CN102594170A - 一种宽输入电压电源变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽输入电压电源变换器，具有超宽电压输入范围、高产品可靠性和更快的响应速度，其包括BOOST升压电路(1)、DC/DC变换器电路(2)、BOOST控制电路(6)、为所述BOOST控制电路(6)供电的IC供电电路(5)、设置有供电关断基准电压的电压检测电路(3)、执行关断所述供电电路(5)之操作的供电关断电路(4)和六个部分，所述电压检测电路(3)检测所述直流输入电压，并基于检测结果与所述供电关断基准电压的比较输出逻辑电平，驱动所述供电关断电路(4)关断所述供电电路(5)或不动作。

Description

一种宽输入电压电源变换器

技术领域

本发明涉及一种电源变换器，特别涉及一种超宽输入电压范围的电源变换器。

背景技术

开关电源的技术已日趋成熟，并且得到了极为广泛的应用，然而对于新技术日新月异的今天，开关电源的发展仍需紧跟新技术的脚步。当今新技术要求开关电源具有更高的效率、更小的体积、更宽的输入电压范围，事与愿为的是在过去旧技术面前许多新需求之间是一个矛盾体，例如更宽的输入电压会给开关电源带来效率和稳定性下降等问题。在宽输入电压范围技术方面常用的方法是采用频率折返的方式进行，这种方式多应用于单级的电路拓扑，在微功率电源领域，通过这种方式可以使得开关电源的输入范围扩大到10∶1左右。然而在一些特别的场合要求电子设备具有极宽的输入电压范围例如20∶1甚至更宽的范围，且具有较大的输出功率和较高的效率时，单级电路拓扑则无法完成特定的需求。

现有技术中通过将两个或多个DC/DC变换器串联的方式来完成超宽输入电压的设计方法，则能很好地解决单级电路无法解决的问题，并且对于不同的DC/DC拓扑进行搭配更能得到不同的效果。

第一级的BOOST电路与第二级的其它DC/DC拓扑级联的方式常见于带功率因素校正PFC的中小功率开关电源中，第一级的BOOST电路工作在临界模式，配合PFC控制芯片完成功率因素校正。例如：如图1所示，中国发明专利公开说明书CN101018019A中所公开的开关电源设备，主要包括输入交流电压源A1、整流电路A2、BOOST架构的PFC升压电路A3、DC/DC变换器电路A4、负载A5和负载检测电路A31；其中，BOOST架构的PFC升压电路A3包括BOOST升压电路和控制该BOOST升压电路工作的PFC控制电路A32，DC/DC变换器电路A4由其中的DC/DC控制电路41控制开关管Qb的占空比，实现前后级电压隔离与能量传输。

该开关电源设备的目的在于通过负载检测电路A31来控制PFC控制电路A32的工作状态，从而达到提高轻载时BOOST电路工作效率的目的。在此专利中所描述的PFC电路为一BOOST架构的连接方式，BOOST电路与后一级DC/DC变换器电路在输入电压全范围内皆工作。第一级BOOST升压电路将输入电压升压到比输入电压幅度更高的电压，这从整个变换的性能来看并不具有超宽输入电压变换器的特性。

另外，一个完整的开关电源是需要供电电路给IC控制器供电的，在做窄范围输入时，常规的设计即可保证供电电路的可靠性，同样供电电路的损耗在窄范围内很小，无需作任何处理即可。但在超宽输入电压范围的电源设计中，供电电路的设计直接决定了控制电路中IC启动时间的长短，这关系到开关电源整机的响应速度。在实际设计中会遇到这样的问题：高压输入时供电电路损耗小时，低压输入启动时间则很长。使用普通的方法是采用第一级或第二级电路中的驱动信号转化为电平号或辅助供电去关断供电电路，以此来解决响应速度的问题，但这同时引入了可靠性的问题：当变换器的输出异常情况，例如第一级关断或第二级出现短路、输出过压等异常，辅助绕组和驱动信号将不再有足够的电压去驱动IC关断电路进行动作，供电电路将失效，这种情况对供电电路而言是极其危险的，特别是在变换器高压输入时极易使得供电电路烧坏。因此可靠的IC供电设计需要有一个可靠的关断电路与之配合，这是超宽输入开关变换器中新的难点。

