CN105743406B - 马达控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种马达控制器，所述马达控制器对开关磁阻马达(以下称为马达)进行控制，马达控制器包括逆变器、转矩运算部、磁通运算部以及开关控制部。开关控制部至少使用作为转矩指令值的参照转矩以及算出转矩，对逆变器进行控制。开关控制部包括最小磁通维持部。在马达的转速超过预先设定的速度的状态下，最小磁通维持部以使各相的算出相磁通为预先设定的最小值以上的方式对逆变器进行控制。

Description

马达控制器

技术领域

本发明涉及一种对开关磁阻马达进行控制的马达控制器。

背景技术

开关磁阻马达(以下称为“SRM”)因制造成本低廉且结构简单结实，因此受到关注。并且，由于稀土类元素的价格攀升，不需要稀土类的永磁铁的SRM受到关注。在SRM中，通过在电感变化的期间对定子绕组提供电流来获得转矩。

在SRM中，不管什么控制方式，由于磁通的变化幅度在高速旋转时变小，因此转矩减小。因此，作为抑制转矩减小的方法，例如在日本特开2003-189669号公报中公开了由连续电流模式(以下称为“CCM”)进行的控制。

在CCM中，在能量回归期间结束时，并在磁通以及电流回到O之前，对相绕组通电。相绕组因连续流入的电流引起的磁通而持续地交链。为了实现CCM，加大对相绕组进行励磁的电角度。由此，电流以及磁通的大小被提高而不会返回0。也就是说，在电流变为O之前产生下一个励磁。其结果是，即使在高速旋转时，磁通的变化幅度也被稳定地维持，从而能防止转矩减小。

然而，在上述的CCM中，为了加大进行励磁的电角度，需要准确地获取转子的旋转位置。如果已获取的转子的旋转位置与实际的旋转位置有偏差，则励磁开始的时机变得不恰当，因而无法流入理想的连续电流，从而马达的效率降低。

发明内容

本发明的目的是不依靠转子的旋转位置的检测精度，而在连续电流模式中对SRM进行恰当的控制。

本发明的例示性的一实施方式所涉及的马达控制器包括：逆变器、转矩运算部、磁通运算部以及开关控制部。

逆变器与三相集中卷绕的开关磁阻马达连接。转矩运算部基于来自逆变器的输出以及开关磁阻马达的转子角度，推定或测定在开关磁阻马达产生的转矩作为算出转矩。

磁通运算部基于来自逆变器的输出以及开关磁阻马达的转子角度，推定或测定在开关磁阻马达产生的各相的相磁通作为算出相磁通。

开关控制部至少使用作为转矩的指令值的参照转矩以及算出转矩，对逆变器进行控制。

开关控制部包括最小磁通维持部。在开关磁阻马达的转速超过预先设定的速度的状态下，最小磁通维持部以使各相的算出相磁通为预先设定的最小值以上的方式对逆变器进行控制。

根据本发明，能够在连续电流模式中对开关磁阻马达进行恰当的控制。

参照附图并通过以下对优选实施方式的详细说明，本发明的上述以及其他要素、特征、步骤、特点和优点会变得更加清楚。

附图说明

图1为示出马达控制器的结构的框图。

图2为SRM的示意图。

图3为示出逆变器的结构的图。

图4为示出开关控制部的结构的框图。

图5为用于说明磁通标记生成部的动作的图。

图6为将占空比控制的一个例子与磁滞控制进行对比示出的图。

图7为示出角度区域的图。

图8为示出在开关控制部追加的角度补偿部的图。

图9为示出最小磁通维持部的动作的图。

图10为示出开关控制部的其他例子的图。

图11为示出磁通相位角与K的关系的图。

图12为示出与磁通方向对应的各相的线圈位置的图。

具体实施方式

图1为示出马达控制器1的结构的框图。马达控制器1对SRM(开关磁阻马达)9进行控制。

图2为SRM9的示意图。SRM9包括转子91以及定子92。转子91被省略图示的轴承机构支承为能够相对于定子92以旋转轴线为中心旋转。转子91包括朝向定子92突出的多个突出部911。定子92包括朝向转子91突出的多个突出部921。换言之，SRM9包括双凸极结构。在定子92的各突出部921卷绕导线从而形成线圈922。SRM9的线圈922为三相集中卷绕。在转子91既没有设置线圈也没有设置永磁铁。通过在各相位绕组即线圈922的电感变化的期间提供切换电流来产生转矩。

