CN105282916A - 与舍相干线源兼容的照明电路、发光装置和方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种照明电路、发光装置和方法，与舍相调光器一起操作，每个电路包括：整流器，具有低侧输出和高侧输出；开关模式转换器，包括开关和电感器，具有连接到总线轨的高侧输入，并具有跨完整干线周期地汲取电流的配置；用于所述开关模式转换器的控制器；滤波电路，连接在所述整流器的高侧输出和所述总线轨之间，并包括连接在所述整流器的高侧输出和地之间的电容器；以及连接在所述整流器的低侧输出和地之间的电阻。所述电阻的值使所述电阻和滤波电路的RC时间常数大于所述电路中任何振铃下降至不超过20mA所需的时间。

Description

与舍相干线源兼容的照明电路、发光装置和方法

技术领域

本发明涉及照明电路和发光装置。具体地，涉及适用于可与舍相调光器一起操作的照明应用(例如干线LED和类似低阻抗照明应用)的照明电路和发光装置。

背景技术

固态光源(例如LED)越来越多地取代白炽灯光源，一部分原因是它们的能耗明显更低。

当前，非可调光固态光源的成本高效方案广泛可用；然而，与舍相调光器兼容的固态光源的成本仍然明显高于等同的白炽灯。对“高干线电压”(例如欧洲和亚洲使用的220-240V)的舍相可调光光源来说，尤其如此：用于替代例如40W白炽灯的标准固态光源所汲取的电流不足以确保舍相调光器正常运转；此外，对正向舍相调光器来说，转换器的无电阻输入阻抗在调光器启动时趋于放大振铃(ringing)，导致调光器错误操作。

对于较低干线电压(例如，典型的美国120V干线应用)，阻抗水平相对较低(即，产生相同功率级的电流相对更高)，并使用较小调光器EMI滤波电感(相比230V干线的1至5mH，在100μH的量级)。因此，更容易用有限的硬件开销将调光器保持在正常操作。这些方案一般不普遍适用，因为它们无法简单地扩展至更高的干线电压，具体为欧洲和亚洲的220-240V。

为缓解230V干线应用的低输入电流的效应，常规固态照明包括事实上模仿白炽灯负载的功能：也就是说，它们通常包括图1所示的以下三个特征。图1示出了正向舍相调光器的电压和电流波形：上曲线110示出了来自正向舍相调光器的输入电压；中间曲线120示出了60W白炽灯光源汲取的输入电流；并且下曲线130示出了固态光源汲取的输入电流。

首先，图1在132示出了对正向舍相调光器启动后紧接着的振铃进行减幅的电阻式阻尼器，通常持续100μs。该振铃由包括电感和电容的调光器EMI滤波器以及固态光源中包括一个或多个电感和电容的EMI滤波器产生。第二，至少在振铃幅度被减幅至只有数十毫安(mA)前，RC锁存器汲取附加电流，从而提供电流的正偏置，以防止振铃使输入电流反向。通常来说，从调光器启动那刻起在50μs至300μs之间(即，跨过图1的区域132和134)需要该锁存电流。该RC锁存防止调光器导通电流在0或0附近处持续过长，也就是说，超过几十μs；如发生，则通常用作调光器开关器件的三端双向可控硅(triac)将停止导通，导致错误操作。第三，在调光器开关不导通(图1中138)但仍需要一些负载时，漏泄器(bleeder)可以汲取附加DC电流直至调光器导通相位结束(图1中136)，以满足调光器保持电流并将输入电压保持为低。不导通时间期间汲取的电流有时不严格地称为调光器重置电流。

图2示出了反向舍相调光器的电压和电流波形；上曲线210示出了来自反向舍相调光器的输入电压；上方第二条曲线220示出了60W白炽灯光源汲取的输入电流；第三曲线230和下曲线240示出了两个不同固态光源汲取的输入电流。将要理解的是，在反向舍相调光器中，波形将镜像地呈现，并且相比正向舍相调光器，不存在正向舍相调光器启动时的陡直dVdt引起的振铃。