发明内容

本发明的目的是提供一种宽输入电压电源变换器，具有高产品可靠性和更快的响应速度。

本发明的目的是通过以下技术措施实现的：

一种宽输入电压电源变换器，包括BOOST升压电路、DC/DC变换器电路和控制所述BOOST升压电路工作的BOOST控制电路，直流输入电压经所述BOOST升压电路输入DC/DC变换器电路，还包括设置有供电关断基准电压的电压检测电路、供电关断电路和供电电路；直流输入电压通过供电电路为所述Boost控制电路供电，所述电压检测电路检测所述的电源变换器上的电压信号，并基于所述电压信号与所述供电关断基准电压的比较，输出逻辑电平到所述供电关断电路的控制端，控制所述供电关断电路关断所述供电电路或不动作。

作为本发明的优选实施方式，所述电压检测电路的输入端接入所述BOOST升压电路的输出端，所述电压检测电路检测所述BOOST升压电路的输出电压，并基于所述BOOST升压电路的输出电压与供电关断基准电压的比较输出所述逻辑电平。

作为本发明的一种实施方式，所述电压检测电路的输入端接入所述BOOST升压电路的输入端，所述电压检测电路检测所述直流输入电压，并基于所述直流输入电压与供电关断基准电压的比较输出所述逻辑电平。

作为本发明的一种实施方式，所述电压检测电路的输入端接入所述DC/DC变换器电路中DC/DC控制电路的供电端，所述电压检测电路检测所述DC/DC控制电路的供电电压，并基于所述DC/DC控制电路的供电电压与供电关断基准电压的比较输出所述逻辑电平。

作为本发明的一种实施方式，所述电压检测电路包括第一调节电阻和第一稳压二极管；所述第一调节电阻的一端为所述电压检测电路的输入端，另一端连接到所述第一稳压二极管的阴极，所述第一稳压二极管的阳极为所述电压检测电路的输出端。

作为本发明的一种实施方式，所述电压检测电路包括第一分压电阻、第二分压电阻和第二稳压二极管；所述第二分压电阻一端为所述电压检测电路的输入端，另一端一路通过所述第一分压电阻接地，另一路连接到所述第二稳压二极管的阴极，所述第二稳压二极管的阳极接地，所述第一分压电阻和第二分压电阻的连接点为所述电压检测电路的输出端。

作为本发明的一种实施方式，所述电压检测电路包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第三稳压二极管和三端可调分流基准源；所述第一电阻的一端为所述电压检测电路的输入端，另一端连接到所述第三稳压二极管的阴极，所述第三稳压二极管的阳极接地，所述第一电阻和第二电阻相串联，该串联电路连接在电压检测电路的输入端与地之间，该串联电路的连接点连接到所述三端可调分流基准源的参考端，所述三端可调分流基准源的阴极连接到所述第三稳压二极管的阴极，所述第三稳压二极管的阳极为所述电压检测电路的输出端。

作为本发明的一种实施方式，所述电压检测电路包括第三分压电阻、第四分压电阻、第二调节电阻、第四稳压二极管、电压比较器、第四电阻和第一二极管；所述第三分压电阻和第四分压电阻相串联，该串联电路的一端为为所述电压检测电路的输入端，另一端通过第四分压电阻接地，该串联电路的连接点连接到所述电压比较器的同相输入端，第二调节电阻连接在第四稳压二极管的阴极和所述供电电路的输出端之间，第四稳压二极管的阳极接地，第四稳压二极管的阴极连接到所述电压比较器的反相输入端，所述电压比较器的输出端与所述第一二极管的阳极相连接，所述第四电阻连接在所述电压比较器的反相输入端和所述第一二极管的阴极之间，所述第一二极管的阴极为所述电压检测电路的输出端。