如图1所示，马达控制器1包括逆变器11、转矩和磁通运算单元12以及开关控制部13。向转矩和磁通运算单元12输入SRM9的转子91的旋转位置即转子角度θr、以及从逆变器11输出的电流I的值。转矩和磁通运算单元12包括转矩运算部121和磁通运算部122。转矩运算部121基于来自逆变器11的输出以及转子角度θr，通过运算来推定或准确求取在SRM9产生的转矩。磁通运算部122基于来自逆变器11的输出以及转子角度θr，通过运算来推定或准确求取在SRM9内产生的各相的磁通。

以下，将由转矩和磁通运算单元12求取的转矩称作“算出转矩T”，将各相的磁通ψa、ψb、ψc称作“算出相磁通ψp”。也就是说，转矩运算部121推定或测定算出转矩T。磁通运算部122推定或测定算出相磁通ψp。开关控制部13基于从SRM9以及转矩和磁通运算单元12输入的值、以及作为转矩指令值的参照转矩T^*，对逆变器11中的开关进行控制。转矩运算部121基于来自逆变器11的输出以及转子角度θr，推定或测定在SRM9产生的转矩作为算出转矩T。磁通运算部122基于来自逆变器11的输出以及转子角度θr，推定或测定在SRM9内产生的各相的相磁通作为算出相磁通ψp。开关控制部13至少利用转矩指令值即参照转矩T^*以及算出转矩T，对制逆变器11进行控制。

图3为示出与SRM9连接的逆变器11的结构的图。逆变器与三相集中卷绕的SRM9连接。优选逆变器11为包括六个开关元件的三相非对称半桥逆变器。逆变器11包括分别与三个相的线圈922对应的三对开关元件112以及三对二极管113。也就是说，针对于一个相的线圈922设置一对开关元件112以及一对二极管113。上述的一个相的线圈922准确地说为该相的线圈组。

一对开关元件112中的一个开关元件112配置在直流电源114的正极与线圈922的一端之间。另一个开关元件112配置在直流电源114的负极与线圈922的另一端之间。以下，将正极侧的开关元件112称作“上游开关元件”。将负极侧的开关元件112称作“下游开关元件”。一对二极管113中的一个二极管113配置在电源114的正极与位于线圈992以及下游开关元件112之间的部位之间的位置，从而阻碍从正极向负极方向的电流。一对二极管113的中的另一个二极管113配置在电源114的负极与位于线圈922以及上游开关元件112之间的部位之间的位置，从而阻碍从正极向负极方向的电流。

图4为示出开关控制部13的与一个相对应的结构的图。开关控制部13包括反馈运算部21、前馈运算部22、强制励磁断开部231、加法器232、最小磁通维持部233以及占空比转换部234。反馈运算部21包括转矩差分器211、PI增益部212以及指令电压生成部213。前馈运算部22包括参照磁通算出部221、扇区编号获取部222、磁通标记生成部223以及指令电压生成部224。

首先对去掉了强制励磁断开部231、最小磁通维持部233以及前馈运算部22的功能的情况下的控制进行说明。向反馈运算部21的转矩差分器211输入指令转矩即参照转矩T^*和算出转矩T。转矩差分器211求取参照转矩T^*与算出转矩T的(带符号)差。在PI增益部212对差与PI增益进行乘法运算。来自PI增益部212的值被输入指令电压生成部213。

指令电压生成部213基于来自PI增益部212的值以及转子角度θr生成所对应的相的指令电压。转子角度θr为转子91的从预先设定的位置开始旋转的角度。实际上，转矩差分器211以及PI增益部212被设置成全相共用，而其他构成要素按相设置。指令电压经由强制励磁断开部231输入加法器232。

在不考虑强制励磁断开部231、最小磁通维持部233以及前馈运算部22的情况下，来自指令电压生成部213的表示(-100)％至(+100)％的指令电压的值在占空比转换部234被转换成开关信号。通过按照开关信号控制逆变器11来实现使算出转矩T与参照转矩T^*的差减小的反馈控制。即使在SRM中也能够通过反馈控制以及占空比控制实现转矩波动小的控制。并且，通过利用算出转矩T而不易受到每一个马达的制造误差的影响，实现适合量产的马达控制器。

