CN106101044B - 一种用于相干光通信***的基于多步插值的频偏估计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于多步插值的频偏估计方法,包含步骤:对一定长度的采样值L进行4次方MQAM调制格式或M次方MPSK调制格式运算,然后从中选取少量的一段数据N0作FFT,求得最大频谱值对应的频率,作为粗频偏估计值;在相距粗频偏估计值±0.5处,用N0个采样点分别进行DFT,得到两个频谱值,利用这两个值计算出频偏估计误差,对粗频偏估计值作修正,得到一步插值后的频偏估计值;在相距一步插值后的频偏估计值±0.5处,用2N0个采样点分别进行DFT,得到两个频谱值,利用这两个值计算出估计误差,对粗频偏估计值作修正,得到两步插值后的频偏值;依次类推,直到用L个采样点进行DFT插值得到最后的频偏估计值。该算法复杂度低,适用于所有相干光通信***。
Description
技术领域
本发明涉及通信领域,更具体地说,涉及相干光通信***中的基于多步插值的频率偏移估计方案。
背景技术
为了提高频谱利用率和通信容量,在光通信中采用了高阶调制格式调制信号,同时利用了光载波的幅度和相位信息。这种采用高阶调制格式的信号需要采用相干解调才能将信号恢复。所以在接收端需要配备相干接收机。相干接收机中设置有本地激光器,用于对接收信号进行相干解调。
对于零差相干探测方式,要求接收端的本地激光器要和发射端激光器同波长。然而由于激光器的制作工艺及激光器自身的不稳定性,很难制作出两个完全同波长的激光器,所以在接收端需要进行载波恢复,得到和发射端一样波长的光源,或对这种频率偏差产生的影响进行补偿。
若采用光器件进行波长矫正,可以采用光锁相环来对接收的光信号进行锁相,使得本地光和发射端光源具有相同的波长。然而,这种方式采用了光锁相环,费用昂贵。另一种方式是采用数字相干接收机,即先将相干接收后的信号变为电信号,然后进行模数转换,变为数字信号,用数字信号处理(DSP)技术,对信号进行补偿。这种方式,不仅可以补偿频率偏移,还可以补偿色散、相位噪声等,而且价格低廉,所以这种方法已被广泛采用。
频偏,即频率偏移或频率偏差,是指发射端光源波长和接收端光源波长之差,数字接收机中的频偏补偿一般分为两个步骤,即先作频偏估计,估计出频偏值,再进行频偏补偿,将频偏值补偿到信号中。
利用FFT运算和插值DFT算法对频率进行估计,已在无线通信领域被广泛使用。它具有抗噪能力强,估计精度高等优点。本发明是对这种算法进行了改进,提出了逐步增加采样点,进行多步插值的思想,这种算法可以达到和原来传统DFT插值算法相同的估计精度,但复杂度被大大的降低了。
发明内容
为了解决上述技术问题,本发明提供了一种用于相干光通信***的基于多步插值的频偏估计方法,用不同的采样点进行了多次DFT插值计算,逐步得到精确的频偏值,包括步骤:
(1)对一段长度为L的采样值进行4次方或M次方运算,得到去调制信号的数据值;
(2)选取前N0个去调制信号的数据值,作FFT运算,得到其频谱值;
(3)对各频谱值取模,并搜寻其最大值,得到其对应的频率,作为粗频偏估计值f0;
(4)在相距粗频偏估计值f0的±0.5处,即f0±0.5处,对前N0个去调制信号的数据值用DFT计算出两个幅值的大小,并用这两个幅值计算出估计误差δ;
(5)用估计误差δ对粗频偏估计值f0进行修正,得到一步插值后的频偏估计值f1;
(6)用f1代替f0,用2N0代替N0,重复步骤(4)、(5),到的f2;
(7)依次类推,直到L个采样值都被用到,得到最终的频偏估计值。
在上述技术方案中,所述步骤(1)中对MQAM信号,采用4次方运算,对于MPSK信号采用M次方运算;采样值长度L为2的整数次幂。
在上述技术方案中,所述步骤(2)中N0为2的整数次幂。
在上述技术方案中,所述步骤(4)、(5)进行了多次插值,插值次数可以通过下面公式进行计算:m=log2(L/N0)+1。
本发明取得了以下技术效果:
算法复杂度低,适用于所有相干光通信***。
附图说明
图1为用于相干光通信***的基于多步插值的频偏估计方法的流程图;
图2为对多步插值算法进行仿真得到的归一化均方误差与信噪比SNR的关系曲线图;
图3为多步插值算法的频偏估计范围图(信噪比10dB,总数据点个数为1024);
图4为多步插值算法在不同总数据长度情况下,MSE与SNR的关系图;
图5为多步插值算法的频偏估计范围图(信噪比12dB,总数据点个数为2048);
图6为多步插值算法的归一化均方误差与信噪比SNR的关系曲线图;
图7为传统DFT插值算法和本专利提出的多步插值算法进行频偏估计,所需要的复数乘法个数的对比图。
具体实施方式
为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明,下面结合附图及具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。
本发明提供了一种频偏估计算法,用于具有MQAM和MPSK调制格式的相干光通信***,该算法具有较高的估计精度和较低的运算复杂度。图1为本发明提供的频偏估计算法的流程图,其包括以下步骤:
1)对接收到的长度为L的采样点yk作幂次方运算,其中对于MPSK调制格式的信号做M次方运算,对于MQAM调制格式的信号做四次方运算,得到去调制信号的数据点:
2)取前N0个去调制信号的数据点,作FFT变换,得到其频谱值。
