CN105720983A - 用于时间交织模数转换***的误差估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于时间交织模数转换***的误差估计方法和装置，通过在多通道TIADC***中输入测试信号获得误差信号，然后对误差信号进行傅里叶变换得到其频谱幅值数据，在时间误差存在的情况下对各个子通道的增益误差与偏置误差进行估计，然后对增益误差与偏置误差进行校正，消除增益误差和偏置误差，最后对时间误差进行估计。本发明可以在线同时估计三种失配误差；当外界的环境改变时，无需调整滤波器***或者重新设计硬件电路，只需重新输入测试信号即可得到三种失配误差；对输入信号的频率没有限制；估计的三种失配误差精度高。

Description

用于时间交织模数转换***的误差估计方法和装置

技术领域

本发明涉及信号采样技术领域，特别是涉及一种用于时间交织模数转换***的误差估计方法和装置。

背景技术

随着集成电路技术的不断发展，数字化技术的推广，对模数转换器件ADC的采样速率以及采样精度的要求越来越高，不仅要求数据采集***有高的采样率，还要有高的采样精度。在实际的运用中，对实时采样速率以及采样精度有极高的依赖性。然而ADC的最大采样速率受限于它的分辨率，分辨率与采样速率之间是一对矛盾体，高采样速率要求较短的转换时间，而高分辨率则要求较长的转换时间。根据目前的IC设计(IntegratedCircuitDesign，集成电路设计)工艺，要实现更高速的采样速率，我们需要探索一种基于新结构和新方法的ADC。一种实现超高速采样的重要方法就是利用多通道时间交织模数转换***TIADC(Time-interleavedAnalog-to-DigitalConverter)。

如图1所示，TIADC是利用M片有着相同采样率f_s的单个ADC，采用并行的结构，每片ADC以相隔1/(M*f_s)的时间间隔进行采样，以达到采样率为M*f_s(总采样率f＝M*f_s)的效果。理论上，这种对于M通道的并行交替采样的ADC结构能够使得整个***采样率达到单个DAC的M倍。但是由于制造工艺本身固有的缺点，不可能使得每一片ADC完全一模一样，所以必然会使得各个通道ADC之间存在失配误差，从而严重降低了整个ADC***的信噪比。

主要的失配误差为时间误差(Time-skewerror)、增益误差(Gainerror)和偏置误差(offseterror)。偏置误差相当于一个加性的误差，它会引起频谱上单个通道采样率整数倍的频点上出现伪谱线。增益误差相当于一个乘性的误差，各个通道之间的增益误差可以引起采样信号的幅度调制。时间误差相对于采样周期来说是一个很小的量，但是它会导致信号存在较大的杂散分量，它会在频谱上导致原始信号频谱在单个通道采样率的整数倍频点上的一个频谱偏移。

国内外早期基于多通道时间交织ADC***的失配修正一般是利用对前端电路的修调，通过精心布局的线路来减少失配误差的影响。这种方法的缺点就是当随着时间的推移，温度的变化，电器元件的老化会使得电路的修正效果失效。为了克服这种前端修正的方法，可以利用后端处理的方法。

目前基于多通道时间交织ADC***的失配误差及其数字后端处理的修正算法是未来发展的关键。国内外的研究机构针对时间误差、增益误差和偏置误差的修正算法有很多，但是传统的修正算法都是时间误差、增益误差和偏置误差分开单独校正的，即使可以实现多个误差的同时校正，也需要输入多种频率的测试信号，用数据库的方式记录误差，或者需对***输入一个固定频率的测试信号，这类方法不仅需要额外的存储空间而且对输入的测试信号要求严格，所以研究一种同时对三种误差同时估计，对输入测试信号限制少的用于多通道时间交织ADC***的失配修正方法非常有实际意义。