作为本发明的一种实施方式，所述供电电路包括限流电阻、场效应管、第二二极管、电容、启动电阻和第五稳压二极管；所述限流电阻和启动电阻的一端相连接，该连接点为所述供电电路的输入端，限流电阻的另一端连接到所述场效应管的漏极，启动电阻的另一端连接到所述场效应管的栅极，所述第五稳压二极管的阴极连接场效应管的栅极，阳极接地，所述第二二极管的阳极连接场效应管的源极，阴极通过所述电容接地，所述场效应管的栅极为所述供电电路的控制端，所述第二二极管的阴极为所述供电电路的输出端。

作为本发明的一种实施方式，所述的供电关断电路采用三极管或第二场效应管实现。

与现有技术相比，本发明的宽输入电压电源变换器具有以下有益效果：

(1)本发明具有高产品可靠性，同时在低电压输入时拥有更快的响应速度。

与现有技术中通过辅助供电或将IC的驱动信号转化为直流信号去驱动关断电路，而会因变换器的输出异常情况而变得不可靠不同，本发明的电压检测电路采用独立于BOOST升压电路和DC/DC变换器电路工作的电压监控方式，将供电关断电路和供电电路关联起来，通过电压检测电路进行监测，并配合供电关断电路的方式使得供电电路可靠性方面有了进一步的提升。通过合理选取供电电路的损耗值，保证其在设定的检测电压点内损耗在一安全范围内即可。由于电压检测电路独立于BOOST升压电路和DC/DC变换器电路，其功能不会受到负载短路、输入过压或输出过压的影响，从而提高了供电电路的可靠性。同时，这种方法能解决电源变换器启动时间过长的问题，电源变换器启动后则可直接由辅助绕组进行供电。

(2)由于供电电路依靠电压检测电路推动供电关断电路进行关断动作，且供电电路检测BOOST升压电路的输出电压幅值，所以经由BOOST升压电路的升压，在直流输入电压处于低压区时，BOOST升压电路同样能通过电压检测电路为供电关断电路提供足够的驱动电压，对供电电路进行关断，这种实施方式有利于提高变换器的工作效率。

(3)本发明具有超宽电压输入范围，同时其输出功率更大，效率更高。

与现有技术中的BOOST升压电路在全输入电压范围内均对输入电压进行升压不同，本发明通过BOOST控制电路对BOOST升压电路输出信号的检测，BOOST控制电路再依据所得的检测结果输出驱动信号去驱动BOOST升压电路工作，从而形成了BOOST控制电路对BOOST升压电路的闭环控制，而BOOST升压电路得输出电压Vo和输入电压Vin之间具有

的关系，其中D为BOOST控制电路输出的驱动信号的占空比，BOOST控制电路通过改变自身输出的驱动信号的占空比，驱动BOOST升压电路将低于设定电压值的直流输入电压升压为设定电压输出，而当直流输入信号高于设定电压值时，占空比D降为零，驱动BOOST升压电路将设定电压值以上的直流输入电压直接输出。

因此，从整个产品来看，电源变换器的输入电压的变化范围即为BOOST升压电路的输入电压范围，而DC/DC变换器电路的输入电压范围则只在设定电压到最大输入电压之间，DC/DC变换器电路的输入电压范围相较于电源变换器的输入电压范围变窄了，而行业中公知的，DC/DC变换器电路的输入电压范围较窄，则对其的设计要求、难度也会有所降低，这将有利于电源变压器的设计。同样的，采用行业中所能设计的电压输入范围最宽的DC/DC变换器电路，采用本发明后，本发明的电源变换器的电压输入范围变得更宽，而且并不增加DC/DC变换器电路的设计难度。

另外，由于BOOST升压电路为非隔离电路，其工作效率可达94％以上，当合理选取DC/DC变换器电路，本发明的电源变换器将不会因直流输入电压处于低压输入而降低输出功率和效率，它可以轻易实现超宽输入电压变换器的各种性能，整个变换器在全输入电压范围内的效率曲线将变得平整。