接下来，对前馈控制进行说明。向前馈运算部22的参照磁通算出部221输入算出转矩T和SRM9的转速ωr。参照磁通算出部221包括参照磁通表228。参照磁通表228预先保存了与算出转矩T以及转速ωr对应的参照相磁通ψp^*。ψp^*表示三个参照相磁通ψa^*、ψb^*、ψc^*中的任意一个。参照磁通算出部221参照算出转矩T以及转速ωr，获取参照相磁通ψp^*。参照相磁通ψp^*被输入磁通标记生成部223。在参照磁通算出部221中，也可利用参照转矩T^*来代替算出转矩T。

转子角度θr从SRM9向扇区编号获取部222输入转子角度θr。扇区编号为表示范围的编号，该范围是将示出转子91的旋转位置的电角度分成六等分而形成的。以下将各范围称作“扇区”。各扇区开头的位置原则上为定子92的突出部921的中心位置，但是也可适当地调整。扇区编号以及算出相磁通ψp被输入到磁通标记生成部223。

图5为用于说明磁通标记生成部223的动作的图。表1示出在生成磁通标记时所采用的扇区命令。

【表1】

如表1所示，在各相中，对应扇区编号而设定“上升”、“保持”、“下降”。例如，在A相中，在扇区编号“4”的扇区设定上升。以下，将N设为1至6中的任意一个整数，将扇区编号“N”的扇区称作“扇区N”。在扇区5设定保持，在扇区6设定下降。在扇区1至3不设定扇区命令。同样地，在B相中，在扇区6设定上升、在扇区1设定保持、在扇区2设定下降。在其他的扇区不设定扇区命令。在C相中，在扇区2设定上升，在扇区3设定保持，在扇区4设定下降。在其他扇区不设定扇区命令。

在图5中，示出算出相磁通的线95a与表1的A相对应。以下，将表示线的符号付与算出相磁通进行说明。算出相磁通95b与B相对应。算出相磁通95c与C相对应。表示算出相转矩的线96a与A相对应。以下，将表示线的符号付与算出相转矩。算出相转矩96b与B相对应。算出相转矩96c与C相对应。通过符号971所示的直线表示由参照磁通算出部221求取的参照相磁通。

表2为用于说明指令电压生成部224的动作的表。在指令电压生成部224中，预先将指令电压作为表或函数进行准备，该指令电压示出基于参照转矩T^*、转速ωr以及转子角度θr而应输出的指令值。此外，也可使用作为指令速度的参照转速ωr^*来代替转速ωr。磁通标记生成部223输出在初始状态下示出“1”的磁通标记。在这种状态下，磁通标记生成部223参照表或函数，对SRM9实施一相励磁。具体地说，扇区命令只在处于保持以及下降的相进行励磁。在上升时，对逆变器11的二极管施加反向电压，不进行励磁。

【表2】

更为具体的说，在上升时，图2的上游以及下游的开关元件112呈断开，原则上电流不流向线圈922。在保持时，根据示出相当于上升的(+100)％的占空比的指令电压上游以及下游的开关元件112呈接通，从而电流以及转矩上升。即进行励磁的提升。之后，在下游的开关元件12呈接通的状态下，能够根据指令电压所示的正的占空比，切换上游的开关元件112的接通与断开，从而切换施加电压与续流，以维持电流以及转矩。即维持励磁。例如，在占空比为(+40)％的情况下，上游的开关元件112的接通时间比例为40％。

在下降时，在上游的开关元件112呈断开的状态下，根据从100％减去指令电压所示的负占空比的绝对值所得的值，切换下游的开关元件112的接通与断开，从而切换续流与再生。例如，在占空比为(-40)％的情况下，下游的开关元件112的接通时间的比例为60％。由此，电流以及转矩减少到0，从而励磁下降。在指令电压示出(-100)％的情况下，上游以及下游的开关元件112呈断开，从而励磁急速下降。

另一方面，例如，在图4的结构是与A相对应的情况下，在扇区4中，磁通标记生成部223监控为下降的C相。在参照转矩的值增加的情况下，如果C相的算出相磁通95c在符号972所示的时刻超过参照相磁通，则磁通标记生成部223将磁通标记变更为“0”。已变更为“0”的磁通标记维持到扇区4结束。

在A相的指令电压生成部224中，如果输入磁通标记“0”，则在A相设定上升，因此A相的指令电压被设定为(+100)％，从而进行励磁的提升。在设定为下降的C相中，根据指令电压所示的占空比，使励磁下降。其结果如符号95c、95a、96c、96a所示的那样，在从时刻972开始一段时间内，进行C相和A相这两相励磁，从而实现充足的转矩的输出。在下一个扇区，与在A相中实施1相励磁的情况相同，维持励磁，进而在下一个扇区中同时进行A相的降低和B相的提升。

