于图2的结构，能够实施省略其结构要素的一部分，或追加其他的结构要素，或对连接关系进行变更等的各种改变。例如，能够实施将受电部52等设置于控制装置50的外部等的改变。

受电部52接收来自输电装置10的电力。具体而言，受电部52将次级线圈L2的交流的感应电压转换为直流的整流电压VCC并输出。该转换通过受电部52所具有的整流电路53而实施。整流电路53能够通过例如多个晶体管或二级管等而实现。

控制部54实施受电侧的控制装置50的各种控制处理。例如，控制部54实施负载调制部56、充电部58、放电部60的控制。另外，也能够实施受电部52、非易失性存储器62或检测部64等的控制。该控制部54能够通过例如门阵列等通过自动配置布线方法所生成的时钟电路或者微型计算机等各种处理器而实现。

负载调制部56实施负载调制。例如，负载调制部56具有电流源IS，并利用该电流源IS而实施负载调制。具体而言，负载调制部56具有电流源IS(恒电流源)和开关元件SW。电流源IS和开关元件SW例如被串联设置于整流电压VCC的节点NVC和GND(广义而言，低电位侧电源电压)的节点之间。而且，例如，根据来自控制部54的控制信号而使开关元件SW导通或断开，通过使从节点NVC流向GND的电流源IS的电流(恒电流)导通或断开，从而实现负载调制。

并且，在节点NVC上连接有电容器CM的一端。该电容器CM例如作为控制装置50的外设部件而被设置。另外，开关元件SW能够通过MOS的晶体管等而实现。该开关元件SW也可以作为构成电流源IS的电路的晶体管而被设置。另外，负载调制部56并不限定于图2的结构，例如，能够实施作为电流源IS的代替而使用电阻等的各种各样的改变。

充电部58实施蓄电池90的充电(充电控制)。例如充电部58根据接收来自输电装置10的电力的受电部52所接收到的电力，而对蓄电池90进行充电。例如，充电部58被供给基于来自受电部52的整流电压VCC(广义而言，直流电压)而得到的电压，而对蓄电池90进行充电。该充电部58能够包括CC充电电路59。CC充电电路59为实施蓄电池90的CC(Constant-Current，恒流)充电的电路。

放电部60实施蓄电池90的放电动作。例如，放电部60(电力供给部)实施蓄电池90的放电动作，并将来自蓄电池90的电力向电力供给对象100供给。例如，放电部60被供给蓄电池90的充电电压VBAT，并将输出电压VOUT向电力供给对象100供给。该放电部60能够包括电荷泵电路61。电荷泵电路61对充电电压VBAT进行降压(例如降压1/3)，并将输出电压VOUT(VBAT/3)向电力供给对象100供给。该放电部60(电荷泵电路)例如将充电电压VBAT作为电源电压而进行工作。

蓄电池90例如为能够充电的二次电池，例如锂电池(锂离子二次电池、锂离子聚合物二次电池等)、镍电池(镍氢蓄电池、镍镉蓄电池等)等。电力供给对象100例如为处理部(DSP、个人电子计算机)等装置(集成电路装置)，并为被设置于内置有受电装置40的电子设备510(图1(A))中，成为蓄电池90的电力供给对象的装置。

非易失性存储器62为对各种信息进行存储的非易失性的存储器装置。该非易失性存储器62对受电装置40(控制装置50)的状态信息等各种信息进行存储。作为非易失性存储器62，例如能够使用EEPROM(ElectricallyErasable Programmable Read-Only Memory，电可擦可编程只读存储器)等。作为EEPROM，例如能够使用MONOS(Metal-Oxide-Nitride-Oxide-Silicon，金属氧化氮氧化硅)型的存储器。例如能够使用利用了MONOS型的存储器的闪存存储器。或者，作为EEPROM，也可以使用漂置栅极型等其他类型的存储器。

检测部64实施各种检测处理。例如，检测部64对整流电压VCC或充电电压VBAT等进行监控，并实施各种检测处理。具体而言，检测部64具有A/D转换电路65，并通过A/D转换电路65而对整流电压VCC、基于充电电压VBAT而得到的电压或来自未图示的温度检测部的温度检测电压等进行A/D转换，利用所得到的数字的A/D转换值而实施检测处理。作为检测部64实施的检测处理，能够设想过放电、过电压、过电流或者温度异常(高温、低温)的检测处理。例如，通过在充电时检测部64对过电压、温度异常进行检测，从而能够实现过电压保护、高温保护、低温保护。另外，通过在放电时检测部64对过放电、过电流进行检测，从而能够实现过放电保护、过电流保护。

3.无触点电力传输***的动作顺序的概要

接下来，利用图3，对本实施方式的无触点电力传输***的动作顺序的概要的一个示例进行说明。

在图3的A1中，具有受电装置40的电子设备510未被放置于具有输电装置10的充电器500的上方，而是成为取走状态。在该情况下，成为待机状态。在该待机状态中，输电侧成为等待状态，受电侧成为放电动作开启的状态。

具体而言，在待机状态中，输电装置10的输电部12实施用于着陆检测的间歇输电。即，输电部12不实施如通常输电那样的连续输电，而是实施每隔所给定的期间而间歇地输送电力的间歇输电，从而成为对电子设备510的着陆进行检测的状态。另外，在待机模式中，在受电装置40中，向电力供给对象100放电的放电动作成为开启，向电力供给对象100的电力供给成为使能。即，受电装置40的放电部60实施将来自蓄电池90的电力向电力供给对象100放出的动作。由此，处理部等电力供给对象100被供给来自蓄电池90的电力，从而能够进行工作。

如图3的A2所示，当电子设备510被放置于充电器500上，而检测到着陆时，成为通信检查和充电状态。在该通信检查和充电状态下，输电侧实施通常输电，受电侧的充电动作成为开启，而放电动作成为关闭。另外，受电侧实施通过负载调制而实现的通信数据的发送。

具体而言，在通信检查和充电状态下，输电装置10的输电部12实施作为连续输电的通常输电。此时，实施电力根据电力传输的状态等而可变地变化的电力控制，同时，实施通常输电。另外，也实施基于蓄电池90的充电状态的控制。电力传输的状态为，例如由初级线圈L1、次级线圈L2的位置关系(线圈间距离等)等决定的状态，例如，能够根据作为受电部52的输出电压的整流电压VCC等信息来进行判断。蓄电池90的充电状态例如能够根据充电电压VBAT等信息来进行判断。

另外，在通信检查和充电状态中，受电装置40的充电部58的充电动作成为开启，根据受电部52所接收到的电力而实施蓄电池90的充电。另外，放电部60的放电动作成为关闭，从而来自蓄电池90的电力不会向电力供给对象100供给。另外，在通信检查和充电状态中，通过负载调制部56的负载调制，从而使通信数据被发送至输电侧。例如，包括电力传输状态信息(VCC等)、充电状态信息(VBAT或各种状态标志等)、温度等信息在内的通信数据通过通常输电期间中的经常性的负载调制，而从受电侧被发送至输电侧。例如，由输电部12的电源电压控制部14实施的电力控制根据通信数据中所包含的电力传输状态信息等而被实施。

如图3的A3所示，当检测到蓄电池90的充满电时，成为充满电待机状态。在充满电待机状态下，输电侧成为等待状态，受电侧成为保持放电动作关闭的状态。

具体而言，输电部12例如实施用于取走检测的间歇输电。即，输电部12不实施如通常输电那样的连续输电，而是实施每隔所给定的期间而间歇性地输送电力的间歇输电，成为对电子设备510的取走进行检测的状态。另外，放电部60的放电动作保持关闭的状态，向电力供给对象100的电力供给也保持非使能的状态。

如图3的A4所示，当检测到电子设备510的取走时，如A5所示，电子设备510成为使用状态，受电侧的放电动作成为开启。

具体而言，放电部60的放电动作从关闭切换为开启，从而来自蓄电池90的电力经由放电部60而向电力供给对象100供给。由此，来自蓄电池90的电力被供给，从而处理部等电力供给对象100进行工作，由此成为用户能够正常使用电子设备510的状态。

如上所示，在本实施方式中，如图3的A2所示，当检测到电子设备510的着陆时，实施通常输电，在该通常输电期间，实施经常性的负载调制。另外，当检测到着陆时，放电部60的放电动作停止。而且，通过该经常性的负载调制，包括用于输电侧的电力控制的信息或表示受电侧的状态的信息在内的通信数据从受电侧被输送至输电侧。例如，通过对用于电力控制的信息(电力传输状态信息)进行通信，从而能够实现例如与初级线圈L1和次级线圈L2之间的位置关系等相对应的最佳的电力控制。另外，通过对表示受电侧的状态的信息进行通信，从而能够实现最佳且安全的充电环境。而且，在本实施方式中，在负载调制持续的期间内，通常输电也持续，并且放电部60的放电动作也保持关闭状态。

另外，在本实施方式中，如图3的A3所示，当检测到蓄电池90的充满电时，通常输电停止，而实施取走检测用的间歇输电。而且，如A4、A5所示，当检测到取走而成为取走期间时，放电部60的放电动作被实施。由此，来自蓄电池90的电力被供给至电力供给对象100，从而能够实现电子设备510的通常工作。并且，着陆检测或取走检测根据受电部52的输出电压(例如整流电压VCC)而被实施。

