CN105071658A - 减小双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种有效减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，主要针对双向正激变换器从低压侧向高压侧传输功率的工况，低压侧开关管Q_SR1和Q_SR2低电平互补开关控制，存在高电平共同导通时间，高压侧开关管Q则一直关断；Q_g、Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}分别对应开关管Q、Q_SR1和Q_SR2的驱动控制信号，高电平对应开关管开通，低电平对应开关管关断，一个开关周期内，Q_{g_SR1}的高电平时间小于1/2个开关周期，Q_{g_SR2}的高电平时间大于1/2个开关周期，Q_g一直保持低电平。本发明实现简单，可有效减少双向正激变换器开关管电压、电流尖峰和环流，提高变换器的安全性、效率和功率密度，并增加传输功率。

Description

减小双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法

技术领域

本发明属于直流-直流电能变换技术领域，具体是涉及一种减小双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法。

背景技术

双向DC-DC变换器是直流变换器的双象限运行，可实现能量的双向传输，在功能上相当于两个单向直流变换器，是典型的“一机两用”设备。在需要双向能量流动的场合可大幅度减轻***的体积、重量及成本。由于该优点，双向DC-DC变换器已经在航空电源、新能源发电***、电动汽车、不间断电源、储能***等领域得到广泛应用。

按照是否电气隔离，双向DC-DC变换器可分为非隔离型和隔离型双向DC-DC变换器两大类。典型的非隔离型双向变换器主要包括双向Buck-Boost、Buck/Boost、Cuk、SEPIC和Zeta等变换器，典型的隔离型双向变换器主要包括双向正激、反激、推挽、半桥和全桥等变换器。在中小功率且要求电气隔离的应用场合，双向正激变换器因其电路结构(包括主电路、驱动电路和控制电路)简单，成本低，而受到广泛关注。

由于变压器绕制工艺的限制，实际电路中高频变压器的漏感是不可避免的。在双向正激变换器的应用过程中，由于漏感的存在，其开关管在关断时刻会上形成较大的电压尖峰，尤其是在低压侧向高压侧传输功率的过程中，会出现两个不同电流的电感(滤波电感和漏感)串联过程，该过程中电压尖峰很高，且难以吸收或者吸收电路损耗很大，不利于开关管安全和高效的工作，整个电路的体积和效率也不利于提高。

开关管过高的电压尖峰已经严重限制了双向正激变换器的应用，而且大大降低了其性能。针对该问题，目前还没有找到非常切实有效的解决方法。

发明内容

针对上述技术问题，本发明提出了一种有效减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法。本发明的控制方法主要针对双向正激变换器低压侧向高压侧传输功率的工况，不仅可以大大减小开关管的电压尖峰和变换器的环流，增加传输功率，而且还可实现受控开关管的零电压或零电流开关，大大提高双向正激变换器的效率和可靠性。由于开关管电压尖峰的降低和变换器效率的提高，双向正激变换器的开关频率也可进一步提高，其体积和成本也可以进一步降低。

本发明的技术方案如下：

一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：在低压侧向高压侧传输功率的工况下，双向正激变换器低压侧电感储能开关管Q_SR2和电感释能开关管Q_SR1低电平互补开关控制，存在高电平共同导通时间，高压侧开关管Q则一直关断；

在一个优选的技术方案中，Q_g、Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}分别对应开关管Q、Q_SR1和Q_SR2的驱动控制信号，高电平对应开关管开通，低电平对应开关管关断。

在一个优选的技术方案中，一个开关周期内，Q_{g_SR1}的高电平时间小于1/2个开关周期，Q_{g_SR2}的高电平时间大于1/2个开关周期，Q_g则一直保持低电平。

在一个优选的技术方案中，Q_SR2和Q_SR1低电平互补开关控制，且存在高电平共同导通时间，是指每个开关周期内，在驱动控制信号Q_{g_SR2}低电平变成高电平的时刻，驱动控制信号Q_{g_SR1}继续保持高电平一段时间后变成低电平，然后，Q_{g_SR2}保持高电平，Q_{g_SR1}保持低电平，直到Q_{g_SR1}低电平变成高电平的时刻，Q_{g_SR2}保持高电平一段时间后变成低电平，然后，Q_{g_SR2}保持低电平，Q_{g_SR1}保持高电平，直至Q_{g_SR2}低电平变成高电平的时刻，开始下一个开关周期。

在一个优选的技术方案中，驱动控制信号Q_{g_SR2}和Q_{g_SR1}共同存在高电平的时间即为开关管Q_SR2和Q_SR1的死区时间。

在一个优选的技术方案中，所述双向正激变换器包括高压侧电源V_HV、高压侧滤波电感L_HV、低压侧滤波电容C_HV、高频变压器T_r、复位二极管D_R、高压侧开关管Q、低压侧释能开关管Q_SR1、低压侧储能开关管Q_SR2、低压侧滤波电感L_LV、低压侧滤波电容C_LV和低压侧电源V_LV。