换言之，前馈运算部22取得如下运算结果：在一个相的算出相磁通超过参照相磁通时，开始下一个相的励磁，并使该一个相的励磁与下一个相的励磁部分重叠。同样地，在图5的时刻973，开始A相和B相这两相励磁。

在加法器232中，从指令电压生成部213经由强制励磁断开部231输入的指令电压与来自指令电压生成部224的指令电压相加。相加后的指令电压的下限限制在(-100)％，上限限制在(+100)％，从而为(-100)％到(+100)％这个范围的值。相加后的值经由最小磁通维持部233以及占空比转换部234输入逆变器11。由此，实现按照参照转矩T^*进行的反馈控制以及前馈控制。

另外，在只进行反馈控制的情况下，使用作为转矩指令值的参照转矩以及算出转矩来控制逆变器11。在兼用前馈控制的情况下，还使用作为相磁通指令值的参照相磁通以及算出相磁通来控制逆变器11。也可不进行反馈控制而只进行前馈控制。

接下来，对占空比转换部234进行说明。例如，在被直接转矩控制(DTC)所采用的迟滞控制中，在每一个采样期间切换逆变器11中的开关。针对于此，在马达控制器1中，占空比转换部234按照指令电压来决定一个采样期间中的接通时间。也就是说，开关控制部13采用反馈运算部21的运算结果和前馈运算部22的运算结果，或者采用这两个运算结果中的任意一个，获取脉冲的时间宽度。其结果是，对通过逆变器11施加于SRM9的电压的每一个采样期间的脉冲宽度进行变更。

图6为将占空比转换部234的上述占空比控制的一个例子与迟滞控制进行对比而示出的图。横轴表示重复的采样期间81即采样周期。在占空比转换部234中，根据需要针对于各相在一个采样期间81中切换接通与断开，且只有基于占空比的比率的时间为接通时间，从而对与各相对应的线圈922施加电压。断开期间，线圈922呈续流状态。在图6中，示出了占空比为正的情况下的接通与断开。占空比为负的情况下，利用一个采样期间81中的占空比的绝对值的比例进行再生。

针对于此，例如，在DTC的迟滞控制中，算出转矩和参照转矩被输入迟滞比较器，从而在一个采样期间中维持接通或者断开。其结果是，输出转矩相对于参照转矩大幅变动。当然，能够通过缩短采样期间来实现更合适的控制，但是如DTC那样进行大运算的情况下，采样期间的缩短会导致成本增加。并且，即使在进行了缩小迟滞宽度的设定的情况下，开关频度也会增加，也容易受到外来干扰的影响。

在马达控制器1的占空比控制中，由于根据需要在一个采样期间中切换接通与断开，从而实现使输出转矩更接近参照转矩的控制。并且，通过简化运算处理，削减马达控制器的制造成本。而且，转矩波动也被降低。其结果是实现适于量产的马达控制器。

接下来，对强制励磁断开部231的动作进行说明。图7为示出在定子92中将同相的突出部921之间分割成六等分而形成的区域的图。各区域原则上与上述的扇区一致，但由于在用途上有一些不同，因此以下表达为“角度区域”。转子91沿逆时针旋转，在图7中，从最靠下的突出部921开始沿逆时针标注编号“1”、“2”、“3”、“4”、“5”、“6”。以下，将N设为1至6中的任意一个整数，并将编号“N”的角度区域称作“角度区域N”。在图7中，示出了右半部分的角度区域，但在左半部分也存在沿逆时针的角度区域1至6。

表3为示出在只采用了包括迟滞控制的DTC或者反馈控制的情况下，角度区域与各相的转矩的关系的概要的图。将图7的最靠下以及最靠上的线圈922作为与A相对应的线圈。并且，以下将这些线圈922称作“监控线圈”。

【表3】

在SRM9中，如果向监控线圈922流入电流，则引力作用于转子91的突出部911与定子92的突出部921之间。A相的情况是，在角度区域4、5、6中，通过向监控线圈922流入电流，为正的相转矩作用于转子91。具体地说，在角度区域4中相转矩上升，在角度区域5中相转矩暂时超过目标值，在角度区域6中相转矩减小。