如此，在本实施方式中，在电子设备510的蓄电池90的充电期间(通常输电期间)内，由于向电力供给对象100的放电动作成为关闭，因此，能够抑制在充电期间内电力被电力供给对象100无谓地消耗的情况。

而且，当检测到电子设备510的取走时，从通常输电切换为间歇输电，并且向电力供给对象100的放电动作成为开启。通过像这样使放电动作成为开启，从而来自蓄电池90的电力被供给至电力供给对象100，由此能够实现处理部(DSP)等电力供给对象100的通常工作。通过这种方式，例如，在电子设备510被放置在充电器500之上的充电期间内不工作的这种类型的电子设备510(例如，助听器等用户所佩戴的电子设备)中，能够实现理想的无触点电力传输的动作顺序。即，在这种类型的电子设备510中，在充电期间(通常输电期间)内，通过使来自蓄电池90的电力的放电动作成为关闭，从而能够实现省电化。而且，当检测到取走时，通过放电动作自动地成为开启，来自蓄电池90的电力向作为电子设备510的电力供给对象100的各种装置被供给，从而该装置能够进行工作，由此能够自动地转移至电子设备510的通常的工作模式。

并且，图3为无触点电力传输***的动作顺序的一个示例，本实施方式的动作顺序并不限定于图3，能够实施各种各样的变形。另外，利用图14、图15、图16，在后文对动作顺序的详细示例进行叙述。

4.带通滤波器

图4为对通过负载调制而实现的通信方法进行说明的图。如图4所示，在输电侧(初级侧)，输电部12的输电驱动器DR1、DR2对初级线圈L1进行驱动。具体而言，输电驱动器DR1、DR2根据从电源电压控制部14供给的电源电压VDRV而进行工作，并对初级线圈L1进行驱动。

另一方面，在受电侧(次级侧)，受电部52的整流电路53对次级线圈L2的线圈端电压进行整流，从而整流电压VCC被输出至节点NVC。并且，通过初级线圈L1和电容器CA1而构成了输电侧的谐振电路，通过次级线圈L2和电容器CA2而构成了受电侧的谐振电路。

在受电侧，通过使负载调制部56的开关元件SW导通或断开，从而使电流源IS的电流ID2从节点NVC向GND侧间歇地流通，由此使受电侧的负载状态(受电侧的电位)发生变动。

在输电侧，由于因负载调制而引起的受电侧的负载状态的变动，从而向设置于电源线上的检测电阻RCS流通的电流ID1发生变动。例如，在输电侧的电源(例如图1(A)的电源适配器502等的电源装置)与电源电压控制部14之间，设置有用于对向电源流通的电流进行检测的检测电阻RCS。电源电压控制部14经由该检测电阻RCS而从电源被供给电源电压。而且。由于因负载调制而引起的受电侧的负载状态的变动，从而从电源向检测电阻RCS流通的电流ID1发生变动，通信部30对该电流变动进行检测。而且，通信部30根据检测结果而实施通过负载调制而被发送的通信数据的检测处理。

而且，在本实施方式中，如图2所示，具有输电装置10和受电装置40的无触点电力传输***中的输电侧的控制装置20包括驱动器控制电路22、控制部24、通信部30。

而且，在图4中，通信部30根据实施带通滤波处理的带通滤波器部的输出，而对来自受电装置40的通信数据进行检测。如后文叙述，带通滤波器部实施使负载调制的频带的信号通过，而使负载调制的频带以外的带宽的信号衰减的带通滤波处理。具体而言，带通滤波器部实施使输电部12的驱动频率(FCK)的带宽和DC的带宽中的至少一方的带宽的信号衰减的带通滤波处理。

图5表示通信部30的具体的结构的一个示例。如图5所示，通信部30包括电流检测电路32、带通滤波器部33、比较电路34、解调部36。另外，能够包括信号放大用的放大器AP、滤波器部35。并且，通信部30并不限定于图5的结构，能够实施省略其结构要素的一部分，或追加其他结构要素，或对连接关系进行变更等各种改变。

电流检测电路32对从电源(电源装置)向输电部12流通的电流ID1进行检测，并将检测电压VDT向带通滤波器部33输出。具体而言，电流检测电路32对从电源经由电源电压控制部14而向输电部12流通的电流ID1进行检测，并向向带通滤波器部33输出将电流ID1转换为电压所得到的检测电压VDT。该电流ID1也可以包括例如向驱动器控制电路22等流通的电流。

在图5中，电流检测电路32通过IV转换用放大器IVC而被构成。IV转换用放大器IVC的非反相输入端子(+)被连接于检测电阻RCS的一端，反相输入端子(-)被连接于检测电阻RCS的另一端。而且，IV转换用放大器IVC对通过微少的电流ID1在检测电阻RCS中流通而生成的微少的电压VC1-VC2进行放大，从而作为检测电压VDT而输出。

带通滤波器部33被输入来自电流检测电路32的检测电压VDT。而且，对检测电压VDT的信号实施带通滤波处理。具体而言，带通滤波器部33实施使负载调制的频带的信号通过，而使负载调制的频带以外的带宽(例如驱动频率的带宽、DC的带宽)的信号衰减的带通滤波处理。而且，带通滤波器部33将带通滤波处理后的检测电压VDTB输出至后级的电路。

比较电路34实施由带通滤波器部33进行的带通滤波处理后的检测电压与判断用电压之间的比较判断。具体而言，来自带通滤波器部33的检测电压VDTB通过放大器AP而被进一步放大，并作为检测电压VDTA而被输出至比较电路34。例如，放大器AP的非反相输入端子被输入检测电压VDTB，反相输入端子被输入基准电压VRF，并输出以基准电压VRF为基准而被放大的检测电压VDTA的信号。而且，比较电路34实施检测电压VDTA(带通滤波处理后的检测电压)与判断用电压VCP＝VRF+VOFF之间的比较判断。而且，输出比较判断结果CQ。例如，实施检测电压VDTA是大于判断用电压VCP还是低于判断用电压VCP的比较判断。该比较电路34例如能够通过比较器CP而构成。在该情况下，例如，判断用电压VCP＝VRF+VOFF的电压VOFF可以通过比较器CP的失调电压电压等来实现。

解调部36根据比较电路34的比较判断结果CQ(滤波处理后的比较判断结果FQ)而对负载调制模式进行判断。即，通过实施负载调制模式的解调处理，而对通信数据进行检测，并作为检测数据DAT而输出。输电侧的控制部24根据该检测数据DAT而实施各种处理。

并且，在图5中，在比较电路34与解调部36之间设置有滤波器部35。而且，解调部36根据由滤波器部35实施的滤波处理后的比较判断结果FQ，而对负载调制模式进行判断。作为该滤波器部35，例如能够使用数字滤波器(FIR)等，但作为滤波器部35，也可以使用无源的滤波器。通过设置滤波器部35，例如能够降低后文叙述的图9的F1、F2处的噪声的不良影响等。

滤波器部35、解调部36例如被供给驱动时钟信号FCK而进行工作。驱动时钟信号FCK为对输电频率进行规定的信号，驱动器控制电路22被供给该驱动时钟信号FCK而对输电部12的输电驱动器DR1、DR2进行驱动。而且，初级线圈L1以由该驱动时钟信号FCK规定的频率(输电频率)而被驱动。

图6图示了带通滤波器部33的结构示例。在图6中，FLTI为带通滤波器部33的输入，FLTQ为输出。图5的VDT与图6的FLTI相对应，VDTB与FLTQ相对应。

图6的带通滤波器部33为由电阻和电容器构成的RC型的无源方式的带通滤波器。该带通滤波器部33包括电阻RD1、RD2和电容器CD1、CD2。通过电阻RD1和电容器CD1而构成了低通滤波器，通过电容器CD2和电阻RD2而构成了高通滤波器。而且，通过组合这些低通滤波器和高通滤波器，从而实现了带通滤波器。即，关于高频带(例如驱动频率的带宽)，通过由电阻RD1和电容器CD1构成的低通滤波器而使信号电平衰减。关于低频带(例如DC的带宽)，通过由电容器CD2和电阻RD2构成的高通滤波器而使信号电平衰减。由此，能够实现带通滤波器的频率特性。

并且，带通滤波器部33的结构并不限定于图6，能够实施各种变形。例如，带通滤波器部33也可以通过由电感元件或电容器等构成的LC型或LCR型的无源方式的带通滤波器来实现。或者，通过具有运算放大器等的有源方式的带通滤波器来实现。

图7为带通滤波器部33的频率特性的一个示例。在图7中，横轴为频率，纵轴为增益。如图7所示，带通滤波器部33使负载调制的频带的信号通过，而使负载调制的频带以外的带宽的信号衰减。具体而言，使作为负载调制的频带以外的带宽的输电部12的驱动频率(输电频率)的带宽或DC的带宽的信号衰减。

