CN106059316B - 一种高降压比的快响应直流变换器*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高降压比的快响应直流变换器***，包括主电路、滞环比较器、电阻R₁和电阻R₂、电容C、反馈系数调整电阻R_f、控制电阻R；本发明主电路拓扑利用中间电感和输出侧电感分压特性，较好地实现高降压比转换，并利用钳位电容作用实现电路软开关动作。利用控制电路中滞环控制器实现在新型拓扑结构下的快速瞬态响应特性，通过设计不同的输出电压的反馈支路，同时结合滞环比较器的工作特点，有效调节控制信号的脉冲宽度，实现输出电压的稳定。

Description

一种高降压比的快响应直流变换器***

技术领域

本发明涉及一种高降压比的快响应直流变换器***。

背景技术

当前直流变换器在电池储能、分布式光伏发电、电动汽车等领域应用越来越广泛。随着太阳能光伏发电等输出电压较低的新能源电力的广泛应用，大功率和高增益变换器的研究成为电力研究领域的热点之一。实现DC/DC变换器的高增益和高可靠性以及对负荷调整的快速响应特性为直流变换器努力追求的方向。

传统直流变换器输出电压可以表示为V_O＝V_ind/N，式中，Vo主要取决变压器匝数比N和占空比d。为了减少在高降压比下的低占空比的影响，一般将N的比率增大。然而，更高的匝数比将使变压器设计复杂化，变压器的寄生参数的设置，包括绕组电容，二次电阻和漏电感等增加了设计难度。

关于控制电路方面，传统型PWM电压控制方法由于其满足稳定性和控制精度的基本要求，而广泛的应用于直流变换器中。但是，这种控制方法在输入电压和负载发生突变时，由于控制电路中电压误差放大器的补偿电路带来的延时滞后，不仅造成了其瞬态响应慢，降低了其动态特性。并且，电压误差放大器的补偿电路在设计和调试时较为复杂。以上这些问题给设计者带来了很多困难，且延长了设计周期、消耗了大量人力物力。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对现有技术的不足提供一种高降压比的快响应直流变换器***。

本发明的技术方案如下：

一种高降压比的快响应直流变换器***，包括主电路、滞环比较器、电阻R₁和电阻R₂、电容C、反馈系数调整电阻R_f、控制电阻R；

主电路包括输入电压Vin、整流二极管D_S1、整流二极管D_S2、中间电感L₁、开关S₁、开关S₂、整流二极管D₁、整流二极管D₂、输出滤波电感L2、滤波电容Co和负载电阻Ro。开关S₁导通时，中间电感L₁通过V_in充电，中间电感L₁的电流I₁线性增加，同时整流二极管D₂正向偏置导通，L₂通过电阻Ro放电，输出滤波电感L2电流I₂线性减小。随着I₁增加I₂减小，当I₂＝I₁时，整流二极管D₂反向偏置关断，L₁和L₂同时开始充电并逐步充至最大值。开关S₁关断时，L₁正向放电，给C_s1充电，同时C_s2放电。当C_s2放电为零时，S₂的寄生二极管导通，开关S₂零电压导通，L₁放电，I₁线性减小，整流二极管D₂正向偏置，L₂通过电阻Ro放电，I₂线性减小。当I₂＝I₁时，中间电感L₁反向放电，C_s2充电，C_s1放电。当C_s1放电为零时，开关S₁寄生二极管导通，L₂通过电阻Ro放电，I₂线性减小；至此主电路完整的工作周期完成，并进入下一个工作周期；

主电路的输出电压V_o通过反馈调整电阻R_f和控制电阻R相连共同对电容C进行充电和放电，电容C两端的电压V_f作为滞环比较器的负极输入端，滞环比较器输出端Vu通过电阻R₂和R₁与参考电压Vref相连，电阻R₁和电阻R₂连接点作为滞环比较器的正极输入端；

滞环比较器的输出电平V_u经过驱动电路Drivers进行信号放大，实现主电路中开关S₁和S₂在V_u为高电平时导通，V_u为低电平时关断；当电容C两端的电压V_f大于电压V_R时，滞环比较器输出电压为高电平，S₁和S₂导通，反之当电容C两端的电压V_f小于电压V_R时，滞环比较器输出电压为高电平，S₁和S₂关断；在S₁和S₂开通时，根据整流二极管D₂的操作，它可以分为两个阶段；在第一阶段，因为I₁<I_o，二极管D₂正向偏压导通；L₁通过V_in充电并使电流I₁迅速上升，L₂继续放电并使电流I_o渐落，直到I₁＝I_o；在第二阶段，因为二极管D₂是反向偏置关闭，L₁和L₂串联并同时进入充电模式。