附图说明

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明：

图1为现有技术中电源变换器的电路原理框图；

图2为本发明实施例一的原理框图；

图3为本发明实施例一的电路原理框图；

图4为本发明实施例二的原理框图；

图5为本发明实施例三的原理框图；

图6为本发明中电压检测电路3、供电关断电路4和供电电路5优选实施方式的具体电路原理图；

图7为本发明中电压检测电路3、供电关断电路4和供电电路5第二种连接方式电路原理图；

图8为本发明中电压检测电路3、供电关断电路4和供电电路5第三种连接方式电路原理图；

图9为本发明中电压检测电路3有源方式的具体电路原理图。

具体实施方式

实施例一

如图2所示，本实施例一的宽输入电压电源变换器，包括BOOST升压电路1、DC/DC变换器电路2、控制所述BOOST升压电路1工作的BOOST控制电路6、设置有供电关断基准电压的电压检测电路3、供电关断电路4和供电电路5；直流输入电压经BOOST升压电路1输入DC/DC变换器电路2，直流输入电压通过供电电路5为BOOST控制电路6供电，BOOST控制电路6检测BOOST升压电路1的输出信号，并基于BOOST升压电路1的输出信号输出驱动信号到BOOST升压电路1的控制端，驱动BOOST升压电路1将低于设定电压值的直流输入电压升压为设定电压，并提供给DC/DC变换器电路2，将设定电压值以上的直流输入电压直接提供给DC/DC变换器电路2；电压检测电路3检测电源变换器上的电压信号，并基于电压信号与供电关断基准电压的比较，输出逻辑电平到供电关断电路4的控制端，控制供电关断电路4关断供电电路5或不动作。其中电压检测电路3的输入端接入BOOST升压电路1的输出端，电压检测电路3检测BOOST升压电路1的输出电压，并基于该BOOST升压电路1的输出电压与供电关断基准电压的比较输出逻辑电平。

设计DC/DC变换器电路2时，其输入电压范围设计在设定电压到额定最大输入电压之间，即该设定电压值可根据DC/DC变换器电路2的最低输入电压的需求选取。

如背景技术中所述，在窄输入范围的变换器设计中，关断供电电路5的方法是通过辅助供电或将IC的驱动信号转化为直流信号去驱动IC关断电路5执行动作的，但当变换器的输出异常情况，例如短路、输出过压等状况，辅助绕组和驱动信号将不再有足够的电压去驱动IC关断电路进行动作，这种情况对供电电路而言是极其危险的，特别是在变换器高压输入时极易使得供电电路烧坏，上述宽输入电压电源变换器通过电压检测电路的方式避免此种情况的发生。通过电压检测电路3，采用独立于BOOST升压电路1和DC/DC变换器电路2工作的电压监控方式，将IC关断电路4和供电电路5关联起来，通过电压检测电路进行监测，并配合IC关断电路4的方式使得供电电路5可靠性方面有了进一步的提升。通过合理选取供电电路5的损耗值，保证其在设定的检测电压点内损耗在一安全范围内即可。由于电压检测电路3独立于BOOST升压电路1和DC/DC变换器电路2，其功能不会受到负载短路、输入过压或输出过压的影响，从而提高了供电电路5的可靠性。同时，这种方法能解决电源变换器启动时间过长的问题，电源变换器启动后则可直接由辅助绕组进行供电。

其中，上述BOOST升压电路1、DC/DC变换器电路2和BOOST控制电路6均可采用现有技术中的电路结构，本实施例选取以下优选电路组成方式做出说明：

如图3所示，上述BOOST升压电路1包括滤波电容C1、滤波电容C2、电感L1、二极管D4、场效应管Q3和电流采样电阻R4。滤波电容C1的两端分别连接电源输入端和电源参考地，直流输入电压从电源输入端接入电路；电感L1的一端连接电源输入端，另一端接二极管D4的阳极；滤波电容C2的一端接二极管D4的阴极，另一端接电源参考地；场效应管Q3的栅极接入BOOST控制电路6，漏极接入二极管D4的阳极和电感L1之间，源极接电流采样电阻R4的一端，电流采样电阻R4的另一端接电源参考地。