3)对各频谱值取模值,搜寻其频谱幅值的最大值,得到最大值对应的频率值fpeak,则粗频偏估计值可以表示为下面都以MQAM为例进行说明,对于MPSK信号,只要将下面出现的系数4代换为M即可。
4)作第一步插值运算:设其中Ts为符号周期,k表示第k个数据点,先在n0左右相距0.5处,用前N0(N0为2的整数次幂)个去调制数据点计算其频谱值,即:然后计算粗估计频偏的误差值:
5)用粗估计频偏的估计误差对粗频偏估计值进行修正,得到一步插值的频偏估计值:
6)作第二步插值运算:设在n1左右相距0.5处,用前2N0个去调制数据点计算其频谱值,即:然后计算一步插值的频偏估计误差值:得到两步插值的频偏估计值:
7)依次类推,第m步插值运算,在nm-1左右相距0.5处,用前Lm个去调制数据点计算其频谱值,即:然后计算第m-1步插值运算的频偏估计误差值:得到第m步插值的频偏估计值:其中,m=1,2,3...,代表了多步插值的阶次或步数,它决定了算法的估计精度和所需总的数据点个数Lm(Lm=N0·2m-1)。
图2为28-Gbaud QPSK相干光通信***下,对多步插值算法进行仿真得到的归一化均方误差(MSE,定义为))与信噪比SNR的关系曲线图。仿真时,激光器线宽设为100kHz,频偏值从[-3.4GHz,3.4GHz]范围内随机选取,每个SNR都进行了2000次仿真,总数据点长度为L=1024。图2中对比了不同步数插值的性能。N0=1024、N0=512、N0=256、N0=128分别对应于m=1、m=2、m=3、m=4。N0的选取是根据实际中所需要的信噪比门限值来确定的,由图2可知,N0值选取的越大,信噪比门限越低,当N0=L时信噪比门限最低,此时由于只做了一次插值计算,所以多步插值算法已退变为传统的DFT插值算法。而总点数Lm(或迭代步数m)的选取是根据实际中所需要达到的估计精度所决定的,更具体地,只要满足下一步相位估计算法所能容许的工作范围即可。
图3展示了28-Gbaud QPSK相干光通信***下,多步插值算法的频偏估计范围。仿真中,信噪比为10dB,总的数据点个数为L=1024,每个频偏值都进行了2000次仿真,N0取256(即m=3)。从图中可以看到,该多步插值算法的估计范围可以达到[-3.4GHz,3.4GHz]。
图4展示了28-Gbaud QPSK相干光通信***下,当N0=256时,多步插值算法在不同总数据长度L=1024和L=2048的情况下,MSE与SNR的关系。从图中可以看出,L越大,该算法的估计精度越高,但因为采用的N0值在L=1024和L=2048情况下都为256,所以信噪比门限相同,都为7dB。
图5展示了28-Gbaud 16QAM相干光通信***下,多步插值算法的频偏估计范围。仿真中,信噪比为12dB,总的数据点个数为L=2048,每个频偏值都进行了2000次仿真。从图中可以看到,对于28-Gbaud 16QAM相干光通信***,该多步插值算法的估计范围可以达到[-3.4GHz,3.4GHz]。
图6展示了28-Gbaud 16QAM相干光通信***下,多步插值算法的归一化均方误差与信噪比SNR的关系曲线图。仿真时,频偏值从[-3.4GHz,3.4GHz]范围内随机选取,每个SNR都进行了2000次仿真,总数据点长度为L=2048。从图中可以看到,该多步插值算法在相同总数据点长度L、不同N0下,具有相同的估计精度,N0决定了信噪比门限,N0值选取的越大,信噪比门限越低,当N0=L时信噪比门限最低,此时由于只做了一次插值计算,所以多步插值算法已退变为传统的DFT插值算法。
图7展示了去调制信号之后,在采用相同的总数据点L的情况下,用传统DFT插值算法和本专利提出的多步插值算法进行频偏估计,所需要的复数乘法个数的对比图。从图中可以看出,随着总数据点L的增加,多步插值算法所需的复数乘法个数较传统DFT插值算法有明显的减少。
本发明不局限于上述用于频偏估计方式,凡是与本发明具有相同或相近的技术方案,应用于其他环境,均落入本发明的保护范围之内。
Claims (3)
1.一种用于相干光通信***的基于多步插值的频偏估计方法,用不同的采样点进行了多次DFT插值计算,逐步得到精确的频偏值,其特征在于包括步骤:
(1)对一段长度为L的采样值作幂次方运算,得到去调制信号的数据值,其中:对MQAM信号,采用4次方运算,对于MPSK信号采用M次方运算;采样值长度L为2的整数次幂;
(2)选取前N0个去调制信号的数据值,作FFT运算,得到其频谱值;
(3)对各频谱值取模,并搜寻其最大值,得到其对应的频率fpeak,作为粗频偏估计值则粗频偏估计值可以表示为
(4)设其中Ts为符号周期,k表示第k个数据点,先在n0左右相距0.5处,用前N0个去调制数据值计算其频谱值,然后计算粗估计频偏的估计误差δ;
(5)用估计误差δ对粗频偏估计值进行修正,得到一步插值后的频偏估计值
(6)用代替用2N0代替N0,重复步骤(4)、(5),得到两步插值的频偏估计值:
(7)依次类推,直到L个采样值都被用到,得到最终的频偏估计值。
2.根据权利要求1所述的基于多步插值的频偏估计方法,其特征在于:所述步骤(2)中N0为2的整数次幂。
3.根据权利要求1所述的基于多步插值的频偏估计方法,其特征在于:所述步骤(4)、(5)进行了多次插值,插值次数可以通过下面公式进行计算:m=log2(L/N0)+1。
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