发明内容

基于此，有必要针对上述问题，提供一种用于时间交织模数转换***的误差估计方法和装置，能够实现适配误差的同时估计并且对测试信号没有限制。

为了达到上述目的，本发明采取的技术方案如下：

一种用于时间交织模数转换***的误差估计方法，包括步骤：

在多通道时间交织模数转换***中输入测试信号，获取输出的误差信号；

将所述误差信号进行傅里叶变换，获得傅里叶变换后增益误差出现的第一频点和偏置误差出现的第二频点；

根据所述误差信号的傅里叶变换在第一频点的值，获得增益误差的傅里叶变换；根据所述误差信号的傅里叶变换在第二频点的值，获得偏置误差的傅里叶变换；

根据增益误差的傅里叶变换和偏置误差的傅里叶变换，获得各个子通道的增益误差和偏置误差；

根据原采样函数、增益误差和偏置误差得到各个子通道的新的采样函数；

将各个子通道的新的采样函数进行傅里叶变换，得到第一函数；

将各个子通道的新的采样函数合并后进行傅里叶变换，得到第二函数；

根据预设条件对所述第一函数和所述第二函数进行处理；

根据处理后的第一函数和第二函数，获得第一通道中没有混频的第三频点，以及与第三频点对应的通道；

根据第三频点和第三频点对应的通道，获得各个子通道的时间误差。

一种用于时间交织模数转换***的误差估计装置，包括：

误差信号获取模块，用于在多通道时间交织模数转换***中输入测试信号，获取输出的误差信号；

频点确定模块，用于将所述误差信号进行傅里叶变换，获得傅里叶变换后增益误差出现的第一频点和偏置误差出现的第二频点；

傅里叶变换模块，用于根据所述误差信号的傅里叶变换在第一频点的值，获得增益误差的傅里叶变换；根据所述误差信号的傅里叶变换在第二频点的值，获得偏置误差的傅里叶变换；

增益和偏置误差确定模块，用于根据增益误差的傅里叶变换和偏置误差的傅里叶变换，获得各个子通道的增益误差和偏置误差；

采样函数更新模块，用于根据原采样函数、增益误差和偏置误差得到各个子通道的新的采样函数；

第一函数确定模块，用于将各个子通道的新的采样函数进行傅里叶变换，得到第一函数；

第二函数确定模块，用于将各个子通道的新的采样函数合并后进行傅里叶变换，得到第二函数；

函数处理模块，用于根据预设条件对所述第一函数和所述第二函数进行处理；

频点和通道确定模块，用于根据处理后的第一函数和第二函数，获得第一通道中没有混频的第三频点，以及与第三频点对应的通道；

时间误差确定模块，用于根据第三频点和第三频点对应的通道，获得各个子通道的时间误差。

本发明用于时间交织模数转换***的误差估计方法和装置，通过在多通道TIADC***中输入测试信号获得误差信号，然后对误差信号进行傅里叶变换得到其频谱幅值数据，在时间误差存在的情况下对各个子通道的增益误差与偏置误差进行估计，然后对增益误差与偏置误差进行校正，消除增益误差和偏置误差，最后对时间误差进行估计。本发明可以在线同时估计三种失配误差；当外界的环境改变时，无需调整滤波器***或者重新设计硬件电路，只需重新输入测试信号即可得到三种失配误差；对输入信号的频率没有限制；估计的三种失配误差精度高。