上述DC/DC变换器电路2采用常规的电路结构，包括变压器T1、场效应管Q4、整流二极管D5、输出滤波电容C3和DC/DC控制电路；变压器T1的原边一端接入BOOST升压电路1，另一端接场效应管Q4的漏极；场效应管Q4的栅极接DC/DC控制电路，源极接电源输入端参考地；整流二极管D5的阳极接变压器T1副边的一端，阴极接变换器电路输出端；滤波电容C3的两端分别接输出端Vout，DC/DC控制电路可采用现有技术中由PWM控制IC搭建的控制电路。

在本发明中，对BOOST控制电路6没有特殊的要求；可以是市面上任意一款BOOST控制IC搭建而成的基本电路，包括以BOOST升压电路为架构的PFC电路。如图3所示BOOST控制电路6的供电端与IC供电电路5连接，BOOST控制电路6的PWM输出端DV1与场效应管的栅极连接，BOOST升压电路1的电流信号IS接入BOOST控制电路6中控制IC的电流检测端，BOOST升压电路1的输出电压VS1直接接入BOOST控制电路6中的电压采样电路中。当供电电路5为BOOST控制电路提供足够高的VCC电压后，电路启动，并通过PWM输出端DV1向场效应管Q3输出一个高电平信号，场效应管Q3导通。BOOST控制电路6通过R4的电流采样信号IS实现峰值电流控制，通过电压信号VS1实现输出电压闭环控制。几个工作周期后BOOST电路的输出电压将稳定在设定值。

如图6所示，电压检测电路3包括调节电阻R3和稳压二极管D3；调节电阻R3的一端为电压检测电路3的输入端，另一端连接到稳压二极管D3的阴极，稳压二极管D3的阳极为电压检测电路3的输出端，上述供电关断基准电压由调节电阻R3设置。

供电电路5包括电阻R1、电阻R2，场效应管Q1，稳压二极管D1，二极管D2，电解电容C4。电阻R1的其中一端作为供电电路5的输入端与BOOST升压电路的电压输入端Vin的正端相连接，另一端与场效应管Q1的漏极相连接。场效应管Q1的栅极与稳压二极管D2的阴极连接，源极则与二极管D1的阳极相连。电容C4一般选用电解电容，其正极性端子与二极管D1的阴极连接，负极性端子直接接入公共参考地。电阻R2为场效应管Q1的启动电阻，一端连接电压输入端Vin的正极，另一端连接于场效应管Q1的栅极。二极管D2为稳压二极管，对场效应管Q1的栅极起电压钳位的作用，其阴极连接于场效应管Q1场效应管的栅极，阳极与公共参考地相连。

IC关断电路4包括NPN三极管Q2，三极管Q2的基极作为供电关断电路的输入端与稳压二极管D3的阳极相连接。三极管Q2的集电极与供电电路5中二极管D2的阴极相连接，发射极接入公共参考地。

当输入端Vin加入一电压后，电流通过启动电阻R2向场效应管Q1的栅极充电，当场效应管Q1的栅极电势达到一开通电压时，场效应管Q1导通，此时输入电压Vin通过电阻R1、场效应管Q1二极管D1向电容C4充电，同时向控制IC提供能量。在这一过程中稳压二极D2起到电压钳位作用，防止场效应管Q1的栅-源极之间过压。BOOST控制IC通电后电路开始工作，当检测点电压幅值达到电压检测电路3设定的供电关断基准电压时，稳压二极D3发生电压击穿，与此同时三极管Q2基极发生导通，经三极管Q2的饱和导通后，场效应管Q1的栅极电势下降到接近于零，场效应管Q1被关断，供电电路5断开。此种方法可以确保变换器在极宽的输入电压范围内具有极的可靠性。同时应该明白的是利用本发明可以大大缩短变换器的开机响应时间。