在一个优选的技术方案中，高频变压器T_r包括高压侧绕组N₁、低压侧绕组N₂、复位绕组N₃、励磁电感L_m和漏感L_k。

在一个优选的技术方案中，开关管Q包括其体二极管D_b1和寄生电容C_b1，开关管Q_SR1包含其体二极管D_sb1和寄生电容C_sb1，开关管Q_SR2包含其体二极管D_sb2和寄生电容C_sb2。

在一个优选的技术方案中，高压侧电源V_HV的正极连接至高压侧滤波电感L_HV的一端，L_HV的另一端分别连接至高压侧滤波电容C_HV的正极、N₁绕组的同名端和N₃绕组的异名端，N₁绕组的异名端连接至开关管Q的漏极，N₃绕组同名端连接至复位二极管D_R的阴极，D_R的阳极分别连接至V_HV的负极和Q的源极，N₂绕组同名端分别连接至励磁电感L_m的一端和漏感L_k的一端，漏感L_k的另一端分别连接至开关管Q_SR2的源极和低压侧滤波电感L_LV的一端，L_LV的另一端分别连接至低压侧滤波电容C_LV的正极和电源V_LV的正极，N₂绕组的异名端分别连接至励磁电感L_m的另一端和开关管Q_SR1的漏极，Q_SR1的源极分别连接至Q_SR2的源极、C_LV的负极以及电源V_LV的负极。

在一个优选的技术方案中，体二极管和寄生电容并联连接至开关管的漏极和源极两端，D_b1的阴极和C_b1的一端一起连接至Q的漏极，D_b1的阳极和C_b1的另一端一起连接至Q的源极，D_sb1的阴极和C_sb1的一端一起连接至Q_SR1的漏极，D_sb1的阳极和C_sb1的另一端一起连接至Q_SR1的源极，D_sb2的阴极和C_sb2的一端一起连接至Q_SR2的漏极，D_sb2的阳极和C_sb2的另一端一起连接至Q_SR2的源极。

在一个优选的技术方案中，低压侧向高压侧传输功率的工况对应低压侧电源V_LV向高压侧电源V_HV传输功率的情况。

本发明控制方法的优点在于：

(1)有效减少双向正激变换器开关管电压和电流尖峰，提高变换器的安全性和可靠性，；

(2)减小吸收电路的体积和损耗，提高变换器的功率密度和效率；

(3)实现部分开关管的零电压和零电流开关，二极管的软开关，并减少驱动损耗，进一步提高变换效率；

(4)减小变换器环流，增加***传输功率。

附图说明

图1是双向正激变换器的主电路图；

图2为图1所示变换器采用本发明控制方法后，于低压侧向高压侧传输功率工况下的主要工作波形；

图3为图2中t₀时刻之前双向正激变换器的工作模态图；

图4为图2中t₀～t₁期间双向正激变换器的工作模态图；

图5为图2中t₁～t₂期间双向正激变换器的工作模态图；

图6为图2中t₂～t₃期间双向正激变换器的工作模态图；

图7为图2中t₃～t₄期间双向正激变换器的工作模态图；

图8为图2中t₄～t₅期间双向正激变换器的工作模态图；

图9为图2中t₅～t₆期间双向正激变换器的工作模态图；

图10为图2中t₆～T_s期间双向正激变换器的工作模态图；

图11是现有控制方法下，图1所示双向正激变换器于低压侧向高压侧传输功率工况下的主要工作波形；

图12是图1所示双向正激变换器于低压侧向高压侧传输功率工况下，分别采用图2和图11所示控制方法的仿真对比波形。

具体实施方式

下面结合说明书附图1～12详细地说明本发明的一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法。

图1是双向正激变换器的主电路图。如图1所示，所述双向正激变换器包括高压侧电源V_HV、高压侧滤波电感L_HV、低压侧滤波电容C_HV、高频变压器T_r、复位二极管D_R、高压侧开关管Q、低压侧释能开关管Q_SR1、低压侧储能开关管Q_SR2、低压侧滤波电感L_LV、低压侧滤波电容C_LV和低压侧电源V_LV。其中，N₁、N₂和N₃分别为T_r的高压侧绕组、低压侧绕组和复位绕组，L_m和L_k分别为T_r折算到低压侧的励磁电感和漏感，D_b1、D_sb1和D_sb2分别为开关管Q、Q_SR1和Q_SR2的体二极管，C_b1、C_sb1和C_sb2分别为开关管Q、Q_SR1和Q_SR2的寄生电容。