但是，由于无法在突出部911经过了角度区域6与角度区域1之间的边界后、即在经过了突出部921后，马上理想地使监控线圈922的励磁结束，因此在角度区域1中存在少许引力作用于突出部911与突出部921之间的情况。其结果是，在角度区域1中负的相转矩作用于转子91。当然，根据控制方式，还存在负的相转矩维持到角度区域2的顾虑。

在SRM9应输出的转矩为正时，即SRM9整体的算出转矩或参照转矩为正时，SRM9的效率因在各相中产生的负的相转矩而降低。因此，在SRM9的算出转矩或参照转矩为正时，强制励磁断开部231至少在角度区域1强制停止A相的电流。

当然，在角度区域2中也需要防止产生负的相转矩的情况下，强制励磁断开部231向加法器232输出指定电压，该指令电压在角度区域2中也强制停止A相的电流。

更为详细地说，向强制励磁断开部231输入转子角度θr，并根据从指令电压生成部213输入的值，将预先设定的指示(-100)％的占空比的负电压的指令电压输入到加法器232。

其结果是，电流在变为0后不会逆流而维持0，并在所希望的期间强制停止流向A相的电流。当然，上述说明为前馈控制未实质发挥作用的情况下的动作，在前馈控制发挥作用的情况下，不限定电流变为0。

同样地，在强制励磁断开部231与B相对应的情况下，强制励磁断开部231在角度区域3中或者在角度区域3以及4中，输出强制停止B相的电流的指令电压。在强制励磁断开部231与C相对应的情况下，强制励磁断开部231在角度区域5中或者角度区域5以及6中，输出强制停止C相的电流的指令电压。通过强制励磁断开部231来防止在各相产生负的相转矩，从而提高SRM9的效率。

在图7中，为了方便控制，而设定了六个角度区域，但角度区域的数量不限定为六。只要在有可能产生负的相转矩的角度强制停止励磁即可。优选完全防止产生负的相转矩，但不必一定完全防止。在各相中，强制励磁断开部231至少在电感从增加变为减少之后马上暂时停止励磁。

定子92的设有线圈922的突出部921的数量以及转子91的突出部911的数量不限定为图7所示的样子。在三相集中卷绕的情况下，一般来说，将n设为正整数，定子92的设有线圈922的突出部921的数量为3n，转子91的突出部911的数量为2n。在这种情况下，在各相中，从电感由增加变为减少的角度位置到下一个由增加变为减少的角度位置的范围被分为六个相等的角度区域。并且，优选至少在初始的一个角度区域中，强制励磁断开部231暂时停止励磁。如图7所示，在以定子92的突出部921为基准规定角度区域的编号的情况下，A相的初始角度区域为角度区域1，B相的初始角度区域为角度区域3，C相的初始角度区域为角度区域5。

强制励磁断开部231不必一定紧挨着反馈运算部21的后方设置。例如，强制励磁断开部231也可设置在加法器232与最小磁通维持部233之间。而且，还可在占空比转换部234之后设置改变开关信号本身的强制励磁断开部231。

即使在省略反馈运算部21，只进行前馈控制的情况下，也能通过利用两相励磁来实质地实现防止负的相转矩。因此，前馈运算部22实质上包括作为强制励磁断开部的功能。

图8为示出在开关控制部13追加了角度补偿部235的例子的图。如果SRM9的转速变大，则电流无法正常地上升，从而线圈922无法在理想的时机励磁。其结果是，在A相中，无法在磁通增加的表3的角度区域4获取充足的转矩。在B相中，磁通增加的角度区域对应角度区域6，在C相中，磁通增加的角度区域对应角度区域2。在各相中，在将从电感由增加变为减少的角度位置到下一个由增加变为减少的角度位置的范围分割成六个相等的角度区域的情况下，磁通增加的角度区域为第4个角度区域。

因此，在转速超过预先设定的值时，在各相中，角度补偿部235从第3个角度区域的中途开始使开关控制部13进行励磁。由此，容易确保高速旋转时的转矩。只要开始励磁的位置沿顺时针进行补偿即可，但为了使处理变得容易，角度补偿部235通过使整个六个角度区域沿顺时针即与转子91的旋转方向相反的方向变化，来从第3个角度区域的中途开始励磁。具体地说，角度补偿部235将动作时机的变化输入到指令电压生成部213以及强制励磁断开部231。由此，既加快了强制励磁断开部231的动作，也防止了高速旋转时的强制励磁断开动作的时机延迟。