在调光器导通期间232，具体来说当干线信号的相位超过90°时，光需要汲取至少一部分电流以追踪来自反向舍相调光器的波形。在调光器导通停止后，如234和244所示，光需要汲取大电流以跟踪调光器信号的下降沿(需要该电流使跨接在调光器开关上的调光器EMI滤波电容放电)。在反向舍相调光器的调光器不导通时间236期间，光通常需要汲取一部分电流以对调光器内部源充电。

图3示出了常规LED照明电路的简化示意图。图中示出了用于低阻抗照明应用(如LED394所示，在这种情形中，经由调光器392通过230V的干线供电)的照明电路300。电路包括在输入处连到桥式整流器BD1的串联电阻RD。锁存电阻RL和电容CL的串联组合跨接于桥式整流器上。启动时的振铃主要通过输入处的串联电阻RD并较少地通过锁存电阻RL来减幅。为了使损耗最小化，选择低欧姆的阻尼电阻，通常为50至500Ω量级。这就是RD在电路中任何位置的情形。RL和CL的串联网络汲取临时锁存电流(通常是400mA量级)；在230V***中，汲取该电流的通常时间常数为250μs量级。将要理解的是，在120V***中，时间常数要短得多，例如50μs。

照明电路包括开关模式转换器315，开关模式转换器315包括与电感L2320串联的开关QSW310。开关被控制器330和调光控制器340控制，在一些配置中，调光控制器340可以开关模式转换器315的一部分，但在其他配置中可被认为是独立的，如图所示。可由漏泄控制器360控制的功率晶体管QBLD350汲取漏泄电流。有时为使热耗散分散，可使用与漏泄开关360串联的漏泄电阻。在调光器导通期间，漏泄电流通常可上升至15至50mA，而在调光器不导通期间，漏泄电流仅几mA。

照明电路包括本领域技术人员熟知的EMI滤波器305，还包括连接在桥式整流器BD的输出(示为VRECT)和开关模式转换器输入总线轨VBUS之间的电感L1。电容C1和C2分别连接在开关模式转换器地和电感的一端之间。

从图3可清楚看出，提供漏泄器、锁存器和阻尼功能的电路需要附加组件，其可能影响电路成本、电损耗或热管理。

发明内容

根据第一方面，提供了一种用于干线LED照明应用的照明电路，与舍相调光器一起操作，其中所述干线具有至少200V的最大电压，所述电路包括：整流器，具有低侧输出和高侧输出；开关模式转换器，包括开关和电感器，具有连接到总线轨的高侧输入，并具有跨完整干线周期地从所述干线汲取电流的配置；用于所述开关模式转换器的控制器；滤波电路，连接在所述整流器的高侧输出和所述总线轨之间，并包括连接在所述整流器的高侧输出和地之间的电容器；以及组合阻尼/锁存电阻或电阻器，连接在所述整流器的低侧输出和地之间。所述整流器可以是干线整流器。所述开关模式转换器可具有连接到地的低侧输入。

因此，根据这一方面，对单独漏泄电路的要求可用合适的电路设计替代，在所述电路设计中，阻尼和锁存功能被组合为单阻抗，具体为单电阻。单阻抗元件可实现为单个电阻器，当然，本领域技术人员可以理解，单阻抗可备选地实现为串联或并联布置的两个或两个以上电阻器。避免对单独漏泄电路的要求以及将阻尼和锁存功能组合为单阻抗单元可简化电路设计，从而节省成本，或者得到更低的热耗散或便于处理的热耗散。

在一个或多个实施例中，所述组合阻尼/锁存电阻的值使所述组合阻尼/锁存电阻和滤波电路的RC时间常数大于所述电路中任何振铃下降至不超过20mA所需的时间。使用中，一般当舍相调光器启动时，这些振铃通常几乎立刻出现。

在一个或多个实施例中，所述组合阻尼/锁存电阻和滤波电路的RC时间常数在50μs和300μs之间。为实现这样的时间常数以便与当前商业可用调光器一起操作，所述组合阻尼/锁存电阻的值可以一般在50Ω至1kΩ之间，并且在具体应用中，可以在150Ω至560Ω之间。因此，在一个或多个实施例中，所述组合阻尼/锁存电阻的值在150Ω至560Ω之间。