附图说明

图1为多通道时间交织模数转换***实施例一的结构示意图；

图2为本发明用于时间交织模数转换***的误差估计方法实施例的流程示意图；

图3为多通道时间交织模数转换***实施例二的结构示意图；

图4为单个通道中三种失配误差示意图；

图5为输入信号与存在三种失配误差的输出信号(时域)的示意图；

图6为输入信号与存在三种失配误差的输出信号(频域)的示意图；

图7为本发明校正增益误差与偏置误差后的信号与误差信号(时域)的示意图；

图8为本发明输入信号与校正增益误差与偏置误差的校正后信号(频域)的示意图；

图9为本发明RMSE(dB)与时间误差的示意图；

图10为本发明RMSE(dB)与增益误差的示意图；

图11为本发明RMSE(dB)与偏置误差的示意图；

图12为本发明用于时间交织模数转换***的误差估计装置实施例的结构示意图；

图13为本发明函数处理模块实施例的结构示意图；

图14为本发明频点和通道确定模块实施例的结构示意图；

图15为本发明时间误差确定模块实施例的结构示意图。

具体实施方式

为更进一步阐述本发明所采取的技术手段及取得的效果，下面结合附图及较佳实施例，对本发明的技术方案，进行清楚和完整的描述。

如图1所示，一种用于时间交织模数转换***的误差估计方法，包括步骤：

S101、在多通道时间交织模数转换***中输入测试信号，获取输出的误差信号；

S102、将所述误差信号进行傅里叶变换，获得傅里叶变换后增益误差出现的第一频点和偏置误差出现的第二频点；

S103、根据所述误差信号的傅里叶变换在第一频点的值，获得增益误差的傅里叶变换；根据所述误差信号的傅里叶变换在第二频点的值，获得偏置误差的傅里叶变换；

S104、根据增益误差的傅里叶变换和偏置误差的傅里叶变换，获得各个子通道的增益误差和偏置误差；

S105、根据原采样函数、增益误差和偏置误差得到各个子通道的新的采样函数；

S106、将各个子通道的新的采样函数进行傅里叶变换，得到第一函数；

S107、将各个子通道的新的采样函数合并后进行傅里叶变换，得到第二函数；

S108、根据预设条件对所述第一函数和所述第二函数进行处理；

S109、根据处理后的第一函数和第二函数，获得第一通道中没有混频的第三频点，以及与第三频点对应的通道；

S110、根据第三频点和第三频点对应的通道，获得各个子通道的时间误差。

在步骤S101中，输入的测试信号可以为余弦信号Acos(2πf_int+θ)，其中A为余弦信号的幅值，f_in为频率，θ为初始相位，t为时间。输入的测试信号还可以为其它信号，例如正弦信号等。

当测试信号为余弦信号时，输出的误差信号为：

$e_i\left(t\right)=\[g_{i}Acos(2{\mathrm{\πf}}_{in}t+\mathrm{\θ})+a_i\]\×\underset{n=-\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\Σ}}\mathrm{\δ}(t-(n+\frac{i-1}{M})Ts+{\mathrm{\Δt}}_i)$

其中，e_i(t)为误差信号，g_i表示第i通道的增益误差，a_i表示第i通道的偏置误差，Δt_i表示第i通道的时间误差，M代表总的通道数，i＝(0，1.....M-1)，δ()代表狄拉克δ函数，Ts＝1/f_s，f_s代表每一个通道即单片ADC的采样频率，n表示范围，为模数转换中数字信号的表达方式。

需要说明的是，上述误差信号仅仅为了对测试信号为余弦信号的情况进行示例，并不对具体的误差信号做出限定，当测试信号为其它信号时，误差信号做相应的改变。后续公式的示意是在测试信号为余弦信号的基础上得到的，并不对具体的形式加以限定，后面不再一一说明。

在步骤S102中，对误差信号e_i(t)进行傅里叶变换，例如进行快速傅里叶变换FFT。需要说明的是，后续公式中仅对FFT进行了示意，但是并不对傅里叶变换的具体形式加以限定，后续不再一一说明。

在误差信号的傅里叶变换上选取增益误差和偏置误差出现的频点：

增益误差g_i在频域上出现在第一频点 $f_k^1=(k-1)\×f_s\±f_{in},k=\left(\mathrm{1.....}M\right).$ 偏置误差a_i在频域上出现在第二频点

在步骤S103中，利用误差函数e_i(t)的傅里叶变换在第一频点 和第二频点的值，分别获得：

增益误差g_i的傅里叶变换为：

$Y_g\[f_k^1\]={\mathrm{\Σ}}_{k=1}^M{g}_k\[Acos(2{\mathrm{\πf}}_{in}t+\mathrm{\θ})\]\×{\mathrm{\Σ}}_{n=-\mathrm{\∞}}^{+\mathrm{\∞}}\mathrm{\δ}(t-(n+\frac{i-1}{M})Ts+{\mathrm{\Δt}}_i)\×$ $e^{-i(2\mathrm{\π}/M)j(k-1)},i=(0,\mathrm{1.....}M-1),$ j为虚数单位；

偏置误差a_i的傅里叶变换为：

$Y_a\[f_k^2\]={\mathrm{\Σ}}_{k=1}^M{a}_k{e}^{-i(2\mathrm{\π}/M)j(k-1)},i=(0,\mathrm{1.....}M-1).$