V_d可以通过式计算，式中，V_s是变压器T二次侧的电压，V_d是通过二极管D₂的电压，n＝L₁/L₂；因为L₂的充电电压是降低的，放电时间是增大的，所以高降压转换得以实现。

本发明主电路拓扑利用中间电感和输出侧电感分压特性，较好地实现高降压比转换，并利用钳位电容作用实现电路软开关动作。利用控制电路中滞环控制器实现在新型拓扑结构下的快速瞬态响应特性，通过设计不同的输出电压的反馈支路，同时结合滞环比较器的工作特点，有效调节控制信号的脉冲宽度，实现输出电压的稳定。控制电路中只需要一个滞环比较器和反馈系数调节电阻，控制电路的器件数量大大减少，成本和体积均得到了较大改善。而且，由于没有使用误差放大器，在消除了补偿电路带来的相位延迟问题的同时，有效提高了控制电路的动态特性。

附图说明

图1为本发明新型变换器***主电路拓扑；

图2为本发明工作原理波形图(con：传统的直流变换器，pro：本发明的直流变换器)；

图3为本发明和传统直流变换器占空比比较图；

图4为本发明直流变换器占空比和输出电压的关系；

图5为本发明高降压比滞环控制直流变换器***；

图6为本发明负载电流Io跃降一倍时瞬态响应曲线；

图7为本发明负载电流Io跃升一倍时瞬态响应曲线；

具体实施方式

以下结合具体实施例，对本发明进行详细说明。

参考图1、5，高降压比的快响应直流变换器***，包括主电路、滞环比较器、电阻R₁和电阻R₂、电容C、反馈系数调整电阻R_f、控制电阻R；

主电路包括输入电压Vin、整流二极管D_S1、整流二极管D_S2、中间电感L₁、开关S₁、开关S₂、整流二极管D₁、整流二极管D₂、输出滤波电感L2、滤波电容Co和负载电阻Ro。开关S₁导通时，中间电感L₁通过V_in充电，中间电感L₁的电流I₁线性增加，同时整流二极管D₂正向偏置导通，L₂通过电阻Ro放电，输出滤波电感L2电流I₂线性减小。随着I₁增加I₂减小，当I₂＝I₁时，整流二极管D₂反向偏置关断，L₁和L₂同时开始充电并逐步充至最大值。开关S₁关断时，L₁正向放电，给C_s1充电，同时C_s2放电。当C_s2放电为零时，S₂的寄生二极管导通，开关S₂零电压导通，L₁放电，I₁线性减小，整流二极管D₂正向偏置，L₂通过电阻Ro放电，I₂线性减小。当I₂＝I₁时，中间电感L₁反向放电，C_s2充电，C_s1放电。当C_s1放电为零时，开关S₁寄生二极管导通，L₂通过电阻Ro放电，I₂线性减小。至此主电路完整的工作周期完成，并进入下一个工作周期。

主电路的输出电压V_o通过反馈调整电阻R_f和控制电阻R相连共同对电容C进行充电和放电，电容C两端的电压V_f作为滞环比较器的负极输入端，滞环比较器输出端Vu通过电阻R₂和R₁与参考电压Vref相连，电阻R₁和电阻R₂连接点作为滞环比较器的正极输入端。

滞环比较器的输出电平V_u经过驱动电路Drivers进行信号放大，实现主电路中开关S₁和S₂在V_u为高电平时导通，V_u为低电平时关断。当电容C两端的电压V_f大于电压V_R时，滞环比较器输出电压为高电平，S₁和S₂导通，反之当电容C两端的电压V_f小于电压V_R时，滞环比较器输出电压为高电平，S₁和S₂关断。在S₁和S₂开通时，根据整流二极管D₂的操作，它可以分为两个阶段。在第一阶段，因为I₁<I_o，二极管D₂正向偏压导通。L₁通过V_in充电并使电流I₁迅速上升，L₂继续放电并使电流I_o渐落，直到I₁＝I_o。在第二阶段，因为二极管D₂是反向偏置关闭，L₁和L₂串联并同时进入充电模式。

V_d可以通过式计算，式中，V_s是变压器T二次侧的电压，V_d是通过二极管D₂的电压，n＝L₁/L₂。因为L₂的充电电压是降低的，放电时间是增大的，所以高降压转换得以实现。