在一个或多个实施例中，所述开关模式转换器是降压-升压(buck-boost)转换器和反激转换器中的一个。在其他实施例中，所述开关模式转换器可以是升压转换器。在一个或多个实施例中，所述控制器被配置为在边界导通模式中操作所述开关模式转换器。

在一个或多个实施例中，照明电路还包括波形整形电路，所述波形整形电路被布置为，当所述干线输入信号的瞬时相位超过90°时，相比于所述干线相位小于90°时向所述转换器提供的电流，向所述转换器提供更高的输入电流。这可以帮助确保整个电路在更宽操作条件范围内在整个干线周期上汲取输入电流。在一个或多个实施例中，所述控制器被配置为利用导通时间控制来操作所述开关模式转换器。与峰值电流控制不同，导通时间控制一般会得到开关模式转换器的电阻性输入阻抗，这可以加快振铃的减幅。

在一个或多个实施例中，所述滤波电路还包括位于所述整流器高侧输出和所述总线轨之间的电感器和连接在所述总线轨和地之间的另一个电容器。在一个或多个实施例中，照明电路还包括一个或多个LED。

在一个或多个实施例中，所述照明电路还包括旁路开关，所述旁路开关被布置和配置为，在使用时，在从所述调光器开始导通的时刻起的预定间隔结束时，提供绕过所述组合阻尼/锁存电路的旁路路径。因此，当所述组合阻尼/锁存电阻已执行其期望功能时，有可能降低甚至消除因其在开关周期的其他时间持续存在于电路中所引起的损耗。预定时间可以是电路中任何振铃下降到不超过仅几十毫安(mA)或不超过20mA所需的时间。

根据另一个方面，提供了一种组装驱动电路板，包括干线整流器、开关模式转换器和滤波电路，其中每一个如以上所讨论或定义，并且安装在普通印刷电路板上，被配置和适配为在以上所讨论的照明电路中操作。

根据另一个方面，提供了上述任何一种照明电路，包括组装驱动电路板和组装LED电路板，所述组装LED电路板包括至少一个LED和电阻器或电阻。将所述电阻器安装或组装在LED电路板而不是驱动电路板上，可以因此降低组装驱动电路板的热耗散，继而可以使该电路板以及可能作为一个整体的***的热管理更为简单或容易。

在一个或多个实施例中，所述组装驱动电路板和所述组装LED电路板之间的电连接通过三个导体提供。根据另一个方面，提供了一种发光装置，在外壳中包括如这种照明电路。

参考以下描述的实施例，将解释并使本发明的这些及其他方面变得清楚。

附图说明

仅通过示例方式，将参考附图描述本发明的实施例，其中：

图1示出了正向舍相调光器的电压和电流波形；

图2示出了反向舍相调光器的电压和电流波形；

图3示出了常规LED照明电路的简化示意图；

图4示出了根据实施例的舍相可调光低侧降压-升压照明电路400的简化示意图；

图5示出了开关模式转换器为高侧降压-升压转换器的实施例；

图6以示意图形式示出了两个电路板上的常规组件布置；

图7以示意图形式示出了根据实施例的用于照明电路的两个电路板上的组件布置；

图8示出了降压-升压拓扑结构的实施例的示意图；

图9示出了不同Vled∶Vpk比的归一化转换器输入电流；

图10示出了通过附加波形整形电路来扩展转换器的另一个实施例；

图11示出了示出如图10所示波形控制器的操作的波形；

图12示出了开关模式转换器为高侧降压-升压转换器并包括旁路开关的另一个实施例；以及

图13示出了示出如图12所示波形控制器的操作的波形。

应当注意，附图为概览图并且未按比例绘制。为附图清楚和方便起见，这些附图中部件的相对尺寸和比例以放大或缩小方式示出。相同附图标记一般用于指代修改或不同实施例中的对应或相似特征。

具体实施方式

图4示出了根据实施例的舍相可调光低侧降压-升压照明电路400的简化示意图。与常规电路相似，该电路经由舍相调光器392由可以是230V干线的AC干线供电，并为可以是如图所示的一个或多个LED的低阻抗光源供电。