在步骤S104中，根据以下公式估计各个子通道的增益误差和偏置误差：

增益误差 $\[g\]=2Ts/{\mathrm{Ae}}^{j\mathrm{\θ}}\×IFFT(Y_g\[f_k^1\]);$

偏置误差 $\[a\]=Ts\×IFFT(Y_a\[f_k^2\]).$

其中，IFFT为FFT的逆变换。

在步骤S105中，根据以下表达式得到各个子通道的新的采样函数：

${\stackrel{\‾}{y}}_{ADCi}=\frac{y_{ADCi}-a_i}{g_i}$

其中，i＝(0.....M-1)，a_i为偏置误差，g_i为增益误差，为各个子通道的新的采样函数，y_ADCi为原采样函数。

将原来的采样函数更新为新的采样函数，就可以消除各个子通道的增益误差和偏置误差。

在步骤S106中，对新的采样函数进行傅里叶变换，例如快速傅里叶变换，则第一函数 $Y_i=FFT\left({\stackrel{\‾}{y}}_{ADCi}\right),i=(\mathrm{0.....}M-1).$

在步骤S107中，将新的采样函数合并成函数再对函数进行快速傅里叶变换，则第二函数

在步骤S108中，在一个实施例中，根据预设条件对所述第一函数和所述第二函数进行处理的步骤可以包括：

将第一函数Y_i中小于ε×MAX(Y_i)的值设为0，其余值不变，其中ε为预设常数，例如ε可以设置为0.06等，Y_i为第一函数中各通道的函数，i＝(0.....M-1)，M为总的通道数，MAX为最大值；

将第二函数Y中小于ε×MAX(Y)的值设为0，其余值不变。

在步骤S109中，在一个实施例中，所述测试信号为余弦信号，根据处理后的第一函数和第二函数，获得第一通道中没有混频的第三频点，以及与第三频点对应的通道的步骤可以包括：

获取Y₀在(0，π)中使得幅值|Y₀(e^jω)|不为零的频点ω_k1，其中Y₀为处理后的第一函数中第一通道的函数，ω为角频率，e为自然指数，j为虚数单位；

从k＝1，...，M中选取使不为零的k，将选取的k作为k_p1，其中M为总的通道数，Y为处理后的第二函数；

获取Y₀在(π，2π)中使得幅值|Y₀(e^jω)|不为零的频点ω_k2；

从k＝1，...，M中选取使不为零的k，将选取的k作为k_p2。

寻找通道0中Y₀(即Y_i中i＝0)中没有混频的欠采样频点。由于Y₀为零散时间的傅里叶变换，周期为2π，所以分为(0，π)和(π，2π)两部分寻找Y₀中没有混频的欠采样频点。

搜索Y₀在(0，π)中使得幅值|Y₀(e^jω)|不会为零的频点ω_k1。由于输入函数为余弦信号，有且只有一个ω_k对应于使得Y的幅值函数

搜索Y₀在(π，2π)中的非混频的欠采样频点，其中寻找方法同理，此时Y的幅值函数变为同理找到欠采样频点ω_k2和对应的k_p2。

在步骤S110中，在一个实施例中，根据第三频点和第三频点对应的通道，获得各个子通道的时间误差的步骤可以包括：

根据ω_k1和k_p1，以及表达式：得到Δt₁，其中i＝(0.....M-1)，Y_i为处理后的第一函数中各通道的函数， ω_<2π>＝((ω+π)mod2π)-π，mod为求余运算，T＝1/f，f为总采样率，即f＝f_s×M；

根据ω_k2和k_p2，以及表达式：得到Δt₂；

根据Δt₁和Δt₂的平均值获得各个子通道的时间误差。

上述Δt₁和Δt₂的计算过程为：将ω_k1替换表达式中的ω_k，k_p1替换表达式中的K_p，得到Δt₁；将ω_k2替换表达式中的ω_k，k_p2替换表达式中的K_p，得到Δt₁。

为了更好的理解本发明的实施方式，下面结合一个M＝4通道的TIADC的具体实施例进行详细说明。

如图3所示，为本发明的多通道TIADC时间交织***示意图，输入信号输入M通道的TIADC，每条通道以相同的采样率但不同的采样时刻(相邻通道相差T时刻)对高速输入信号采样，最终合并出输出信号，以此实现高速采样的模数转化。