在此，负载调制的频带为图4的负载调制部56的负载调制所使用的频率的带宽。具体而言，负载调制的频带例如为使开关元件SW导通或断开的时钟信号的频率的带宽，且为调制频率的带宽。驱动频率的带宽为例如包含驱动时钟信号FCK的频率在内的带宽。例如，图2的驱动器控制电路22从时钟生成电路37被供给驱动时钟信号FCK，通过根据该驱动时钟信号FCK而生成的控制信号(驱动信号)而对输电部12的输电驱动器DR1、DR2进行驱动。通过带通滤波器部33而被衰减的高频率侧的带宽为包含该驱动时钟信号FCK的频率在内的带宽。

例如，在图7的频率特性中，将带通滤波器的高频率侧的截止频率设为CFH，将低频率侧的截止频率设为CFL。在该情况下，高频率侧的截止频率CFH被设定为低于驱动频率的频率。另一方面，低频率侧的截止频率CFL被设定为高于DC的频率。通过这种方式，能够通过带通滤波器部33而使驱动频率的带宽的信号或DC的带宽的信号的电平充分地衰减。

并且，带通滤波器部33可以内置于控制装置20内，也可以通过控制装置20的外设部件来构成带通滤波器部33。例如，图6的电阻RD1、RD2、电容器CD1、CD2既可以为控制装置20的内部的电路元件，也可以为控制装置20(IC)的外设部件。例如，在带通滤波器部33由外设部件构成的情况下，例如将图6的FLTI用的第一端子(第一衬垫)和FLTQ用的第二端子(第二衬垫)设置于控制装置20中。而且，只需将图5的检测电压VDT的信号经由第一端子而输出至控制装置20的外部，并将带通滤波处理后的检测电压VDTB的信号经由第二端子而从外部输入至控制装置20即可。

如上说述，在本实施方式中，通信部30根据实施使负载调制的频带的信号通过而使除此以外的带宽的信号衰减的带通滤波处理的带通滤波器部33的输出(VDTB)，而检测通信数据。因此，即使在如后文叙述的图9那样，在信号上叠加了很多的噪声的情况下，也能够充分地减轻由该噪声引起的不良影响。

即，在图5中，以大电流对初级线圈L1进行驱动的输电部12，或者通过例如开关调节方式等而实施电源电压的升压工作的电源电压控制部14(DCDC转换器)成为产生较大的噪声的噪声源。因此，如后文叙述的图9的F1、F2所示，由于该噪声等原因，在比较判断结果中产生狭缝(干扰)，从而可能产生通信数据的误检测。而且，由于该噪声以输电部12或电源电压控制部14为噪声源，因此，该噪声中包括大量的驱动频率成分的噪声。

在这一点上，在本实施方式中，通信部30根据带通滤波器部33的输出而实施通信数据的检测。因此，能够减少叠加于检测电压VDT的信号上的噪声。其结果为，由于减少了在图9中叠加于带通滤波处理后的检测电压VDTA的信号上的噪声，因此，能够抑制通信数据的检测错误的产生。

尤其如图7的频率特性所示，带通滤波器部33使驱动频率的带宽的信号衰减。因此，即使在输电部12或电源电压控制部14成为噪声源，而产生了驱动频率成分的噪声的情况下，也能够通过带通滤波器部33而充分地减少该噪声。

另外，如图7的频率特性所示，带通滤波器部33使DC的带宽的信号衰减。因此，通过带通滤波器部33而截止DC成分，从而能够仅将AC(Alternating Current，交流)成分的信号输出至后级的电路。由此，后级的放大器AP或比较电路34能够将带通滤波处理后的检测电压的信号作为AC信号来处理，从而实施信号处理(信号放大、比较判断处理)。其结果为，能够在不考虑信号的DC成分的条件下实施信号处理，从而能够实现理想的信号处理。

例如，作为本实施方式的比较例的方法，还考虑了如下的方法，即，相对于电流变动，以DC电平来设定阈值电压，并对DC的信号电平是高于该阈值电压还是低于该阈值电压进行判断的方法。但是，在该方法中，在成为基础的电流的值发生了变动的情况下，存在必须搜索并再次设定阈值电压的问题。

在这一点上，根据使用带通滤波器部33的本实施方式的方法，由于能够对DC成分进行截止从而以AC信号的状态实施信号处理，因此，能够消除上述的问题。

而且，带通滤波器部33在以这种方式使驱动频率的带宽或DC的带宽的信号的成分衰减的同时，使负载调制的频带的信号通过。因此，在受电侧通过负载调制而发送了通信数据的情况下，由于被实施了负载调制的信号成分通过带通滤波器部33并被传递至后级的电路，因此，能够实现后级的比较电路34或解调部36中的通信数据的恰当的检测处理。并且，带通滤波器部33例如也可以为使负载调制的频带的信号放大并通过的电路。

另外，在图5中，向检测电阻RCS流通的微少的电流ID1通过电流检测电路32而被放大，并作为检测电压VDT而被输出至带通滤波器部33。因此，带通滤波器部33能够对从微少的电流被转换为电压并被放大的检测电压VDT实施带通滤波处理。因此，例如，即使是如图6所示的无源方式的带通滤波器，也能够实现理想的带通滤波处理。

即，无源方式的带通滤波器与有源方式相比，具有无法获得增益的缺点。在这一点上，在图5中，由于通过带通滤波器部33的前级的电流检测电路32的IV转换用放大器IVC而实施信号放大，从而能够获得增益，因此，能够采用无法获得增益的无源方式的带通滤波器。而且，在无源方式的带通滤波器中，由于不需要运算放大器，因此实现了省电化。另外，由带通滤波器自身产生的噪声也被抑制在最小限度，从而能够实现理想的带通滤波处理。

另外，在图5中，电流检测电路32对从电源(例如5V)向输电部12(电源电压控制部14)流通的电流进行检测，并输出检测电压VDT，带通滤波器部33对该检测电压VDT的信号实施带通滤波处理。而且，比较电路34实施带通滤波处理后的检测电压VDTA(由放大器AP实施的信号放大后的检测电压)与判断用电压VCP之间的比较判断。而且，通信部30(解调部36)根据比较电路34的比较判断结果而对通信数据进行检测。例如，通过后文叙述的图10～图12(B)等所示的方法，对通信数据进行检测。

根据该结构，通过受电侧的负载调制而将流向检测电阻RCS(例如0.1～0.3Ω)的微少的电流ID1(例如几mA)转换为电压同时放大，并对放大后的信号实施带通滤波处理，将所获得的检测电压VDTA与判断用电压VCP进行比较判断，并能够根据比较判断结果而检测出通信数据。

例如，在L1、L2的线圈为小型或者耦合度较低的情况等下，在受电侧实施了负载调制的情况下，输电侧的电流变动成为微少的变动，从而存在难以对其检测的问题。

在这一点上，根据图5的结构，对由受电侧的负载调制引起的微少的电流变动进行检测，并对检测电压VDTA与判断用电压VCP进行比较，从而能够检测出通信数据。因此，即使在L1、L2的线圈为小型或耦合度较低的情况等下，也能够实现通信数据的恰当的检测处理。

另外，如前文所述，由于输电部12或电源电压控制部14成为产生较大的噪声的噪声源，因此如图9的F1、F2所示，由于该噪声等原因，在比较判断结果中会产生狭缝(干扰)。该狭缝有时会无法通过带通滤波器部33而被完全去除。

在这一点上，在图5中，例如，在比较电路34的后级设置有滤波器部35，根据滤波器部35的滤波处理后的比较判断结果FQ，而对通信数据进行检测。因此，例如，根据滤波器部35(延迟电路)的滤波处理(数字滤波处理)，图9的F1、F2所示的检测电压VDTA的沿变化点处的噪声的不良影响(狭缝)不会传递至后级的解调部36，从而能够对通信数据的误检测的产生等进行抑制。

另外，在图5中，比较电路34将检测电压VDTA与判断用电压VCP进行比较判断，而输出比较判断结果CQ。根据该结构，对应于负载调制部56的开关元件SW的导通或断开，比较判断结果CQ从低电平变化为高电平，或者从高电平变化为低电平，另一方面，能够以比较判断结果CQ不会因重叠于检测电压VDTA上的噪声而发生变化的方式对判断用电压VCP进行设定。例如，通过设定与在图4中流向负载调制部56的电流ID2相对应的最恰当的判断用电压VCP，从而能够实现抗噪性较强的比较电路34的比较判断处理，由此能够进一步抑制通信数据的误检测的产生等。

在该情况下，比较电路34优选为，能够实施检测电压VDTA和多个判断用电压之间的比较判断的电路。例如，比较电路34能够实施检测电压VDTA与多个判断用电压VCP1＝VRF+VOFF1、VCP2＝VRF+VOFF2之间的比较判断。这一点能够通过如下的方式等来实现，即，作为构成比较电路34的比较器CP，使用能够设定多个失调电压VOFF1、VOFF2的比较器的方式。例如，通过设定为VOFF1＝20mV、VOFF2＝40mV，从而能够将图9的检测电压VDTA的低电平、高电平与判断用电压VCP之间的电压差设定为例如20mV、40mV。