电路包括桥式整流器BD1；然而，在这种情形中，不需要串联电阻器RD。照明电路包括开关模式转换器315，开关模式转换器315包括与电感器L320串联的开关QSW310。本文中，术语开关模式转换器和开关模式电源转换器可认为可互换。开关被控制器430和调光控制器440控制。与图3示出的传统电路相反，这里没有漏泄器开关或漏泄器控制器360。与传统电路相反，图4中示出的实施例包括位于桥式整流器BD1的低侧输出和开关模式转换器315的地之间的电阻器RDL，电阻器RDL的作用在于将阻尼和锁存的功能组合。尽管在图4中，组合阻尼/锁存电阻RDL490被示为在桥式整流器的输出侧，在其他实施例中，作为替代，其可以布置在输入侧。本领域技术人员可以理解，该电阻一般如图所示作为单个电阻器提供，但是不排除串联、并联或串并混联布置的两个及以上电阻器。结合常规EMI滤波器360，选择组合阻尼/锁存电阻RDL的值。电阻器和滤波器的组合的“RC”时间常数应当足够提供足够时间的锁存电流，以确保当舍相调光器正向舍相时(即前缘调光器)，舍相调光器在调光开关元件启动时正确地锁存。针对典型的230V***，锁存电流可能需要大约250μs，因而RC电路的时间常数典型地将为50μs至300μs的量级。本领域技术人员将认识到，当与RC电路有关地使用时，术语“时间常数”是电流(或电压)减幅至其最初预弛豫值的1/e(即37％)的弛豫时间。

然而，已知照明电路中包括电阻器以限制浪涌电流或者提供对任何振铃的阻尼，这种浪涌限制电阻器的值将不足以提供锁存功能。如上文所述，这种浪涌限制或阻尼电阻器通常可以是几欧姆，并且一般不超过20Ω，具体来说，值越高，损耗将越大。与此相反，在实施例中，组合阻尼/锁存电阻RDL的值更高以具体实现锁存功能。在典型应用中，组合阻尼/锁存电阻RDL的值可以在50Ω至1kΩ之间。在原型中，值在150Ω至560Ω之间，并且在额定5W灯的具体示例性实施例中，已知560Ω±20％的值有效。

选择开关模式转换器的配置，以便跨整个干线周期地(包括当整流输入电压VRECT和VBUS的值相对较低时在干线过零点附近)汲取电流。通过对开关模式转换器的类型的合适选择，可以容易实现这一点。常用转换器，例如降压-升压、反激或升压转换器都满足这一要求，一些其他已知的转换器类型，例如Sepic转换器也满足这一要求。因此，可以避免对单独的漏泄电流的要求(通过使用漏泄开关和可选串联电阻器提供)。

为防止调光器可能停止导通，可能期望电路汲取足够的保持电流，使得平均输入电流不会在调光器导通时间期间下降到零。由于用于驱动开关模式转换器的一部分电流是从EMI滤波器内的电容器C1和C2的放电电流得到的，其可被认为等同于当输入信号的瞬时相位超过90°时超过某个最低电平的转换器输入电流。一般通过使用降压-升压或反激转换器在边界导通模式中操作，和/或选择合适的低电压LED来实现这一点。

图5示出了与图4相似的实施例，但此时开关模式转换器515是受控制器530控制的高侧降压-升压转换器，这可从位于总线轨和电感器L2之间的开关QSW510的布置可以看出，相反，在图4示出的实施例的情形中，电感L2位于开关QSW310和总线轨之间。与图4中示出的实施例相似，该实施例不包括分离的漏泄电流(包括漏泄开关和可选串联电阻器)。

图4和5示出的实施例均包括波形整形器470。在其他实施例中，不包括波形整形器。在图4和5示出的实施例中，波形整形器是当AC输入信号的瞬时相位超过90°时，相比AC输入信号的瞬时相位为90°或以下时，增加转换器输入电流的电路。通常情况下，AC信号的相位在AC的正向过零点处为0°。因而，波形整形器的结果是，当AC电压下降时，转换器具有比AC电流增加时的输入电流更高的输入电流。与不包括这种波形整形器的情况相比，包括这种波形整形器可以使电路能够与更高电压的LED一起工作。