本实施例一的工作原理如下：

当电压输入端Vin端加入一电压后，输入端电压首先启动供电电路5，使得输入电压给BOOST控制电路6中的控制IC供电，此时BOOST控制电路6开始工作，其输出端产生驱动信号D_V1控制场效应管Q3作出开关动作，直流输入电压通过BOOST升压电路1斩波后输出电压开始上升；同时，BOOST控制电路6通过来自BOOST升压电路1的电流检测信号Is和输出电压检测信号Vs1形成闭环控制，经过若干个工作周期后BOOST升压电路1的输出电压达到电压检测电路3设置的供电关断基准电压，则电压检测电路3通过供电关断电路4关断供电电路5，其中，该供电关断基准电压可以低于、等于或高于BOOST升压电路1输出的最小电压，即根据DC/DC变换器电路输入最低额定电压需求选取的设定电压值。假设电压检测电路3的供电关断基准电压低于BOOST升压电路1的最小输出电压，BOOST升压电路1在启动过程中输出电压达到电压检测电路3设定的供电关断基准电压时，电压检测电路3的输出端则产生一个高电平驱动供电关断电路4对供电电路5进行切断的操作，此后BOOST升压电路1的供电主要由储能电容和辅助绕组供给，而BOOST升压电路1的输出电压幅值达到DC/DC变换器电路2的最小输入电压要求后，DC/DC变换器电路2开始工作，并完成相应的输出电压转换。

当直流输入电压在最低电压到设定电压值间变化时，根据上述BOOST升压电路1的工作原理可知，输入电压上升时驱动占空比开始减小，当直流输入电压等于设定电压值后，驱动占空比降为零，在此段输入电压区间内DC/DC变换器电路2的输入电压不变，恒定为设定电压值；当直流输入电压高于设定电压值后，BOOST升压电路1直通，输入电压通过电感L1、二极管D4、电容C2后直接接入DC/DC变换器电路2的输入端，此时单独由DC/DC变换器电路2完成高输入电压阶段的电压变换，在这一个输入电压区间供电电路5一直保持着关断的状态，由于供电电路5的关断只与BOOST升压电路1的输出电压有关连，因此可最大程度地保障整个电路安全。

如此，通过第一级的BOOST升压电路1将低输入电压区域的输入电压上升到一个合适的值，即设定电压值，从而缩小了第二级的DC/DC变换器电路2的输入电压变化范围，同时通过关联BOOST升压电路1输出电压的方式切断供电电路5可以确保电路的安全，通过本发明可轻易地实现20∶1或更宽输入电压的开关电源设备。

另外，由于供电电路5依靠电压检测电路3推动IC关断电路4进行关断动作，且供电电路5检测BOOST升压电路1的输出电压幅值，所以经由BOOST升压电路1的升压，在直流输入电压处于低压区时，BOOST升压电路1同样能通过电压检测电路3为IC关断电路4提供足够的驱动电压，对供电电路5进行关断，这种实施方式有利于提高变换器的工作效率。

实施例二

如图4所示，本实施例二与实施例一的宽输入电压电源变换器的电路组成基本相同，它们的区别在于电压检测电路3的输入端接入BOOST升压电路1的输入端，电压检测电路3检测直流输入电压，并基于直流输入电压与供电关断基准电压的比较输出逻辑电平。

实施例三

如图5所示，本实施例三与实施例一的宽输入电压电源变换器的电路组成基本相同，它们的区别在于电压检测电路3的输入端接入DC/DC变换器电路2中DC/DC控制电路的供电端，电压检测电路3检测DC/DC控制电路的供电电压，并基于该DC/DC控制电路的供电电压与供电关断基准电压的比较输出逻辑电平。

图7和图8是本发明中电压检测电路3、供电关断电路4、供电电路5的另外两种电路形式。

如图7所示，本发明中电压检测电路3一种变形，供电关断电路4与供电电路5保持不变，电压检测电路3则由分压电阻R9、分压电阻R10、电阻R11，型号为TL431的三端可调分流基准源D9和稳压二极管D8组成。电阻R9一端为检测电路的输入端，另一端与三端可调分流基准源D9的阴极相连，三端可调分流基准源D9的阳极作为电压检测电路的输出端与供电关断电路4的输入端相连，参考端与分压电阻R11、分压电阻R10的分压点相连。稳压二极管D8的阴极与三端可调分流基准源D9的阴极相连，阳极接地。