例如，如果设定为VCP＝VCP1(＜VCP2)，则与设定为VCP＝VCP2的情况相比，能够将检测电阻RCS中的更加微少的电流变动作为比较判断结果CQ的变化而检测出，从而能够提高检测灵敏度。但是，当设定为VCP＝VCP1，存在由噪声产生的微少的变动也作为比较判断结果CQ的变化而被误检测的可能，从而会降低抗噪性。

另一方面，如果设定为VCP＝VCP2(＞VCP1)，则与设定为VCP＝VCP1的情况相比，虽然检测灵敏度降低，但具有能够提高抗噪性的优点。

而且，如果作为比较电路34，采用能够实施检测电压VDTA和多个判断用电压(VCP1、VCP2等)之间的比较判断的电路，则能够实现与向负载调制部56流通的电流ID2的电流值，或者L1、L2的线圈的尺寸或耦合度，或者噪声电平的状况等相对应的最恰当的比较判断处理。例如，在使检测灵敏度优先的情况下，只需采用更低的电压的判断用电压(VCP1)即可，在使抗噪性优先的情况下，只需采用更高的电压的判断用电压(VCP2)即可。

另外，在本实施方式中，如图4所示，负载调制部56具有电流源IS，并使用该电流源IS而实施负载调制。如果采用这种方式，则能够不依赖于节点NVC的电压VCC(整流电压)的大小，而利用恒电流的电流ID2来实施负载调制。

例如，作为比较例的方法，存在代替图4的电流源IS而设置电阻以实施负载调制的方法。但是，在该比较例的方法中，例如，当L1、L2的线圈间的距离变近，节点NVC的电压VCC变高时，向负载调制部56流通的电流ID2将变大。另一方面，当L1、L2的线圈间的距离变远，节点NVC的电压VCC变低时，向负载调制部56流通的电流ID2将变小。因此，依赖于L1、L2的线圈间的距离等，由负载调制引起的输电侧的电流变动的大小也发生变化，从而妨碍稳定的通信的实现。例如，如前文所述，图9的判断用电压VCP(VOFF)是在考虑到检测灵敏度和抗噪性的基础上而被确定的。但是，当依赖于L1、L2的线圈间的距离等，由负载调制引起的输电侧的电流变动的大小发生变化时，判断用电压VCP的设定的余裕将变狭，从而难以实现稳定的通信。

在这一点上，在图4中，利用由电流源IS生成的恒电流ID2而实施负载调制。因此，即使L1、L2的线圈间的距离等发生变化，由负载调制引起的输电侧的电流变动的大小也不会发生太大变化。因此，能够增大判断用电压VCP的设定的余裕等，从而能够实现稳定的通信。

5.利用负载调制模式而实施的通信数据的检测

在本实施方式中，采用了通过负载调制模式而对通信数据进行检测的方法。以下，对该通信数据的检测方法的详细情况进行说明。

例如，图8为对受电侧的通信结构进行说明的图。受电部52提取与驱动时钟信号FCK相对应的频率的时钟信号，并供给至通信数据生成部55。通信数据生成部55被设置于图2的控制部54中，并根据所供给的时钟信号而实施通信数据的生成处理。而且，通信数据生成部55将用于发送所生成的通信数据的控制信号CSW输出至负载调制部56，通过该控制信号CSW而实施例如开关元件SW的导通或断开控制，从而使负载调制部56实施与通信数据相对应的负载调制。

负载调制部56例如以成为第一负载状态、第二负载状态的方式，而使受电侧的负载状态(通过负载调制调而形成的负载)发生变化，从而实施负载调制。第一负载状态为，例如开关元件SW成为导通的状态，且为受电侧的负载状态(负载调制的负载)成为高负载(阻抗小)的状态。第二负载状态为，例如开关元件SW成为断开的状态，且为受电侧的负载状态(负载调制的负载)成为低负载(阻抗大)的状态。

而且，在目前为止的负载调制方法中，例如，使第一负载状态与通信数据的逻辑电平“1”(第一逻辑电平)相对应，使第二负载状态与通信数据的逻辑电平“0”(第二逻辑电平)相对应，而实施从受电侧向输电侧的通信数据的发送。即，通过在通信数据的位的逻辑电平位为“1”的情况下，使开关元件SW导通，在通信数据的位的逻辑电平为“0”的情况下，使开关元件SW断开，从而发送预定的位数的通信数据。

但是，例如，在线圈间的耦合度降低，或者线圈为小型线圈，或者输电电力也为低功率之类的用途中，通过这种现有的负载调制方法，难以实现适当的通信。即，即使通过负载调制而使受电侧的负载状态以成为第一负载状态、第二负载状态的方式而发生变化，也会由于噪声等原因，而产生通信数据的逻辑电平“1”、“0”的数据检测错误。即，即使在受电侧实施负载调制，通过该负载调制，向输电侧的检测电阻RCS流通的电流ID1也会成为非常微少的电流。因此，当噪声叠加时，会产生数据检测错误，从而产生原因在于噪声等的通信错误。

例如，图9为，模式化地表示检测电压VDTA、比较电路34的判断用电压VCP以及比较判断结果CQ的信号波形的图。如图9所示，检测电压VDTA成为以基准电压VRF为基准而发生变化的电压信号，判断用电压VCP成为该基准电压VRF加上比较器CP的失调电压VOFF(VOFF1、VOFF2)而计算出的电压信号。

而且，如图9所示，例如，当在检测电压VDTA的信号上叠加有噪声时，如F1、F2所示，比较判断结果CQ的信号的沿的位置将发生变化，从而期间TM1的宽度(间隔)以变长或者变短的方式发生变动。例如，当期间TM1为与逻辑电平“1”相对应的期间时，如果期间TM1的宽度发生变动，则会产生通信数据的采样错误，从而有可能产生通信数据的检测错误。尤其在受电侧在通常输电期间内实施经常性的负载调制而发送输电电力设定信息的情况下，正在实施通常输电的输电部12等成为噪声源，从而产生通信数据的检测错误的概率变高。

在此，在本实施方式中，采用了如下方法，即，使用负载调制模式而从受电侧发送通信数据的各位的逻辑电平“1”(数据1)、逻辑电平“0”(数据0)，并在输电侧进行检测的方法。

具体而言，如图10所示，受电侧的负载调制部56针对向输电装置10发送的通信数据的第一逻辑电平“1”，实施使负载调制模式成为第一模式PT1的负载调制。另一方面，针对通信数据的第二逻辑电平“0”，实施使负载调制模式成为与第一模式PT1不同的第二模式PT2的负载调制。

而且，输电侧的通信部30(解调部)在负载调制模式为第一模式PT1的情况下，判断为是第一逻辑电平“1”的通信数据。另一方面，在负载调制模式为与第一模式PT1不同的第二模式PT2的情况下，判断为是第二逻辑电平“0”的通信数据。

在此，负载调制模式为由第一负载状态和第二负载状态构成的模式。第一负载状态为，由负载调制部56形成的受电侧的负载例如成为高负载的状态。具体而言，在图10中，第一负载状态的期间TM1为，负载调制部56的开关元件SW成为导通，电流源IS的电流从节点NVC向GND侧流通的期间，且为与第一、第二模式PT1、PT2的高电平(位＝1)相对应的期间。

另一方面，第二负载状态为，由负载调制部56形成的受电侧的负载例如成为低负载的状态。具体而言，在图10中，第二负载状态的期间TM2为负载调制部56的开关元件SW成为断开的期间，且为与第一、第二模式PT1、PT2的低电平(位＝0)相对应的期间。

而且，在图10中，第一模式PT1成为第一负载状态的期间TM1的宽度与第二模式PT2相比变得较长的模式。这样，对于第一负载状态的期间TM1的宽度与第二模式PT2相比较长的第一模式PT1，被判断为是逻辑电平“1”。另一方面，对于第一负载状态的期间TM1的宽度与第一模式PT1相比较短的第二模式PT2，判断为是逻辑电平“0”。

如图10所示，第一模式PT1例如为与(1110)的位模式相对应的模式。第二模式PT2例如为与(1010)的位模式相对应的模式。在这些位模式中，位＝1与负载调制部56的开关元件SW成为导通的状态相对应，位＝0与负载调制部56的开关元件SW成为断开的状态相对应。

例如，受电侧在发送的通信数据的位为逻辑电平“1”的情况下，通过与第一模式PT1相对应的(1110)的位模式，而将负载调制部56的开关元件SW置于导通或断开。具体而言，对开关元件SW实施依次置于导通、导通、导通、断开的开关控制。而且，输电侧在负载调制模式为与(1110)的位模式相对应的第一模式PT1的情况下，判断为通信数据的位的逻辑电平为“1”。

另一方面，受电侧在发送的通信数据的位是逻辑电平“0”的情况下，通过与第二模式PT2相对应的(1010)的位模式，而将负载调制部56的开关元件SW置于导通或断开。具体而言，对开关元件SW实施依次置于导通、断开、导通、断开的开关控制。而且，输电侧在负载调制模式为与(1010)的位模式相对应的第二模式PT2的情况下，判断为通信数据的位的逻辑电平为“0”。