本领域技术人员可以理解，相比于可能在多个组件(例如漏泄器、锁存电阻器和阻尼电阻器)中存在热耗散的常规电路，组合阻尼/锁存电阻RDL490的使用可以实现电路的简化热管理。具体来说，LED照明电路的很多设计包括两个电路板。一个电阻板组装有LED，另一个电路板组装有控制电路。在这类设计中，控制电路板上可能存在多个热耗散组件。图6中示意性示出了这种布置，示意性示出了两个电路板610和620。第一电路板610可以是印刷电路板，组装有来自照明电路的组件，包括一个或多个控制器CTRL(例如，开关控制器330、调光控制器340和图4的漏泄控制器360)、开关模式转换器开关310、漏泄器开关QBLD350、锁存电阻器RL和阻尼电阻器RD。一些电路包括与漏泄开关关联的漏泄电阻器(未示出)。电路板620可以是印刷电路板，组装有一个或多个LED622。两个电路板通过两个连接器630相连，连接器可以非限制地是有线形式，或者对于电路板之间的刚性连接是引脚形式。

图7示意性示出了根据实施例用于照明电路的两个电路板710和720的布置。通过与图6布置的比较，可以立即看出，耗散组件总数更少，因为不需要单独的锁存电阻器RL和阻尼电阻器RD，也不需要漏泄开关QBLD或漏泄电阻器。此外，通过仅包括一根附加导线(结果是总共3根导线730将两个电路板710和720相连)，能够将组合阻尼/锁存电阻RDL490物理定位在LED电路板720之上。因为在根据实施例的设计中只有这一个耗散电阻器，能够大大降低驱动电路板上的热耗散，因此，也降低了对驱动电路板降温的成本和要求。

图8示出了降压-升压拓扑结构的实施例的示意图。调光控制单元DIMCTRL870处理整流输入电压VRECT，并根据相连舍相调光器的导通角，为开关控制器SWCTRL830的DIM引脚提供设置点。开关控制器包括DIM、Vcc、REG、DEM(有时也称为DEMOVP)、SW、GNDA和ISNS引脚，以下将详细说明。实际开关QSQ(未单独示出)由高压开关元件M1以及开关控制器830SWCTRL内连接在SWCTRL的引脚SW和引脚ISNS之间的低电压开关元件构成。

在主冲程期间，开关M1接通，使得电感器L2中的电流在预定接通时间上升。在接通时间过后，开关关断，将存储在L2中的磁能经由二极管D2释放至操作中连接在端子LEDP和LEDM之间的LED光源(未示出)。去磁引脚DEM检测次冲程的结束，并且控制器可以应用谷切换(valleyswitching)，使得在开关电压的第一个谷值处开始新的开关周期。因此，在这种情形中，转换器使用本领域技术人员熟知的谷切换在边界导通模式中操作。

开关控制器830具有设置所传递的输出电流的幅值的DIM引脚：在次冲程期间，通过感测R2的电压，开关控制器830感测向LED负载传递的电流。控制器将感测值与在DIM引脚设置的值比较，并调节接通时间，使得所传递电流与设置于DIM引脚的值相匹配。REG引脚用于连接稳定反馈回路的滤波元件C4。经由电阻器R1，向Vcc提供开关控制器830的供电。

恒定接通时间边界导通的平均输入电流的形状Iconv依赖于整流输入电压VRECT与LED操作电压Vled之比：

$\mathrm{Iconv}=\frac{\mathrm{Ton}}{2L}\mathrm{VRECT}\frac{\mathrm{Vled}}{\mathrm{Vled}+\mathrm{VRECT}}$