如图4所示，为各个子通道中的失配误差情况。由于现实中布线等原因会产生时间失配误差Δt_i，同时会产生加性的失配偏置误差a_i和乘性失配增益误差g_i。

输入测试信号为余弦函数Acos(2πf_int+θ)，设置A＝1，f为总采样率，m为正整数，nfft为2的正整数次幂，nfft就是总采样数。这里设m＝10027，nfft＝2¹⁶，f＝16×10⁹。每条子通道的偏置误差a＝[15，20，25，30]，增益误差g＝[6，5，6，5]，时间误差 $\frac{\mathrm{\&Delta;}t}{T}=\&lsqb;\begin{array}{cccc}0,& 0.03,& 0.01,& -0.02\end{array}\&rsqb;.$

在没有采取本发明方案时，仿真结果如图5所示，当输入的余弦信号时，4通道中含有三种失配误差(偏置失配误差，增益失配误差，时间失配误差)，输出信号严重影响了原信号的波形。由图6可以清楚地看出，在频域上原信号的频谱出现了偏移并出现了很多伪谱线。

本发明的主要思想是：先估计增益误差与偏置误差，然后再对信号校正，消除增益误差与偏置误差，最后估计时间误差。

首先对误差信号 $e_i\left(t\right)=\&lsqb;g_{i}cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{in}t\right)+a_i\&rsqb;\&times;{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=-\mathrm{\&infin;}}^{+\mathrm{\&infin;}}\mathrm{\&delta;}(t-(n+\frac{i-1}{M})Ts+$ ${\mathrm{\&Delta;t}}_i)$ 进行65536个点的FFT快速傅里叶变换，在固定的频点上得到与由公式 $\&lsqb;g\&rsqb;=2Ts\&times;IFFT(Y_g\&lsqb;f_k^1\&rsqb;),\&lsqb;a\&rsqb;=Ts\&times;IFFT(Y_a\&lsqb;f_k^2\&rsqb;)$ 就可以估计出的每条子通道的偏置误差a_k＝[15.00，20.00，25.00，30.00]与增益误差g_k＝[6.00，5.00，6.00，5.00]。然后每条子通道经过公式可以消除每条子通道内的增益误差和偏置误差。

如图7所示，为校正增益误差与偏置误差后的信号在时域内的表示与原信号与校正之后的信号之差(即误差信号)在时域内的表示。可以看到误差信号已经控制在±2％之内。

如图8所示，为输入信号在频域上的表示与校正增益误差与偏置误差的校正后信号在频域上的表示。相对于原来同时存在三种失配误差信号频谱上的误差，可以看到消除了大部分的伪谱线和频线搬移，还剩下由于时间失配误差产生的误差。

然后再对每条子通道进行16384个点的FFT快速傅里叶变换，得到Y_i，i＝(0，1，2，3)，再把4条通道的时域信号合并成一个信号，再进行65536个点的FFT快速傅里叶变化，得到Y，然后对Y_i和Y预处理，其中ε可以设置为0.06。寻找非混频的频点ω_k1和相应的K_p1，ω_k2和相应的K_p2。根据相应的ω_k和K_p，可以得到Δt₁，Δt₂。再求Δt₁，Δt₂的均值就可以得到每条子通道的时间误差估计。最后仿真得到的时间误差估计为得到的时间误差估计可以通过后续的方法进行消除，以达到同时消除三种失配误差的目的。本发明不涉及时间误差后续的消除校正方法。

可以对时间误差估计的效果进行评估，考虑到RMSE(root-mean-squareerror)作为标准，估计实际的时间误差与估计误差之间的误差效果。与之前的实例数据一致，时间误差以每个子通道0.01的步长增加，观察其RMSE的变化。可以从图9中看到，总体的误差RMSE低于-114dB。而且估计的精度随着时间失配误差的增大而增大，证明了本发明的有效性。