在此，在将输电部12的驱动频率设为FCK，将驱动周期设为T＝1/FCK的情况下，第一、第二模式PT1、PT2的长度例如能够表示为512×T。在该情况下，一个位区间的长度被表示为(512×T)/4＝128×T。因此，受电侧在通信数据的位为逻辑电平“1”的情况下，例如以128×T的间隔，并通过与第一模式PT1相对应的(1110)的位模式，而将负载调制部56的开关元件SW置于导通或断开。另外，受电侧在通信数据的位为逻辑电平“0”的情况下，例如以128×T的间隔，并通过与第二模式PT2相对应的(1010)的位模式，而将负载调制部56的开关元件SW置于导通或断开。

并且，驱动频率FCK例如为80～120KHz左右，负载调制部56的负载调制的频率FMD(开关元件SW的导通或断开的时钟频率)例如为300～500Hz左右。具体而言，当将驱动频率设为FCK＝1/T时，负载调制的频率FMD在图10中能够表示为FMD＝1/(256×T)＝FCK/256。

另一方面，输电侧例如以图11所示的方法来实施通信数据的检测处理以及取入处理。例如，通信部30(解调部)从第一模式PT1中的被设定于第一负载状态的期间TM1内的第一采样点SP1起，以所给定的采样间隔SI而实施负载调制模式的采样，并取入所给定的位数的通信数据。

例如，图11的采样点SP1、SP2、SP3、SP4、SP5、SP6为每隔采样间隔SI而被设定的采样点。该采样间隔SI为与负载调制模式的长度相对应的间隔。即，为与作为负载调制模式的第一、第二模式PT1、PT2的长度相对应的间隔。例如，在图10中，由于第一、第二模式PT1、PT2的长度成为512×T(＝512/FCK)，因此采样间隔SI的长度也变成512×T。

而且，在图11中，期间TS1、TS2、TS3、TS4、TS5、TS6内的负载调制模式分别成为PT1、PT2、PT1、PT2、PT2、PT2。在此，期间TS1、TS2、TS3、TS4、TS5、TS6为，与采样点SP1、SP2、SP3、SP4、SP5、SP6相对应的期间。因此，在图11的情况下，通过从第一采样点SP1起，以采样间隔SI而实施负载调制模式的采样，从而取入例如位数＝6的通信数据(101000)。

具体而言，通信部30对信号电平成为高电平的脉冲进行检测，在该脉冲的宽度在第一范围宽度内(例如220×T～511×T)的情况下，实施位同步。例如，解调部36对比较判断结果CQ(FQ)的信号以预定位数的量从处于低电平(“0”)的状态变为高电平(“1”)的第一沿与在第一沿之后比较判断结果CQ(FQ)从高电平变为低电平的第二沿进行检测。而且，在由第一沿和第二沿规定的脉冲的宽度处于第一范围宽度内(220×T～511×T)的情况下，判断为位同步，并对通信数据的第一个位的逻辑电平“1”进行检测。而且，在位同步的情况下，在该脉冲宽度的中心点设定第一采样点SP1，从第一采样点SP1起，每隔采样间隔SI(例如512×T)而取入信号。而且，取入的信号的电平如果是高电平，则判定为是逻辑电平“1”(第一模式PT1)，如果是低电平，则判定为是逻辑电平“0”(第二模式PT2)。通过这种方式，在图11中，取入了通信数据(101000)。实际上，在位同步后(取入了SP1处的1位量的数据后)，通过取入15位量的数，从而作为整体而取入了16位量的通信数据。在该16位的通信数据中，最初的1位(位同步的位)必定为“1”。

如此，在在本实施方式中，在第一负载状态的期间TM1的宽度处于第一范围宽度内(220×T～511×T)的情况下，如图11所示，在第一负载状态的期间TM1内设定第一采样点SP1。

具体而言，如图12(A)所示，在信号电平成为高电平的期间TM1的宽度处于第一范围宽度RW1内的情况下，实施位同步，并在该期间TM1内的例如中心点设定第一采样点SP1。而且，从所设定的第一采样点SP1起，每隔采样间隔SI而实施采样。在此，第一范围宽度RW1(220×T～511×T)为，对应于第一模式PT1中的第一负载状态的期间TM1(384×T)而被设定的范围宽度。

即，如在图9中所说明的那样，由于噪声等原因，期间TM1的宽度将发生变动。而且，第一模式PT1中的期间TM1的宽度的典型值为与3位量(111)相对应的宽度即128×3×T＝384×T。因此，设定包含该384×T这样的第一范围宽度RW1(220×T～511×T)。而且，对于处于第一范围宽度RW1(220×T～511×T)内的高电平的期间，判断为是第一模式PT1的期间TM1，并实施用于设定第一采样点SP1的位同步。通过采用这种方式，从而即使在如图9所示那样，噪声叠加于信号上的情况下，通过实施适当的位同步，从而能够设定适当的第一采样点SP1。

而且，在以此方式设定了第一采样点SP1之后，每隔采样间隔SI而实施采样，并根据各采样点处的信号电平，而对为第一、第二模式PT1、PT2中的哪一个进行判断。

具体而言，如图12(A)所示，通信部30在第一采样点SP1接下来的第二采样点SP2处，在负载状态为第一负载状态的情况(信号电平为高电平的情况)下，判断为，第二采样点SP2处的负载调制模式为第一模式PT1。即，判断为通信数据的位的逻辑电平为“1”。另外，如图12(A)所示，在第二采样点SP2接下来的第三采样点SP3处，在负载状态为第一负载状态(高电平)的情况下，判断为，第三采样点SP3处的负载调制模式为第一模式PT1，通信数据的位的逻辑电平为“1”。在此后的采样点处也同样如此。

另一方面，如图12(B)所示，在第二采样点SP2处，在负载状态为第二负载状态的情况(信号电平为低电平的情况)下，判断为第二采样点SP2处的负载调制模式为第二模式PT2。即，判断为通信数据的位的逻辑电平为“0”。另外，在第三采样点SP3处，在负载状态为第二负载状态的情况下(低电平)，判断为，第三采样点SP3处的负载调制模式为第二模式PT2，通信数据的位的逻辑电平为“0”。在此后的采样点处，也同样如此。

例如，在图11中，由于采样点SP2处的负载状态为第二负载状态(低电平)，因此，判断为是第二模式PT2，并判断为逻辑电平为“0”。由于采样点SP3处的负载状态为第一负载状态(高电平)，因此，判断为是第一模式PT1，并判断为逻辑电平为“1”。由于采样点SP4、SP5、SP6处的负载状态为第二负载状态(低电平)，因此，判断为是第二模式PT2，并判断为逻辑电平为“0”。

并且，在图11～图12(B)的各采样点处，对包含该采样点的负载状态的期间的宽度是否处于预定的范围宽度内进行确认。即，在条件中加入在信号的取入时脉冲宽度是否处于范围宽度内。

例如，如图12(A)所示，在第二采样点SP2处，在负载状态为第一负载状态(高电平)，并且包含第二采样点SP2的第一负载状态的期间TM1的宽度(高电平的脉冲宽度)处于第一范围宽度RW1内(220×T～511×T)的情况下，判断为第二采样点SP2处的负载调制模式为第一模式PT1(逻辑电平“1”)。同样，在第三采样点SP3处，在负载状态为第一负载状态(高电平)，且包含第三采样点SP3的第一负载状态的期间TM1的宽度(高电平的脉冲宽度)处于第一范围宽度RW1内的情况下，判断为第三采样点SP3处的负载调制模式为第一模式PT1。

另一方面，如图12(B)所示，在第二采样点SP2处，在负载状态为第二负载状态(低电平)，且包含第二采样点SP2的第二负载状态的期间TM2的宽度(低电平的脉冲宽度)处于第二范围宽度RW2内(例如80×T～150×T)的情况下，判断为第二采样点SP2处的负载调制模式为第二模式PT2(逻辑电平“0”)。同样，在第三采样点SP3处，在负载状态为第二负载状态(低电平)，且包含第三采样点SP3的第二负载状态的期间TM2的宽度(低电平的脉冲宽度)处于第二范围宽度RW2内的情况下，判断为第三采样点SP3处的负载调制模式为第二模式PT2。

在此，第二范围宽度RW2(80×T～150×T)为，对应于第二模式PT2中的第二负载状态的期间TM2(128×T)而被设定的范围宽度。由于期间TM2的典型值成为与1位对应的宽度即128×T，因此，设定了包含该128×T这样的第二范围宽度RW2(80×T～150×T)。

例如，在通信状态为通常的情况下，即使不对高电平、低电平的脉冲宽度(期间TM1、TM2的脉冲宽度)的大小(RW1、RW2)进行确认，而如图11所示那样，在从采样点SP1起，每隔采样间隔SI而被设定的采样点SP2、SP3、SP4……处取入信号并对数据进行检测，也不会产生较大的问题。

但是，存在如下的问题，即，例如，当在通信过程中，例如在图1(A)的充电器500与电子设备510之间产生位置偏移，或者产生振动等时，会因为由此引起的电流变动，而产生通信错误的问题。在该情况下，通过实施后文叙述的CRC的错误检查，从而能够减少如上所述的通信错误的产生。但是，仅通过例如基于CRC(例如8位)的错误检查，有可能无法以预定的概率(例如1/256)检测出上述的通信错误，从而作出错误的判断。