其中，Ton表示恒定接通时间，L表示开关电感器L2的值。

在调光器导通时间期间，整流输入电压是相位为Phi的纯正弦波，其中Vpk是峰值干线电压，可记为：

VRECT＝|Vpksin(Phi)|

图9在y轴或纵轴上示出了相对于x轴或横轴上的干线相位Phi(0°至180°之间)针对Vled至Vpk之间的不同比例绘制的归一化转换器输入电流。所示出的Vled∶Vpk比分别是0.05(曲线905)、0.1(曲线910)、0.2(曲线920)、0.4(曲线940)、0.8(曲线980)。图中清楚地示出了当LED电压较低时，输入电流趋于平缓，例如曲线910所示，峰值输入电压的1/10(对于230VRMS的峰值320V来说为32V)。可以理解，对于给定的Ton，所获得的峰值电感器电流正比于VRECT。由于电感器上的电压在次冲程中恒定(等于Vled)，次冲程的长度(Toff)也将正比于VRECT。可以认为，由于比值Vled/VRECT较小，开关频率主要依赖于次冲程的长度Tsec。因此，尽管增加VRECT增加了电感器峰值电流，增加VRECT将等同于降低开关频率。因此，平均输入电流几乎保持恒定。这对保持正向舍相调光器导通或者追踪反向舍相调光器的后缘非常有效。

图10示出了通过如图4和5的470和570所示的附加波形整形电路1070扩展转换器的另一个实施例。图11示出了诸如图10所示的波形控制器在时间间隔1140和1141(正半周期)以及1150(负半周期)期间的操作的波形：上曲线1110示出了来自正向舍相调光器的输入电压；中间曲线1120示出了固态光源汲取的输入电流，并且下曲线1130示出了确定开关模式开关QSW310和510的“接通时间”的电压Vreg。

电路1070允许干线后半周期中(即，当相位超过90°时)相对较高的电流。在这个实施例中，可以通过增加转换器控制器830的回路调节引脚REG上的调节电压Vreg来实现，如下所述：在整流输入电压Vrect降低的同时(AC输入信号的90°相位后)，电容器C7上的约等于Vrect的平均值的平均电压也将下降。因此，流过C7的电流将使Q1的基极和发射极之间的C8放电，使得Q1停止导通。然后，将通过流过R7的电流，对包括C8和C4的环路滤波器充电。

如图11所示，环路控制电压Vreg将逐渐上升，增加转换器的接通时间，并因此增加固态光源的输入电流。扩展接通时间的状态将在间隔1150的期间维持，直到在下一个调光器导通周期开始处输入电压Vrect上升。然后，电容器C7将对C8快速充电，使得Q1开始导通，并且Ton重置为初始低值。因此，补偿电路有效地补偿由EMI滤波电容器C1和C2引起的输入电流的下降。R6的功能是限制峰值电流在输入电压快速瞬变时进入Q1的基极。D1用于在Q1不导通时钳住基极电压。C8用于抑制因高侧开关的高频开关操作引起的高频电流。注意，尽管开关控制器地的平均电压等于返回地LEDP的电压，L2上存在全幅输入电压。

图12中示出了另一个实施例。该实施例与图5所示类似，开关模式转换器是高侧降压-升压转换器，并且包括位于桥式整流器BDl的低侧输出和开关模式转换器515的地之间的组合阻尼/锁存电阻RDL490。然而，在这个实施例中提供旁路开关QBP1210，旁路开关QBP可在组合阻尼/锁存电阻RDL490附近提供低欧姆旁路路径。旁路开关受旁路控制器1220控制。旁路控制器被布置和配置为，在调光器392开始导通后的预定间隔结束时，接通旁路开关。将预定时刻选择为开关已闩锁(latchon)后，因此一般在调光器启动时刻后的50μs至300μs的范围内。

图13示出了当正向舍相调光器操作时，与图12所示实施例对应的结果波形：在1310示出了输入电压；在1320示出了固态光源(在这个情形中为LED串)汲取的输入电流，以及在1330示出了旁路开关QBP上的栅极信号。在调光器开始导通后的预定间隔或时间段1340结束时刻，旁路开关接通(对应于栅极信号1330的上升沿)。旁路开关保持接通，直到干线电流下降到零并且三端双向可控硅停止导通。在间隔1360所示的前缘舍相时间段以及后续预定时间间隔1341，旁路开关保持关断。

应当理解，与其他实施例相同的是，控制功能的一部分或全部可在同一个控制器中实现。也就是说，就本实施例而言，控制功能的一部分或全部可通过分离示出的开关模式控制器530、旁路控制器1210、调光控制器440和波形整形器470实现，或者可在同一个控制器中实现。