同理也可以对估计的增益误差与偏置误差的效果进行评估。在评估增益误差的估计效果时，每条子通道的偏置误差a＝[15，20，25，30]，时间误差Δt/T＝[0，0.03，0.01，-0.02]，增益误差g＝[6，5，6，5]，每个子通道的增益误差以步长为5而增加。其结果如图10所示，随着增益误差的增加，其RMSE也增加，但是总体低于-250dB。在评估偏置误差的估计效果时，每条子通道的增益误差g＝[6，5，6，5]，时间误差Δt/T＝[0，0.03，0.01，-0.02]，偏置误差a＝[15，20，25，30]，每个子通道的偏置误差以步长为5而增加。其结果如图11所示，总体的RMSE低于-276dB。

从以上的实验结果可以看出本发明对多通道时间交织模数转换***的增益误差、偏置误差和时间误差的估计方法的有效性与高精度。

基于同一发明构思，本发明还提供一种用于时间交织模数转换***的误差估计装置，下面对本发明装置的具体实施方式做详细描述。

如图12所示，一种用于时间交织模数转换***的误差估计装置，包括：

误差信号获取模块101，用于在多通道时间交织模数转换***中输入测试信号，获取输出的误差信号；

频点确定模块102，用于将所述误差信号进行傅里叶变换，获得傅里叶变换后增益误差出现的第一频点和偏置误差出现的第二频点；

傅里叶变换模块103，用于根据所述误差信号的傅里叶变换在第一频点的值，获得增益误差的傅里叶变换；根据所述误差信号的傅里叶变换在第二频点的值，获得偏置误差的傅里叶变换；

增益和偏置误差确定模块104，用于根据增益误差的傅里叶变换和偏置误差的傅里叶变换，获得各个子通道的增益误差和偏置误差；

采样函数更新模块105，用于根据原采样函数、增益误差和偏置误差得到各个子通道的新的采样函数；

第一函数确定模块106，用于将各个子通道的新的采样函数进行傅里叶变换，得到第一函数；

第二函数确定模块107，用于将各个子通道的新的采样函数合并后进行傅里叶变换，得到第二函数；

函数处理模块108，用于根据预设条件对所述第一函数和所述第二函数进行处理；

频点和通道确定模块109，用于根据处理后的第一函数和第二函数，获得第一通道中没有混频的第三频点，以及与第三频点对应的通道；

时间误差确定模块110，用于根据第三频点和第三频点对应的通道，获得各个子通道的时间误差。

在一个实施例中，所述采样函数更新模块105可以根据以下表达式得到各个子通道的新的采样函数：

${\stackrel{\&OverBar;}{y}}_{ADCi}=\frac{y_{ADCi}-a_i}{g_i}$

其中，i＝(0.....M-1)，a_i为偏置误差，g_i为增益误差，为各个子通道的新的采样函数，y_ADCi为原采样函数。

在一个实施例中，如图13所示，所述函数处理模块108包括：

第一函数处理单元1081，用于将第一函数中小于ε×MAX(Y_i)的值设为0，其中ε为预设常数，Y_i为第一函数中各通道的函数，i＝(0.....M-1)，M为总的通道数，MAX为最大值；

第二函数处理单元1082，用于将第二函数中小于ε×MAX(Y)的值设为0，其中Y为第二函数。

在一个实施例中，所述测试信号为余弦信号，如图14所示，所述频点和通道确定模块109可以包括：

第一获取单元1091，用于获取Y₀在(0，π)中使得幅值|Y₀(e^jω)|不为零的频点ω_k1，其中Y₀为处理后的第一函数中第一通道的函数，ω为角频率，e为自然指数，j为虚数单位；

第一通道确定单元1092，用于从k＝1，...，M中选取使不为零的k，将选取的k作为k_p1，其中M为总的通道数，Y为处理后的第二函数；

第二获取单元1093，用于获取Y₀在(π，2π)中使得幅值|Y₀(e^jω)|不为零的频点ω_k2；

第二通道确定单元1094，用于从k＝1，...，M中选取使不为零的k，将选取的k作为k_p2。

在一个实施例中，如图15所示，所述时间误差确定模块110可以包括：

第一时间误差确定单元1101，用于根据ω_k1和k_p1，以及表达式： 得到Δt₁，其中i＝(0.....M-1)，Y_i为处理后的第一函数中各通道的函数，ω_<2π>＝((ω+π)mod2π)-π，mod为求余运算，T＝1/f，f为总采样率；