当输入电压升高到设定值时三端可调分流基准源D9通过检测分压电阻R11、分压电阻R10上的采样电压驱动内端的的开关管导通。电压VS1通过调节电阻R9和三端可调分流基准源D9后促使三极管Q2导通。稳压二极管D8对三端可调分流基准源D9起到防过压的保护作用。通过三端可调分流基准源D9的方式可以实现高精度的输出电压检测，同时不影响实现电压检测电路3的功能。

如图8所示为电压检测电路3和供电关断电路4的另一种变形。其中电压检测电路3包括电阻R13、电阻R12和稳压二极管D10。电阻R13、电阻R12为一个串联的电压采样网络，电阻R13的一端作为电压检测电路3的输入端，电阻R12的一端与电阻R13串联，另一端接地。电阻R13与电阻R12的连接点作为电压检测电压3的输出端与供电关断电路4的输入端，既场效应管Q3的栅极相连，稳压二极管D10对场效应管Q3的栅极起保护作用，场效应管Q3的漏极接入供电电路5的输出端，源极接地。此电路的原理与图6中的描述基本相同，此处不在讲述。

以上的实施例中电压检测电路3是无源的电路结构方式，出此之外，还可以是有源供电的方式。例如图9所示电路，包括电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8，稳压管D6，二极管D7，电压比较器U1；电阻R5、电阻R6两电阻串联，通过分压的方式将检测电压Vs1取样后传送到电压比较器U1的同相输入端，电压比较器U1的反相输入端通过一个稳压管D6和电阻R7串联的方式将VCC端的输入电压形成一个比对压，当直流输入电压上升使得同相输入端的电势大于反相输入端的电势时，电压比较器U1驱动端输出一个高电平信号通过一个二极管D7作用于供电关断电路4，其同样可达到图3所示电压检测电路3实现的效果。

本发明的实施方式不限于此，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的等效修改、替换或变更，均可实现本发明目的。

Claims (10)

1.一种宽输入电压电源变换器，包括BOOST升压电路(1)、DC/DC变换器电路(2)和控制所述BOOST升压电路(1)工作的BOOST控制电路(6)，直流输入电压经所述BOOST升压电路(1)输入DC/DC变换器电路(2)，其特征在于：所述的电源变换器还包括设置有供电关断基准电压的电压检测电路(3)、供电关断电路(4)和供电电路(5)；直流输入电压通过供电电路(5)为所述BOOST控制电路(6)供电，所述电压检测电路(3)检测所述的电源变换器上的电压信号，并基于所述电压信号与所述供电关断基准电压的比较，输出逻辑电平到所述供电关断电路(4)的控制端，控制所述供电关断电路(4)关断所述供电电路(5)或不动作。

2.根据权利要求1所述的宽输入电压电源变换器，其特征在于：所述电压检测电路(3)的输入端接入所述BOOST升压电路(1)的输出端，所述电压检测电路(3)检测所述Boost升压电路(1)的输出电压，并基于所述BOOST升压电路(1)的输出电压与供电关断基准电压的比较输出所述逻辑电平。

3.根据权利要求1所述的宽输入电压电源变换器，其特征在于：所述电压检测电路(3)的输入端接入所述BOOST升压电路(1)的输入端，所述电压检测电路(3)检测所述直流输入电压，并基于所述直流输入电压与供电关断基准电压的比较输出所述逻辑电平。

4.根据权利要求1所述的宽输入电压电源变换器，其特征在于：所述电压检测电路(3)的输入端接入所述DC/DC变换器电路(2)中DC/DC控制电路的供电端，所述电压检测电路(3)检测所述DC/DC控制电路的供电电压，并基于所述DC/DC控制电路的供电电压与供电关断基准电压的比较输出所述逻辑电平。