接下来，对最小磁通维持部233的动作进行说明。向最小磁通维持部233输入SRM9的转速ωr。在SRM9中，通常在高速旋转时磁通的变化幅度变小，转矩减小。因此，最小磁通维持部233为了在高速旋转时维持磁通的最小值而改变指令电压。由此，在SRM9的转速ωr超过了预先设定的速度的状态下，以各相算出相磁通达到预先设定的最小值以上的方式对逆变器进行控制。也就是说，形成连续电流模式的控制。其结果是，维持高速旋转时的转矩。

预先设定了相磁通的最小值被维持在规定的值时的开关模式，并在最小磁通维持部233准备将转速ωr设为变量的CCM表。当然，也可利用将相磁通与最小值进行比较的比较器来进行维持最小相磁通的控制。

图9为示出最小磁通维持部233的动作的图。图9的下层例示了不进行最小磁通维持的情况下的相磁通的变化。图9的上层例示了进行最小磁通维持的情况下的相磁通的变化。在进行最小磁通维持的情况下，相磁通整体地底部上升，维持比0大的最小值。其结果是，能够维持磁通的变化幅度，并能够抑制或防止转矩减小。最小磁通维持部233实现由磁通控制进行的连续电流控制。由此，与以往的连续电流控制不同，不必准确地获取转子角度，从而不必依靠转子角度的检测精度来实现稳定的控制，该转子角度的检测精度基于霍尔元件等的组装误差等。

由于转速变得越大，SRM9的转矩的减少就变得越显著，因此优选SRM9的转速越大，在最小磁通维持部233中预先设定的相磁通的最小值就越大。由此高效地维持转矩。

在开关控制部13中，最小磁通维持部233设置在比强制励磁断开部231靠下游侧即逆变器11侧的位置。因此，即使在强制励磁断开部231以电流暂时为0的方式生成指令电压，也能够在最小磁通维持部233发挥作用的情况下，以使电流不变成0的方式修正指令电压。如此一来，在开关控制部13进行的各相的控制中，最小磁通维持部233的动作优先于强制励磁断开部231的动作。换言之，最小磁通维持部233允许各相的转矩暂时为负，从而维持高速旋转时的转矩。

图10为示出开关控制部13的其他例子的图。在图10的例子中，SRM9由DTC来控制。

开关控制部13包括转矩差分器311、转矩迟滞比较器312、磁通差分器321、磁通迟滞比较器322、参照磁通算出部323、开关模式选择部33、强制励磁断开部231、最小磁通维持部233以及角度补偿部235。

开关模式选择部33从预先准备的多个开关模式中选择适用于逆变器11的开关模式。转矩差分器311求取算出转矩T与参照转矩T^*的差，并向转矩迟滞比较器312输入。参照转矩T^*例如作为用于将转子91的转速设为目标速度的转矩，而通过省略图示的运算器求取。转矩迟滞比较器312在提供迟滞的同时向开关模式选择部33提供算出转矩T与参照转矩T^*的差的符号。

磁通差分器321求取算出磁通ψ与参照磁束ψ^*的差。算出磁通ψ为合成了三个相磁通ψp的磁通，并且既可通过磁通运算部122由相磁通ψp求取，也可另外设置合成相磁通ψp的运算部。参照磁束ψ^*通过参照磁通算出部323求取。参照磁通算出部323存储参照磁通表324。在参照磁通表324中，参照磁束ψ^*与算出转矩T以及转速ωr相关。参照磁通算出部323参照算出转矩T以及转速ωr来决定参照磁束ψ^*，并输入磁通差分器321。

算出磁通ψ与参照磁束ψ*的差被输入磁通迟滞比较器322。磁通迟滞比较器322提供规定的迟滞的同时，向开关模式选择部33提供算出磁通ψ与参照磁束ψ^*的差的符号。

转矩迟滞比较器312为双值迟滞比较器。在参照转矩T^*与算出转矩T的(带符号)差比规定的正的阈值大的情况下，转矩迟滞比较器312输出“1”，在参照转矩T^*与算出转矩T的(带符号)差比规定的负的阈值小的情况下,转矩迟滞比较器312输出“-1”。在差处于正的阈值与负的阈值之间的情况下，维持之前的状态,即维持输出“1”或“-1”。磁通迟滞比较器322也为双值迟滞比较器。在参照磁束ψ^*与算出磁通ψ的(带符号)差比规定的正的阈值大的情况下，磁通迟滞比较器322输出“1”，在参照磁束ψ^*与算出磁通ψ的(带符号)差比规定的负的阈值小的情况下，磁通迟滞比较器322输出“-1”。在差处于正的阈值与负的阈值之间的情况下，维持之前的状态,即维持输出“1”或“-1”。