第二时间误差确定单元1102，用于根据ω_k2和k_p2，以及表达式： $\mathrm{\&Delta;}t=$ $(\frac{ln\frac{Y_i\left(e^{{\mathrm{j\&omega;}}_k}\right)}{Y_0\left(e^{{\mathrm{j\&omega;}}_k}\right)}}{j{(\frac{{\mathrm{\&omega;}}_k}{M}+2(K_p-1\left)\frac{\mathrm{\&pi;}}{M}\right)}_{<2\mathrm{\&pi;}>}}-i)T,$ 得到Δt₂；

第三时间误差确定单元1103，用于根据Δt₁和Δt₂的平均值获得各个子通道的时间误差。

本发明装置其它技术特征与本发明方法相同，在此不予赘述。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种用于时间交织模数转换***的误差估计方法，其特征在于，包括步骤：

在多通道时间交织模数转换***中输入测试信号，获取输出的误差信号；

将所述误差信号进行傅里叶变换，获得傅里叶变换后增益误差出现的第一频点和偏置误差出现的第二频点；

根据所述误差信号的傅里叶变换在第一频点的值，获得增益误差的傅里叶变换；根据所述误差信号的傅里叶变换在第二频点的值，获得偏置误差的傅里叶变换；

根据增益误差的傅里叶变换和偏置误差的傅里叶变换，获得各个子通道的增益误差和偏置误差；

根据原采样函数、增益误差和偏置误差得到各个子通道的新的采样函数；

将各个子通道的新的采样函数进行傅里叶变换，得到第一函数；

将各个子通道的新的采样函数合并后进行傅里叶变换，得到第二函数；

根据预设条件对所述第一函数和所述第二函数进行处理；

根据处理后的第一函数和第二函数，获得第一通道中没有混频的第三频点，以及与第三频点对应的通道；

根据第三频点和第三频点对应的通道，获得各个子通道的时间误差。

2.根据权利要求1所述的用于时间交织模数转换***的误差估计方法，其特征在于，根据预设条件对所述第一函数和所述第二函数进行处理的步骤包括：

将第一函数中小于ε×MAX(Y_i)的值设为0，其中ε为预设常数，Y_i为第一函数中各通道的函数，i＝(0…..M-1)，M为总的通道数，MAX为最大值；

将第二函数中小于ε×MAX(Y)的值设为0，其中Y为第二函数。

3.根据权利要求1所述的用于时间交织模数转换***的误差估计方法，其特征在于，所述测试信号为余弦信号，根据处理后的第一函数和第二函数，获得第一通道中没有混频的第三频点，以及与第三频点对应的通道的步骤包括：

获取Y₀在(0，π)中使得幅值|Y₀(e^jω)|不为零的频点ω_k1，其中Y₀为处理后的第一函数中第一通道的函数，ω为角频率，e为自然指数，j为虚数单位；

从k＝1,…,M中选取使不为零的k，将选取的k作为k_p1，其中M为总的通道数，Y为处理后的第二函数；

获取Y₀在(π，2π)中使得幅值|Y₀(e^jω)|不为零的频点ω_k2；

从k＝1,…,M中选取使不为零的k，将选取的k作为k_p2。

4.根据权利要求3所述的用于时间交织模数转换***的误差估计方法，其特征在于，根据第三频点和第三频点对应的通道，获得各个子通道的时间误差的步骤包括：

根据ω_k1和k_p1，以及表达式：得到Δt₁，其中i＝(0…..M-1)，Y_i为处理后的第一函数中各通道的函数， ω_＜2π＞＝((ω+π)mod2π)-π，mod为求余运算，Y＝1/f，f为总采样率；

根据ω_k2和k_p2，以及表达式：得到Δt₂；

根据Δt₁和Δt₂的平均值获得各个子通道的时间误差。

5.根据权利要求1至4任意一项所述的用于时间交织模数转换***的误差估计方法，其特征在于，根据表达式得到各个子通道的新的采样函数，其中i＝(0…..M-1)，a_i为偏置误差，g_i为增益误差，为各个子通道的新的采样函数，y_ADCi为原采样函数。