在这一点上，如果像在图12(A)、图12(B)中所说明的那样，采用在各采样点处，对高电平、低电平的脉冲宽度处于第一、第二范围宽度RW1、RW2内的情况进行确认的方法，则能够消除如上所述的问题的产生。

如上所述，在本实施方式中，对负载调制模式进行辨别，从而对通信数据的逻辑电平进行判断。例如，一直以来，采用了如下的方法，即，将负载调制部56的开关元件SW成为导通的第一负载状态判断为逻辑电平“1”，将开关元件SW成为断开的第二负载状态判断为逻辑电平“0”的方法。但是，在该现有示例的方法中，如图9中所说明的那样，有可能由于噪声等原因而产生通信数据的检测错误。

与此相对，在本实施方式中，通过对负载调制模式为例如图10所示的第一、第二模式PT1、PT2中的哪一个进行辨别，从而对通信数据的各位的逻辑电平进行检测。因此，即使在如图9那样的噪声较多的状况下，也能够实现通信数据的恰当的检测。即，在图10的第一、第二模式PT1、PT2中，例如，第一负载状态(高电平)的期间TM1的宽度(脉冲宽度)大不相同，在本实施方式中，通过对该期间TM1的宽度的不同进行辨别，从而对模式进行辨别，并检测出通信数据的各位的逻辑电平。例如，在图11～图12(B)的最初的位同步中，在期间TM1的宽度处于第一范围宽度RW1内(220×T～511×T)的情况下，在该期间TM1的中心点设定采样点SP1，并实施此后的采样点SP2、SP3、SP4……处的信号的取入。因此，例如，即使在由于噪声的原因而使采样点SP1处的期间TM1的宽度等发生了变动的情况下，也能够实现通信数据的恰当的检测。另外，以后的采样点SP2、SP3、SP4……由于能够根据采样间隔SI而以简单的处理进行设定，因此，具有还能够减轻通信数据的检测处理的处理负荷的优点。

并且，本实施方式的通信方法并不限定于在图10～图12(B)等中说明的方法，能够实施各种各样的改变。例如，在图10中，虽然使逻辑电平“1”与第一模式PT1相对应，使逻辑电平“0”与第二模式PT2相对应，但是该对应也可以是相反的。另外，图10的第一、第二模式PT1、PT2为负载调制模式的一个示例，本实施方式的负载调制模式并不限定于此，能够实施各种各样的改变。例如，虽然在图10中，第一、第二模式PT1、PT2被设定为相同的长度，但是也可以设定为不同的长度。另外，虽然在图10中，使用了位模式(1110)的第一模式PT1和位模式(1010)的第二模式PT2，但是，也可以采用与这些模式不同的位模式的第一、第二模式PT1、PT2。例如，第一、第二模式PT1、PT2只需是至少第一负载状态的期间TM1(或者第二负载状态的期间TM2)的长度不同的模式即可，能够采用与图10不同的各种模式。

另外，在本实施方式中，如图5所示，将滤波器部35设置于解调部36的前级侧，由此，针对例如16×T以下的长度的数据，实施不使其传送至解调部36的低通的数字滤波处理。其结果为，例如，如图9的F1、F2所示的狭缝(干扰)被设为例如16×T以下的数据，从而不会被传送至解调部36。

在图13(A)、图13(B)中，图示了在本实施方式中所使用的通信数据的格式的示例。

在图13(A)中，通信数据由64位构成，并由该64位构成了一个包。第一个16位成为00h。例如，在对受电侧的负载调制进行检测并且输电侧开始通常输电(或者间歇输电)的情况下，在通信部30的电流检测电路32等进行工作而能够恰当地检测出通信数据之前，需要某种程度的时间。因此，在第一个16位，设定虚设(空)的数据即00h。输电侧在该第一个16位的00h的通信期间内，例如，实施位同步所需的各种处理。

在接下来的第二个16位，设定数据代码和整流电压(VCC)的信息。数据代码为，如图13(B)所示，用于对以接下来的第三个16位被实施通信的数据进行确定的代码。整流电压(VCC)作为输电装置10的输电电力设定信息而被使用。具体而言，电源电压控制部14根据该整流电压(VCC)的信息等而以可变的方式对供给至输电驱动器DR1、DR2的电源电压VDRV进行控制，由此以可变的方式对输电部12的输电电力进行控制。

在第三个16位中，根据数据代码的设定，而设定温度、充电电压、充电电流、状态标志、循环次数或者IC编号等信息。温度例如为蓄电池温度等。充电电压、充电电流为蓄电池90的充电电压(VBAT等)、充电电流，且为表示充电状态的信息。状态标志例如为表示温度错误(高温异常、低温异常)、蓄电池错误(1.0V以下的蓄电池电压)、过电压错误、计时错误、充满电(正常结束)等受电侧的状态的信息。循环次数(循环时间)为表示充电次数的信息。IC编号为用于对控制装置的IC进行确定的编号。在第四个16位中设定了CRC的信息。CRC为用于CRC的错误检查的信息。

并且，如后文叙述的图14所示，在检测到电子设备510的着陆，从而成为VCC＞6.0V的情况下，在B5的负载调制中，首先，最先发送例如1包(64位)的空数据(虚设数据)的通信数据。而且，输电侧对该空数据的通信数据进行检测而开始通常输电。

并且，虽然以上示出了本实施方式的通信方法的一个示例，但是，本实施方式的通信方法并不限定于此，能够实施各种各样的改变。例如，本实施方式的通信方法并不限定于如图10～图12(B)那样将负载调制模式与逻辑电平相对应的方法，还可以采用例如将第一负载状态与逻辑电平“1”相对应，将第二负载状态与逻辑电平“0”相对应的方法等。另外，通信数据的格式或通信处理也不限定于在本实施方式中所说明的方法，能够实施各种各样的改变。

6.动作顺序的详细例

图14、图15、图16为用于对本实施方式的无触点电力传输***的动作顺序的详细情况进行说明的信号波形图。

图14的B1为图3的A1的待机状态，实施着陆检测用的间歇输电。即，每隔期间TL1的间隔而实施期间TL2的间隔的输电。TL1的间隔例如为3秒，TL2的间隔例如为50毫秒。而且，在图14的B2、B3处，作为受电部52的输出电压的整流电压VCC在6.0V以下，因此，不会实施由负载调制实现的通信。

另一方面，由于在B4处，整流电压VCC超过了作为着陆检测的阈值电压的6.0V，因此，如B5所示，负载调制部56开始进行负载调制。即，虽然在B2、B3处，L1、L2的线圈未充分地成为电磁耦合状态，但是，在B4处，L1、L2的线圈成为如图1(B)所示的适当的电磁耦合状态。因此，整流电压VCC上升，并超过6.0V，从而开始进行负载调制。而且，当该负载调制(空的通信数据)被输电侧检测到时，如B6所示，开始由输电部12实施的通常输电。B6的通常输电为与B1的间歇输电不同的连续输电，通过由该通常输电传输的电力，而开始进行充电部58对蓄电池90的充电。此时，放电部60的放电动作成为关闭。另外，通过B5所示的负载调制，包括整流电压、充电电压或状态标志等各种信息在内的通信数据从受电侧被发送至输电侧，从而执行输电控制。并且，由于B7所示的着陆检测用的间歇输电而使整流电压VCC上升，从而开始B5的负载调制。

在图15的C1处，在实施蓄电池90的充电的通常输电期间内，取走了电子设备510。如C2、C3如所示，该C1的取走为蓄电池90的充满电前的取走。即，为充满电标志成为非激活电平即低电平的状态下的取走。

当以此种方式实施了电子设备510的取走时，输电侧的电力不会被传输至受电侧，从而作为受电部52的输出电压的整流电压VCC降低。而且，如C4所示，例如，当成为VCC＜3.1V时，如C5所示，由负载调制部56实施的负载调制将停止。当负载调制停止时，如C6所示，由输电部12实施的通常输电将停止。

另外，当整流电压VCC(输出电压)降低，例如，低于作为判断电压的例如3.1V时，开始进行未图示的受电侧的起动电容器的放电。该起动电容器为，受电侧的放电动作的起动用(起动期间的计测用)的电容器，例如，作为受电侧的控制装置50的外设部件而被设置。而且，当在整流电压VCC低于判断电压(3.1V)之后经过了起动期间TST时，如C8所示，放电部60的放电动作将从关闭切换为开启，从而来自蓄电池90的电力被供给至电力供给对象100。具体而言，当起动电容器的电压(充电电压)低于用于使放电动作开启的阈值电压时，判断为经过了起动期间TST，从而放电部60的放电动作成为开启，由此来自蓄电池90的电力向电力供给对象100放出。由此，如图3的A5所示，电子设备510成为能够使用的状态。另外，输电部12在停止了通常输电之后，如C9所示，实施着陆检测用的间歇输电。

并且，在本实施方式中，作为图2的受电侧的控制部54，而设置有充电***的控制部和放电***的控制部。充电***的控制部被供给由受电部52的整流电压VCC(输出电压)产生的电源电压而进行工作。放电***的控制部或放电部60被供给由蓄电池电压VBAT产生的电源电压而进行工作。而且，充电部58、负载调制部56的控制等由充电***的控制部实施。另一方面，起动电容器的充放电的控制或放电部60的控制(放电动作的开启或关闭控制)等由放电***的控制部实施。