从转矩迟滞比较器312以及磁通迟滞比较器322输出的值，即参照转矩T^*与算出转矩T的比较结果、以及参照磁束ψ^*与算出磁通ψ的比较结果被输入开关模式选择部33。另一方面，虽然在图1中省略了图示，但转矩和磁通运算单元12通过运算来推定或测定磁通相位角θp，并将磁通相位角θp输入开关模式选择部33。开关模式选择部33基于这些输入值，从多个开关模式331中选择一个开关模式，并输出表示该选择模式的信号。

表4示出用于选择开关模式的表。在表4的转矩T的栏中，“↑”示出从转矩迟滞比较器312向开关模式选择部33输入的值为“1”的情况。也就是说，示出在SRM9中磁通矢量沿逆时针旋转，从而使逆时针的转矩增大的情况。“↓”示出输入值为“-1”的情况，即示出在SRM9中磁通矢量沿顺时针旋转，从而使逆时针的转矩减小的情况。

【表4】

T	ψ	n
			↑	↓	K+2
↑	↑	K+1
			↓	↑	K-1
↓	↓	K-2

在磁通ψ的栏中，“↑”示出从磁通迟滞比较器322向开关模式选择部33输入的值为“1”的情况。也就是说，示出使在SRM9中产生的磁通增多的情况。“↓”示出输入值为“-1”的情况，即示出使磁通减少的情况。

在表4中，n为在逆变器11中设定的开关模式的编号。通过将示出磁通相位角θp的范围的值代入K来决定n。图11为示出磁通相位角θp与K的关系的图。R(1)所示的范围示出将1代入K的磁通相位角θp的范围。同样地，R(2)、R(3)、…、R(6)示出将2、3、…、6分别代入K的范围。另外，在(K+2)或(K+1)超过6的情况下，将从这些值减去6而得到的值设定为n。在(K-1)或(K-2)小于1的情况下，将对这些值加上6而得到的值设定为n。

图12为示出与图11所示的磁通方向a、b、c对应的各相的线圈922的位置的图。在图12中，从a’向a的方向与图11的从(a-)向(a+)的方向对应。从b’向b的方向与图11的从(b-)向(b+)的方向对应，从c’向c的方向与图11的从(c-)向(c+)的方向对应。

如果基于来自转矩迟滞比较器312以及磁通迟滞比较器322的值、磁通相位角θp以及表4决定n，则通过开关模式选择部33选择实现电压矢量Vn(La、Lb、Lc)的逆变器11的开关模式。La、Lb、Lc与三个相的线圈组对应。Vn(La、Lb、Lc)与图11所示的电压矢量V1(1，0-，-1)、V2(0+，1，-1)、…、V6(1，-1，0+)中的任意一个矢量电压对应，并根据n的值，对La、Lb、Lc设定“1”、“0”或“-1”。“1”表示对所对应的线圈组施加顺方向的电压，“-1”表示施加逆方向的电压，“0+”“0-”表示线圈组的两端为电源114的正极或负极的电位。

例如，从转矩迟滞比较器312输入的值为“1”，且从磁通迟滞比较器322输入的值为“-1”，且在磁通相位角θp处于范围R(1)内的情况下，将“1”代入K，且根据表4的最上一行将n设定为(K+2)即3。由此，为了使电压矢量为图11的V3(-1，1，0-)，而在逆变器11中设定对连接到线圈922的配线施加电压的开关模式。由于来自原点的磁通矢量被表示为电压矢量的积分，因此位于范围R(1)内的磁通矢量的终端朝向图11的V3的方向移动。其结果是转矩增加而磁通减少。

作为其他的例子,在从转矩迟滞比较器312输入的值为“-1”，且从磁通迟滞比较器322输入的值为“1”，且在磁通相位角θp处于范围R(3)内的情况下，将“3”代入K，且根据表4的第三行将n设定为(K-1)即2。由此，为了使电压矢量成为图11的V2(0+，1，-1)，而在逆变器11中选择对连接到线圈922的配线施加电压的开关模式。位于范围R(3)的磁通矢量的终端朝向图11中的V2的方向移动，从而转矩减小而磁通增加。