本发明的变换器与传统的变新型换器的工作原理波形如图2所示。I_in是主电路输入电流，I₁和I_o分别流经电感L₁和L₂的电流，d为变换器的占空比。

实际占空比d’通过等式(1)来计算，

提出的变换电路的输出电压为：

传统输出电压为：

在相同的占空比d下，对比(2)(3)式并计算，提出的变换电路比传统的变换电路有较低的输出电压。

图3可以看出占空比Npro(新型)数值为5％，远小于常规80％占空比Ncon(常规)。

图4中可以看出相同占空比下，本电路可实现更低输出电压，远小于常规设计。

将滞环比较器输出电压经过控制电阻R与电容C相连，输出电压经反馈调整电阻R_f和电容C相连，进而共同实现对电容C充放电速率的控制，同时滞环比较器输出电压经电阻R₂和R₁与参考电压Vref相连。通过滞环比较器输出电压可以使得阈值电压发生变化，通过电压Vref使得阈值电压发生改变。可见在提出的新型控制方法中，对影响Vf变化的两个因素，通过利用输出的快速动态调节和响应得以实现。被检测的电容电压Vf决定了功率开关管的关断和导通时间。在一个开关周期内，电压Vf的上升和下降斜率与滞环比较器输出电压以及阈值电压相关，因此，每一个开关周期的大小会因为滞环比较器输出电压变化而变化。与传统型PWM电压控制方法进行比较，当负载电流改变时，输出端通过调节实现了电压反馈控制，具有了输出电压的瞬态响应时间短，超调量小，波动小，稳定性高，误差可控的特点，从而满足了较好的动态和静态性能指标。

图6图7中V_O、V_O1分别为高降压比拓扑结构下滞环控制与传统PWM控制输出结果图，从中可看出，在输入电压400V、输出电压为1.5V情况下，本控制***瞬态响应特性优于传统控制，实现了高降压比与快速瞬态响应。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (1)

1.一种高降压比的快响应直流变换器***，其特征在于，包括主电路、滞环比较器、电阻R₁和电阻R₂、电容C、反馈系数调整电阻R_f、控制电阻R；

主电路包括输入电压Vin、整流二极管D_S1、整流二极管D_S2、中间电感L₁、开关S₁、开关S₂、整流二极管D₁、整流二极管D₂、输出滤波电感L2、滤波电容Co和负载电阻Ro，其中输入电压Vin与开关S₁、变压器T原边、开关S₂串联形成回路，整流二极管D_S1阴极与输入电压Vin正极相连、整流二极管D_S2阳极与输入电压Vin负极相连，中间电感L₁、整流二极管D₁、变压器T副边与输出滤波电感L2串联后，经滤波电容Co和负载电阻Ro形成的并联支路相串联，整流二极管D₂阳极与输出端正极相连，阴极与输出滤波电感L2左侧相连；开关S₁导通时，中间电感L₁通过V_in充电，中间电感L₁的电流I₁线性增加，同时整流二极管D₂正向偏置导通，L₂通过电阻Ro放电，输出滤波电感L2电流I₂线性减小；随着I₁增加I₂减小，当I₂＝I₁时，整流二极管D₂反向偏置关断，L₁和L₂同时开始充电并逐步充至最大值；开关S₁关断时，L₁正向放电，给C_s1充电，同时C_s2放电；当C_s2放电为零时，S₂的寄生二极管导通，开关S₂零电压导通，L₁放电，I₁线性减小，整流二极管D₂正向偏置，L₂通过电阻Ro放电，I₂线性减小；当I₂＝I₁时，中间电感L₁反向放电，电容C_s2充电，电容C_s1放电；当电容C_s1放电为零时，开关S₁寄生二极管导通，L₂通过电阻Ro放电，I₂线性减小；至此主电路完整的工作周期完成，并进入下一个工作周期；

主电路的输出电压V_o通过反馈调整电阻R_f和控制电阻R相连共同对电容C进行充电和放电，电容C两端的电压V_f作为滞环比较器的负极输入端，滞环比较器输出端Vu通过电阻R₂和R₁与参考电压Vref相连，电阻R₁和电阻R₂连接点作为滞环比较器的正极输入端；

滞环比较器的输出电平V_u经过驱动电路Drivers进行信号放大，实现主电路中开关S₁和S₂在V_u为高电平时导通，V_u为低电平时关断；当电容C两端的电压V_f大于电压V_R时，滞环比较器输出电压为高电平，S₁和S₂导通，反之当电容C两端的电压V_f小于电压V_R时，滞环比较器输出电压为高电平，S₁和S₂关断；在S₁和S₂开通时，根据整流二极管D₂的操作，它可以分为两个阶段；在第一阶段，因为I₁<I_o，二极管D₂正向偏压导通；L₁通过V_in充电并使电流I₁迅速上升，L₂继续放电并使电流I_o渐落，直到I₁＝I_o；在第二阶段，因为二极管D₂是反向偏置关闭，L₁和L₂串联并同时进入充电模式；

V_d可以通过式计算，式中，V_s是变压器T二次侧的电压，V_d是通过二极管D₂的电压，n＝L₁/L₂；因为L₂的充电电压是降低的，放电时间是增大的，所以高降压转换得以实现。