尽管图12中示出开关模式转换器是高侧降压-升压转换器，旁路开关还可应用于其他转换器类型，非限制地例如，图5所示的低侧降压-升压转换器。

通过阅读本公开，其他变化和修改对本领域技术人员来说将是明显的。这些变化和修改可包括照明电路技术中已知的、可用于替代或增加到本文已公开特征的等同和其他特征。

尽管所附权利要求涉及特定的特征组合，应当理解，本发明的公开范围还包括本文明确或隐含公开的任何新特征或任何新特征组合或其概括，无论其是否涉及在任何权利要求中请求保护的相同发明，也无论其是否解决本发明所解决的任何或所有相同问题。

在分离实施例上下文中描述的特征还可在单个实施例中组合提供。与此相反，为简洁起见，在单个实施例上下文中描述的各特征还可分离或以任何合适的子组合提供。

本申请的申请人声明，在本申请或其衍生的其他申请的诉期中，可依据这些特征和/或这些特征的组合，制定新的权利要求。

出于整体考虑，声明：术语“包括”不排除其他元件或步骤，不特别指明个数的情况下不排除多个的情况，单个处理器或其他元件可完成权利要求所列多个手段的功能，并且权利要求的附图标记不应解释为对权利要求范围的限制。

Claims (15)

1.一种用于干线LED照明应用的照明电路，与舍相调光器一起操作，其中所述干线具有至少200V的最大电压，所述电路包括：

整流器，具有低侧输出和高侧输出；

开关模式转换器，包括开关和电感元件，具有连接到总线轨的高侧输入，并具有跨完整干线周期地从所述干线汲取电流的配置；

用于所述开关模式转换器的控制器；

滤波电路，连接在所述整流器的高侧输出和所述总线轨之间，并包括连接在所述整流器的高侧输出和地之间的电容器；以及

组合阻尼/锁存电阻，连接在所述整流器的低侧输出和地之间。

2.根据权利要求1所述的照明电路，其中，所述组合阻尼/锁存电阻的值使所述组合阻尼/锁存电阻和滤波电路的RC时间常数大于所述电路中任何振铃下降至不超过20mA所需的时间。

3.根据权利要求1或2所述的照明电路，其中，所述组合阻尼/锁存电阻的值为150Ω至1kΩ之间以及150Ω至560Ω之间的至少一个。

4.根据前述任一项权利要求所述的照明电路，其中，所述开关模式转换器是降压-升压转换器和反激转换器中的一个。

5.根据前述任一项权利要求所述的照明电路，其中，所述控制器被配置为在边界导通模式中操作所述开关模式转换器。

6.根据前述任一项权利要求所述的照明电路，其中，所述组合阻尼/锁存电阻和滤波电路的RC时间常数在50μs至300μs之间。

7.根据前述任一项权利要求所述的照明电路，还包括波形整形电路，所述波形整形电路被布置为，当所述干线输入信号的瞬时相位超过90°时，向所述转换器提供更高输入电流。

8.根据前述任一项权利要求所述的照明电路，其中，所述控制器被配置为利用接通时间控制来操作所述开关模式转换器。

9.根据前述任一项权利要求所述的照明电路，其中，所述滤波电路还包括位于所述整流器高侧输出和所述总线轨之间的电感器和连接在所述总线轨和地之间的另一个电容器。

10.根据前述任一项权利要求所述的照明电路，还包括旁路开关，所述旁路开关被布置和配置为使用时，在从所述调光器开始启动的时刻起的预定间隔结束时，提供绕过所述组合阻尼/锁存电阻的旁路路径。

11.根据前述任一项权利要求所述的照明电路，还包括一个或多个LED。

12.一种组装驱动电路板，包括干线整流器、开关模式转换器和滤波电路，所述干线整流器、开关模式转换器和滤波电路的每一个如权利要求1至10任一项所述并安装在普通印刷电路板上，并且被配置和适配为在如前述任一项权利要求所述的照明电路中操作。

13.一种照明电路，包括如权利要求12所述的组装驱动电路板和组装LED电路板，所述组装LED电路板包括至少一个LED和所述组合阻尼/锁存电阻。

14.根据权利要求13所述的照明电路，其中通过三个导体提供所述组装驱动电路板和所述组装LED电路板之间的电连接。

15.一种发光装置，在外壳中包括如权利要求13所述的照明电路。