在图16的D1处，充满电标志成为激活电平即高电平，从而检测到蓄电池90的充满电。当像这样检测到充满电时，如图3的A3所示，转移至充满电待机状态，从而如D2所示，实施充满电后的取走检测用的间歇输电。即，每隔期间TR1的间隔，实施期间TR2的间隔的输电。TR1的间隔例如为1.5秒，TR2的间隔例如为50毫秒。取走检测用的间歇输电的期间TR1的间隔与着陆检测用的间歇输电的期间TL1的间隔相比变短。

通过该取走检测用的间歇输电，从而如图16的D3、D4所示，受电部52的整流电压成为VCC＞6.0，由此如D5、D6所示，实施负载调制。输电侧通过对该负载调制(空的通信数据等)进行检测，从而能够检测到电子设备510尚未取走的情况。

而且，与通过前述的起动电容器而被设定的D7所示的起动期间TST的间隔(例如3秒)相比，取走检测用的间歇输电的期间TR1的间隔(例如1.5秒)较短。因此，在未取走电子设备510的状态下，起动电容器的电压(充电电压)未低于用于使放电动作开启的阈值电压VT，从而如D8所示，从放电动作的关闭向开启的切换未被实施。

另一方面，在D9处，取走了电子设备510。而且，在D4所示的取走检测用的间歇输电的期间TR2结束后，如D10所示，由于受电部52的整流电压VCC低于判断电压即3.1V，因此，D7所示的起动期间TST的计测开始。而且，在D11处，起动电容器的电压低于用于使放电动作开启的阈值电压VT，从而检测出起动期间TST的经过。由此，放电部60的放电动作从关闭切换为开启，从而来自蓄电池90的电力被供给至电力供给对象100。另外，如D12所示，电子设备510的着陆检测用的间歇输电被实施。

如上所述，在本实施方式中，如图14的B5所示，以受电装置40开始负载调制为条件，如B6所示，开始由输电部12实施的通常输电。而且，在B5的负载调制持续的期间内，B6所示的通常输电也持续。具体而言，如图15的C5所示，在未检测到负载调制的情况下，如C6所示，停止由输电部12实施的通常输电。而且，如C9所示，实施由输电部12进行的着陆检测用的间歇输电。

如此，在本实施方式中，采用了如下的动作顺序，即，以负载调制的开始为条件而开始通常输电，在负载调制持续的期间内，通常输电也持续，当未检测到负载调制时，停止通常输电。如果采用这种方式，则能够不需要复杂的认证处理等，从而以简单且简化的动作顺序便能够实现无触点电力传输和由负载调制实现的通信。另外，在通常输电期间内，通过进行由经常性的负载调制实现的通信，从而也能够实现与电力传输的状态等相对应的效率的无触点电力传输。

另外，在本实施方式中，如图16的D1所示，在根据来自受电侧的通信数据而检测出受电装置40的蓄电池90的充满电的情况下，如D2所示，停止由输电部12实施的通常输电，而实施取走检测用的间歇输电。而且，如D9所示，当取走了电子设备510而检测到该取走时，如D12所示，实施由输电部12进行的着陆检测用的间歇输电。

如果采用这种方式，则在检测到充满电时，将停止作为连续输电的通常输电，而转移至间歇地传输电力的间歇输电。由此，在取走期间等内，能够抑制电力被无谓地消耗的情况，从而实现省电化等。

另外，在本实施方式中，在根据通信数据而检测到受电侧的异常的情况下，由输电部12实施的通常输电也停止，并实施取走检测用的间歇输电。该受电侧的异常是指，例如蓄电池90的电压低于1.0V的蓄电池故障等蓄电池充电错误、充电时间超过了预定期间(例如6～8小时)的计时结束的错误等。通过采用这种方式，在检测到受电侧的异常的情况下，由于作为连续输电的通常输电自动停止，并转移至间歇输电，因此，能够确保安全性和可靠性等。

另外，在本实施方式中，如利用图15、图16所说明的那样，受电装置40在作为受电部52的输出电压的整流电压VCC降低，并经过了放电动作的起动期间TST之后，将来自蓄电池90的电力向电力供给对象100放出。具体而言，在从整流电压VCC低于判断电压(3.1V)起经过了起动期间TST后，开始放电动作。即，如图15的C8或图16的D11所示，放电部60的放电动作成为开启，从而来自蓄电池90的电力被供给至电力供给对象100。而且，在本实施方式中，如图16的D2和D7所示，以短于起动期间TST(例如3秒)的期间TR1(例如1.5秒)的间隔而实施取走检测用的间歇输电。

如果采用这种方式，由于在取走检测用的期间TR1的长度中，起动期间TST未经过，因此，在取走检测用的间歇输电的期间内，放电部60的放电动作不会变为开启。而且，如图16的D9所示，当取走了电子设备510时，如取走检测用的间歇输电的期间那样，整流电压VCC不会定期地上升，通过如D7所示的起动期间TST经过，从而如D11所示，放电部60的放电动作成为开启。因此，能够对电子设备510的取走进行检测，而自动地使放电部60的放电动作开启，从而将来自蓄电池90的电力供给至电力供给对象100。

7.电力控制

在本实施方式中，采用了输电侧根据来自受电侧的通信数据而实施输电控制的方法。具体而言，在图2中，输电部12具有输电驱动器DR1、DR2和对输电驱动器DR1、DR2的电源电压VDRV进行控制的电源电压控制部14。而且，控制部24根据来自受电装置40(控制装置50)的通信数据而对电源电压控制部14进行控制。

具体而言，控制部24在通常输电的期间内，将根据通信数据所包含的输电电力设定信息而以可变的方式发生变化的电源电压VDRV从电源电压控制部14供给至输电驱动器DR1、DR2。由此，输电部12的输电电力根据输电电力设定信息而以可变的方式被控制。

另一方面，控制部24在接地检测用、取走检测用的间歇输电的期间内，将接地检测用、取走检测用的电源电压VDRV从电源电压控制部14供给至输电驱动器DR1、DR2。

在此，接地检测用、取走检测用的电源电压为，图14、图15、图16的初级线圈驱动电压的信号波形中与高电位侧的电压电平相对应的电压。这些接地检测用的电源电压和取走检测用的电源电压既可以为相同的电压，也可以为不同的电压。例如，可以将取走检测用的电源电压设定为高于接地检测用的电源电压的电压。通过将取走检测用的电源电压设定为较高的电压，从而能够对图3中虽然电子设备510实际上未被取走，但被误检测为已被取走的情况进行抑制。

图17(A)、图17(B)为，对根据输电电力设定信息(整流电压VCC等)而控制输电电力的方法进行说明的图。

图17(A)图示了使L1、L2的线圈间的距离变近的情况的示例。在该情况下，在实施了9V的电源电压VDRV的接地检测之后，实施随着线圈间的距离变近而使电源电压VDRV逐渐降低的控制。即，电源电压控制部14在控制部24的控制下，实施使被供给至输电驱动器DR1、DR2的电源电压VDRV降低的控制。也就是说，以使作为受电部52的输出电压的整流电压VCC成为恒定的方式对电源电压VDRV进行控制。由此，实施即使在L1、L2的线圈间的距离变近的情况下，受电装置40的受电电力也成为恒定的电力控制，从而能够实现最恰当且稳定的电力控制。

图17(B)图示了使L1、L2的线圈间的距离变远的情况的示例。在该情况下，实施随着线圈间的距离变远而使电源电压VDRV逐渐上升的控制。即，电源电压控制部14在控制部24的控制下实施使被供给至输电驱动器DR1、DR2的电源电压VDRV上升的控制。也就是说，以使作为受电部52的输出电压的整流电压VCC成为恒定的方式对电源电压VDRV进行控制。由此，实施即使在L1、L2的线圈间的距离变远的情况下，也使受电装置40的受电电力成为恒定的电力控制，从而能够实现最恰当且稳定的电力控制。

图18(A)、图18(B)为对本实施方式的电力控制的效果进行说明的图。在图18(A)中，Z表示图1(B)所示的L1、L2的线圈中的沿着高度方向的轴即Z轴上的距离。r表示与Z轴正交的XY平面上的位置偏移(半径方向上的从线圈中心的位置偏移)的距离。如图18(A)所示，与使用6V或9V的固定的电源电压的情况相比，通过基于输电电力设定信息而以可变的方式对电源电压进行控制的本实施方式的方法，能够提高位置富余度。

另外，在图18(B)中，Iin表示从电源向受电侧的装置(输电部12、控制装置20等)流通的消耗电流。如图18(B)所示，与将电源电压固定为6V、9V、12V的方法相比，通过基于输电电力设定信息而以可变的方式对电源电压进行控制的本实施方式的方法，能够实现省电化。

8.受电部、充电部

在图19中，图示了受电部52、充电部58等的详细的结构示例。如图19所示，受电部52的整流电路53具有整流用的晶体管TA1、TA2、TA3、TA4和对这些晶体管TA1～TA4进行控制的整流控制部51。