5.根据权利要求1至4任意一项所述的宽输入电压电源变换器，其特征在于：所述电压检测电路(3)包括第一调节电阻(R3)和第一稳压二极管(D3)；所述第一调节电阻(R3)的一端为所述电压检测电路(3)的输入端，另一端连接到所述第一稳压二极管(D3)的阴极，所述第一稳压二极管(D3)的阳极为所述电压检测电路(3)的输出端。

6.根据权利要求1至4任意一项所述的宽输入电压电源变换器，其特征在于：所述电压检测电路(3)包括第一分压电阻(R12)、第二分压电阻(R13)和第二稳压二极管(D10)；所述第二分压电阻(R13)一端为所述电压检测电路(3)的输入端，另一端一路通过所述第一分压电阻(R12)接地，另一路连接到所述第二稳压二极管(D10)的阴极，所述第二稳压二极管(D10)的阳极接地，所述第一分压电阻(R12)和第二分压电阻(R13)的连接点为所述电压检测电路(3)的输出端。

7.根据权利要求1至4任意一项所述的宽输入电压电源变换器，其特征在于：所述电压检测电路(3)包括第一电阻(R9)、第二电阻(R10)、第三电阻(R11)、第三稳压二极管(D8)和三端可调分流基准源(D9)；所述第一电阻(R9)的一端为所述电压检测电路(3)的输入端，另一端连接到所述第三稳压二极管(D8)的阴极，所述第三稳压二极管(D8)的阳极接地，所述第一电阻(R9)和第二电阻(R10)相串联，该串联电路连接在电压检测电路(3)的输入端与地之间，该串联电路的连接点连接到所述三端可调分流基准源(D9)的参考端，所述三端可调分流基准源(D9)的阴极连接到所述第三稳压二极管(D8)的阴极，所述第三稳压二极管(D8)的阳极为所述电压检测电路(3)的输出端。

8.根据权利要求1至4任意一项所述的宽输入电压电源变换器，其特征在于：所述电压检测电路(3)包括第三分压电阻(R5)、第四分压电阻(R6)、第二调节电阻(R7)、第四稳压二极管(D6)、电压比较器(U1)、第四电阻(R8)和第一二极管(D7)；所述第三分压电阻(R5)和第四分压电阻(R6)相串联，该串联电路的一端为为所述电压检测电路(3)的输入端，另一端通过第四分压电阻(R6)接地，该串联电路的连接点连接到所述电压比较器(U1)的同相输入端，第二调节电阻(R7)连接在第四稳压二极管(D6)的阴极和所述供电电路(5)的输出端之间，第四稳压二极管(D6)的阳极接地，第四稳压二极管(D6)的阴极连接到所述电压比较器(U1)的反相输入端，所述电压比较器(U1)的输出端与所述第一二极管(D7)的阳极相连接，所述第四电阻(R8)连接在所述电压比较器(U1)的反相输入端和所述第一二极管(D7)的阴极之间，所述第一二极管(D7)的阴极为所述电压检测电路(3)的输出端。

9.根据权利要求1至4任意一项所述的宽输入电压电源变换器，其特征在于：所述供电电路(5)包括限流电阻(R1)、场效应管(Q1)、第二二极管(D1)、电容(C4)、启动电阻(R2)和第五稳压二极管(D2)；所述限流电阻(R1)和启动电阻(R2)的一端相连接，该连接点为所述供电电路(5)的输入端，限流电阻(R1)的另一端连接到所述场效应管(Q1)的漏极，启动电阻(R2)的另一端连接到所述场效应管(Q1)的栅极，所述第五稳压二极管(D2)的阴极连接场效应管(Q1)的栅极，阳极接地，所述第二二极管(D1)的阳极连接场效应管(Q1)的源极，阴极通过所述电容(C4)接地，所述场效应管(Q1)的栅极为所述供电电路(5)的控制端，所述第二二极管(D1)的阴极为所述供电电路(5)的输出端。

10.根据权利要求1至4任意一项所述的宽输入电压电源变换器，其特征在于：所述的供电关断电路(4)采用三极管(Q2)或第二场效应管(Q3)。

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