6.一种用于时间交织模数转换***的误差估计装置，其特征在于，包括：

误差信号获取模块，用于在多通道时间交织模数转换***中输入测试信号，获取输出的误差信号；

频点确定模块，用于将所述误差信号进行傅里叶变换，获得傅里叶变换后增益误差出现的第一频点和偏置误差出现的第二频点；

傅里叶变换模块，用于根据所述误差信号的傅里叶变换在第一频点的值，获得增益误差的傅里叶变换；根据所述误差信号的傅里叶变换在第二频点的值，获得偏置误差的傅里叶变换；

增益和偏置误差确定模块，用于根据增益误差的傅里叶变换和偏置误差的傅里叶变换，获得各个子通道的增益误差和偏置误差；

采样函数更新模块，用于根据原采样函数、增益误差和偏置误差得到各个子通道的新的采样函数；

第一函数确定模块，用于将各个子通道的新的采样函数进行傅里叶变换，得到第一函数；

第二函数确定模块，用于将各个子通道的新的采样函数合并后进行傅里叶变换，得到第二函数；

函数处理模块，用于根据预设条件对所述第一函数和所述第二函数进行处理；

频点和通道确定模块，用于根据处理后的第一函数和第二函数，获得第一通道中没有混频的第三频点，以及与第三频点对应的通道；

时间误差确定模块，用于根据第三频点和第三频点对应的通道，获得各个子通道的时间误差。

7.根据权利要求6所述的用于时间交织模数转换***的误差估计装置，其特征在于，所述函数处理模块包括：

第一函数处理单元，用于将第一函数中小于ε×MAX(Y_i)的值设为0，其中ε为预设常数，Y_i为第一函数中各通道的函数，i＝(0…..M-1)，M为总的通道数，MAX为最大值；

第二函数处理单元，用于将第二函数中小于ε×MAX(Y)的值设为0，其中Y为第二函数。

8.根据权利要求6所述的用于时间交织模数转换***的误差估计装置，其特征在于，所述测试信号为余弦信号，所述频点和通道确定模块包括：

第一获取单元，用于获取Y₀在(0，π)中使得幅值|Y₀(e^jω)|不为零的频点ω_k1，其中Y₀为处理后的第一函数中第一通道的函数，ω为角频率，e为自然指数，j为虚数单位；

第一通道确定单元，用于从k＝1,…,M中选取使不为零的k，将选取的k作为k_p1，其中M为总的通道数，Y为处理后的第二函数；

第二获取单元，用于获取Y₀在(π，2π)中使得幅值|Y₀(e^jω)|不为零的频点ω_k2；

第二通道确定单元，用于从k＝1,…,M中选取使不为零的k，将选取的k作为k_p2。

9.根据权利要求8所述的用于时间交织模数转换***的误差估计装置，其特征在于，所述时间误差确定模块包括：

第一时间误差确定单元，用于根据ω_k1和k_p1，以及表达式： 得到Δt₁，其中i＝(0…..M-1)，Y_i为处理后的第一函数中各通道的函数，ω_＜2π＞＝((ω+π)mod2π)-π，mod为求余运算，T＝1/f，f为总采样率；

第二时间误差确定单元，用于根据ω_k2和k_p2，以及表达式： $\mathrm{\&Delta;}t=$ $(\frac{ln\frac{Y_i\left(e^{j\mathrm{\&omega;}}k\right)}{Y_0\left(e^{j\mathrm{\&omega;}}k\right)}}{j{(\frac{{\mathrm{\&omega;}}_k}{M}+2(K_p-1\left)\frac{\mathrm{\&pi;}}{M}\right)}_{<2\mathrm{\&pi;}>}}-i)T,$ 得到Δt₂；

第三时间误差确定单元，用于根据Δt₁和Δt₂的平均值获得各个子通道的时间误差。

10.根据权利要求6至9任意一项所述的用于时间交织模数转换***的误差估计装置，其特征在于，所述采样函数更新模块根据表达式得到各个子通道的新的采样函数，其中i＝(0…..M-1)，a_i为偏置误差，g_i为增益误差，为各个子通道的新的采样函数，y_ADCi为原采样函数。