晶体管TA1被设置于次级线圈L2的一端的节点NB1与GND(低电位侧电源电压)的节点之间。晶体管TA2被设置于节点NB1与整流电压VCC的节点NVC之间。晶体管TA3被设置于次级线圈L2的另一端的节点NB2与GND的节点之间。晶体管TA4被设置于节点NB2与节点NVC之间。这些晶体管TA1～TA4的各个漏极与源极之间设置有体二级管。整流控制部51实施用于向晶体管TA1～TA4的栅极输出控制信号而生成整流电压VCC的整流控制。

在整流电压VCC的节点NVC与GND的节点之间串联设置有电阻RB1、RB2。通过电阻RB1、RB2对整流电压VCC进行分压而得到的电压ACH1例如被输入至图2的A/D转换电路65。由此，能够监控整流电压VCC，并能够实现基于整流电压VCC的信息的电力控制等。

调节器57实施整流电压VCC的电压调节(调节)，并输出电压VD5。该电压VD5经由晶体管TC1而被供给至充电部58的CC充电电路59。晶体管TC1例如在充电电压VBAT超过所给定的电压(例如4.25V)的过电压的检测时，根据控制信号GC1而成为断开。并且，控制装置50的各电路(除放电部60等放电***的电路以外的电路)将基于该电压VD5而得到的电压(对VD5进行调节所得到的电压等)作为电源电压而进行工作。

CC充电电路59具有晶体管TC2、运算放大器OPC、电阻RC1、电流源ISC。晶体管TC2根据运算放大器OPC的输出信号而被控制。运算放大器OPC的非反相输入端子被连接于电阻RC1的一端。电阻RC1的另一端被连接于作为控制装置50的外设部件而被设置的检测电阻RS的一端。检测电阻RS的另一端被连接于运算放大器OPC的反相输入端子。电流源ISC被设置于运算放大器OPC的非反相输入端子与GND的节点之间。向电流源ISC流通的电流根据信号ICDA而被控制。

通过运算放大器OPC的虚拟接地，以电阻RC1的一端的电压(非反相输入端子的电压)与检测电阻RS的另一端的电压VCS2(反相输入端子的电压)相等方式而对晶体管TC2进行控制。将通过信号ICDA的控制而向电流源ISC流通的电流设为IDA，并将向电阻RS流通的电流设为IRS。于是，以成为IRS×RS＝IDA×RC1的方式而被控制。即，在该CC充电电路59中，向检测电阻RS流通的电流IRS(充电电流)以成为通过信号ICDA而被设定的恒定的电流值的方式被控制。由此，能够实施CC(Constant-Current)充电。

在充电时，信号CHON成为激活。由此，晶体管TC3、TC4成为导通状态，从而实施向蓄电池90的充电。另外，通过被设置在晶体管TC3的栅极与充电电压VBAT的节点NBAT之间的电阻RC2等，也防止了自蓄电池90的逆流。另外，在节点NBAT与GND的节点之间串联设置有电阻RC3、RC4，通过电阻RC3、RC4对充电电压VBAT进行分压而得到的电压ACH2被输入至A/D转换电路65。由此，能够监控充电电压VBAT，并能够实现与蓄电池90的充电状态相对应的各种控制。

另外，在蓄电池90的附近设置有热敏电阻TH(广义而言，温度检测部)。该热敏电阻TH的一端的电压RCT被输入至控制装置50，由此，能够实施蓄电池温度的测量。

并且，虽然如上所述，对本实施方式进行了详细说明，但是本领域技术人员应该能够容易理解如下内容，即，能够实施实质上不脱离本发明的新颖事项和效果的多种多样的改变。因此，这种改变例也全部包含在本发明的范围内。例如，在说明书或附图中至少一次与更为广义或同义的不同的用语一起被记载的用语在说明书或附图中的任意位置，均能够被替换为该不同的用语。另外，本实施方式以及改变例的全部组合也包含于本发明的范围内。另外，输电侧、受电侧的控制装置、输电装置、受电装置的结构或动作等也不限定于本实施方式中所说明的内容，能够实施各种各样的改变。

符号说明

L1初级线圈；L2次级线圈；DR1、DR2输电驱动器；

IS、ISC电流源；SW开关元件；CM电容器；

IVC IV转换用放大器；AP放大器；CP比较器；

TA1～TA4、TC1～TC4晶体管；

RCS、RS检测电阻；RB1、RB2、RC1～RC3电阻；

OPC运算放大器；TH热敏电阻(温度检测部)；

PT1、PT2第一、第二模式；TM1、TM2第一、第二负载状态的期间；

SP1～SP6第一～第六采样点；SI采样间隔；RW1、RW2第一、第二范围宽度；

10输电装置；12输电部；14电源电压控制部；16显示部；

20控制装置；22驱动器控制电路；24控制部；

30通信部；32电流检测电路；33带通滤波器部；

34比较电路；35滤波器部；36解调部；

37时钟生成电路；38振荡电路；

40受电装置；50控制装置；51整流控制部；52受电部；

53整流电路；54控制部；55通信数据生成部；56负载调制部；57调节器；58充电部；59CC充电电路；60放电部；

61电荷泵电路；62非易失性存储器；64检测部；

90蓄电池；100电力供给对象；

500充电器；502电源适配器；510电子设备；514开关部。

Claims (14)

1.一种控制装置，其特征在于，为对向受电装置输送电力的输电装置进行控制的控制装置，

包括：

驱动器控制电路，其对向所述受电装置输送电力的输电部的输电驱动器进行控制；

控制部，其对所述驱动器控制电路进行控制；

通信部，其实施与通过负载调制而发送通信数据的所述受电装置之间的通信处理，

所述通信部根据带通滤波器部的输出而对来自所述受电装置的所述通信数据进行检测，所述带通滤波器部实施使所述负载调制的频带的信号通过，而使所述负载调制的频带以外的带宽的信号衰减的带通滤波处理。

2.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，

所述带通滤波器部实施使所述输电部的驱动频率的带宽和直流的带宽中的至少一方的带宽的信号衰减的所述带通滤波处理。

3.如权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于，

所述通信部包括电流检测电路，所述电流检测电路对从电源向所述输电部流通的电流进行检测，并将检测电压向所述带通滤波器部输出。

4.如权利要求3所述的控制装置，其特征在于，

所述通信部具有比较电路，所述比较电路实施由所述带通滤波器部实施的所述带通滤波处理后的所述检测电压与判断用电压之间的比较判断，

所述通信部根据所述比较电路的比较判断结果，而对所述通信数据进行检测。

5.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，

所述比较电路为，能够实施所述带通滤波处理后的所述检测电压与多个判断用电压之间的比较判断的电路。

6.如权利要求4或5所述的控制装置，其特征在于，

具有滤波器部，所述滤波器部被设置于所述比较电路的后级，

所述通信部根据由所述滤波器部实施的滤波处理后的所述比较判断结果，而对所述通信数据进行检测。

7.如权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于，

所述输电部具有：

所述输电驱动器；

电源电压控制部，其对所述输电驱动器的电源电压进行控制，

所述控制部根据来自所述受电装置的所述通信数据，而对所述电源电压控制部进行控制。

8.如权利要求7所述的控制装置，其特征在于，

所述通信部包括电流检测电路，所述电流检测电路对从电源向所述输电部流通的电流进行检测，

所述电流检测电路对从所述电源经由所述电源电压控制部而向所述输电部流通的电流进行检测，并将检测电压向所述带通滤波器部输出。

9.如权利要求1至8中任一项所述的控制装置，其特征在于，

所述通信部在由第一负载状态和第二负载状态构成的负载调制模式为第一模式的情况下，判断为，是第一逻辑电平的所述通信数据，在负载调制模式为与所述第一模式不同的第二模式的情况下，判断为，是第二逻辑电平的所述通信数据。

10.如权利要求9所述的控制装置，其特征在于，

所述第一模式为，与所述第二模式相比所述第一负载状态的期间的宽度较长的模式。

11.如权利要求9或10所述的控制装置，其特征在于，

所述通信部从所述第一模式中的被设定于所述第一负载状态的期间内的第一采样点起，以所给定的采样间隔来实施负载调制模式的采样，从而取入所给定的位数的所述通信数据。

12.如权利要求9至11中任一项所述的控制装置，其特征在于，

所述通信部在所述第一负载状态的期间的宽度处于第一范围宽度内的情况下，将所述第一采样点设定在所述第一负载状态的期间内。

13.一种电子设备，其特征在于，

包括权利要求1至12中任一项所述的控制装置。

14.一种无触点电力传输***，其特征在于，为包括输电装置和受电装置的无触点电力传输***，

所述输电装置向所述受电装置输送电力，并且实施与通过负载调制而发送通信数据的所述受电装置之间的通信处理，

所述受电装置接收来自所述输电装置的电力，并实施所述负载调制，从而向所述输电装置发送所述通信数据，

所述输电装置根据带通滤波器部的输出而对来自所述受电装置的所述通信数据进行检测，所述带通滤波器部实施使所述负载调制的频带的信号通过，而使所述负载调制的频带以外的带宽的信号衰减的带通滤波处理。