如上述那样，通过在开关模式选择部33选择逆变器11的开关模式，来控制转矩以及磁通，并以算出转矩T以及算出磁通ψ趋近于参照转矩T^*以及参照磁束ψ^*的方式进行SRM9的控制。例如，在参照磁通算出部323中，以磁通矢量的末端的轨迹即磁通轨迹画圆的方式求取参照磁束ψ^*。在强制励磁断开部231发挥作用时，实际的磁通轨迹变为非圆形。当然，在参照磁通算出部323设定的磁通轨迹不限定于圆形。

在图10的开关控制部13中，强制励磁断开部231和最小磁通维持部233依次连接于开关模式选择部33。最小磁通维持部233与逆变器11连接。在图10中，强制励磁断开部231以及最小磁通维持部233三相汇总用一个框图表示。强制励磁断开部231以及最小磁通维持部233的功能除了对来自开关模式选择部33的信号加以修正这一点之外，与参照图4说明的功能相同。

也就是说，在SRM9的算出转矩或参照转矩为正时，在各相中，强制励磁断开部231至少在电感从增加变为减少之后马上暂时停止励磁。在SRM9的转速超过预先设定的速度的状态下，最小磁通维持部233以各相的算出相磁通为预先设定的最小值以上的方式对逆变器11进行控制。在各相的控制中，最小磁通维持部233的动作优先于强制励磁断开部231的动作。

并且，角度补偿部235与开关模式选择部33以及强制励磁断开部231连接。与参照图8进行的说明相同地，在转速超过预先设定的值时，在各相中，通过角度补偿部235从上述的第3角度区域的中途开始由开关控制部13进行的励磁。

参照图4进行的有关强制励磁断开部231、最小磁通维持部233以及角度补偿部235的说明完全适用于图10的开关控制部13。

上述马达控制器1可以进行各种变形。

例如，强制励磁断开部231或最小磁通维持部233也可在其他控制方式的情况下采用。

在上述实施方式中，以定子92为基准设定了六个扇区以及角度区域，但也可以转子91的突出部911为基准设置扇区以及角度区域，并基于这些扇区以及角度区域来进行控制。在突出部911的数量为四的情况下，六个扇区以及六个角度区域为将90度六等分所获得的范围。

在马达控制器1中，优选使用在上述实施方式中所示的逆变器11，但也可使用包括其他结构的逆变器。

也可以对DTC的细节部分进行适当地变形。例如，转矩迟滞比较器312的输出也可为三个值。

所述优选实施方式以及变形例的特征只要不产生矛盾即可进行适当组合。

以上对本发明的优选实施方式进行了说明，但应当理解，对本领域技术人员而言，不超出本发明的范围和精神的变形和变更是明显的。因此，本发明的范围由权利要求书唯一地确定。

本发明能够用于各种用途的开关磁阻马达的控制。

Claims (2)

1.一种马达控制器，所述马达控制器对开关磁阻马达进行控制，该开关磁阻马达包括转子以及定子，所述转子包括朝向所述定子突出的多个第一突出部，所述定子包括朝向所述转子突出的多个第二突出部，由此，所述开关磁阻马达具有双凸极结构，其中，所述马达控制器包括：

逆变器，所述逆变器与三相集中卷绕的开关磁阻马达连接；

转矩运算部，所述转矩运算部基于来自所述逆变器的输出以及所述开关磁阻马达的转子角度，推定或测定在所述开关磁阻马达产生的转矩作为算出转矩；

磁通运算部，所述磁通运算部基于来自所述逆变器的输出以及所述开关磁阻马达的转子角度，推定或测定在所述开关磁阻马达产生的各相的相磁通作为算出相磁通；以及

开关控制部，所述开关控制部至少使用作为转矩指令值的参照转矩以及所述算出转矩，对所述逆变器进行控制，

所述开关控制部包括最小磁通维持部，

在所述开关磁阻马达的转速超过预先设定的速度的情况下，所述最小磁通维持部以使各相的算出相磁通为预先设定的最小值以上的方式对所述逆变器进行控制，

所述开关磁阻马达的转速越大，所述预先设定的最小值就越大。

2.根据权利要求1所述的马达控制器，其中，

所述开关控制部包括强制励磁断开部，

在所述开关磁阻马达的算出转矩或参照转矩为正时，在各相中，所述强制励磁断开部至少在电感从增加变为减少之后马上暂时停止励磁，

在各相的控制中，所述最小磁通维持部的动作优先于所述强制励磁断开部的动作。