图2示出了本发明控制方法下，双向正激变换器于低压侧向高压侧传输功率工况下的主要工作波形。其中Q_g、Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}分别为输送至开关管Q、Q_SR1和Q_SR2的驱动控制信号，高电平对应开关管开通，低电平对应开关管关断，i_M为变压器励磁电感L_m的电流，表征变压器的磁通变化情况，i_{L_LV}为低压侧滤波电感L_LV的电流，i_Lk为变压器漏感电流，包括励磁电感电流i_M和N₂线圈电流i_N2，V_N2为N₂绕组，即励磁电感L_m两端的电压。由图2可以看出，在低压侧向高压侧传输功率工况下，双向正激变换器高压侧开关管Q一直关断控制，低压侧开关管Q_SR1和Q_SR2低电平互补开关控制，且存在共同导通的死区时间。所谓Q_SR1和Q_SR2的低电平互补开关控制，是指驱动控制信号Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}不会同时出现低电平，如Q_{g_SR1}为低电平，则Q_{g_SR2}一定为高电平，如Q_{g_SR2}为低电平，则Q_{g_SR1}一定为高电平。所谓Q_SR1和Q_SR2共同导通的死区时间，是指驱动控制信号Q_{g_SR2}低电平变成高电平的时刻，驱动控制信号Q_{g_SR1}继续保持高电平一段时间后变成低电平，同样，在Q_{g_SR1}低电平变成高电平的时刻，Q_{g_SR2}保持高电平一段时间后变成低电平。这样，Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}就会共同存在一定时间的高电平，该段时间内Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}同时导通，如图2中的阴影区域所示。

下面结合图3～图9，介绍图1所示双向正激变换器于低压侧向高压侧传输功率工况下，采用图2所示控制方法的主要工作原理。

图3为图2中t₀时刻之前双向正激变换器的工作模态图。参照图2，t₀时刻之前，开关管Q和Q_SR2关断，Q_SR1导通，低压侧能量通过变压器T_r向高压侧释放，从低压侧折算到高压侧的电流i_HV，通过L_HV和C_HV构成的滤波器、体二极管D_b1和N₁绕组流入电源V_HV，实现低压侧V_LV向高压侧V_HV的功率传输。在高压侧，由于L_HV电感值一般都较大，流经的电流可以当作是恒定不变的，因此，此时N₁绕组两端电压可以近似为V_HV，且同名端(带“·”)为正，异名端为负，复位二极管D_R阴极对阳极电压则为V_HV(1+N₁/N₃)，D_R截止。在低压侧，此时电感L_LV和漏感L_k串联，两个电感电流相等，即i_{L_LV}＝i_Lk，通过N₁绕组电压的折算，也可得N₂绕组的电压，或者说励磁电感L_m两端的电压为V_HVN₂/N₁＞0，励磁电感电流i_M增加，变压器T_r正向磁化，另外，此时加在串联电感L_LV和L_k两端的电压为V_LV-V_HVN₂/N₁＜0，电流i_{L_LV}和i_Lk线性下降。

图4为图2中t₀～t₁期间双向正激变换器的工作模态图。该期间内，开关管Q关断，体二极管D_b1导通，Q_SR1和Q_SR2导通，变压器N₂绕组电压-V_HVN₂/N₁直接加在漏感L_k两端，电压V_LV则直接加在电感L_LV两端，由于L_k感值很小，电流i_Lk迅速下降，直至等于励磁电感电流i_M，近似为零，电感电流i_{L_LV}则增加，由于L_LV电感值较大，可以认为电感L_LV的电流基本保持不变，等效于恒流源。电流i_Lk下降至i_M时，变压器N₁、N₂和N₃绕组电压也近似为零，体二极管D_b1承受反压关断，励磁电感电流i_M基本保持不变，直至t₁时刻，Q_SR1关断，该过程结束。可以看出，t₁时刻去关断Q_SR1，可以实现其零电压和零电流关断。

图5为图2中t₁～t₂期间双向正激变换器的工作模态图。该期间内，开关管Q关断，Q_SR1关断，Q_SR2导通，体二极管D_b1自然关断，电容C_sb1和C_b1充电，N₂、N₁和N₃绕组承受反向电压，即同名端为负，异名端为正，励磁电流i_M减小，变压器反向磁化，直至折算到N₃绕组的电压大于V_HV时，复位二极管D_R自然导通，电容C_b1的电压箝位至2V_HV，该过程结束。

图6为图2中t₂～t₃期间双向正激变换器的工作模态图。该期间内，开关管Q和Q_SR1关断，Q_SR2导通，复位二极管D_R导通，N₃绕组的电压箝位在-V_HV，励磁电感电流i_M线性减少，直至为零，复位二极管D_R自然关断，复位过程结束。

图7为图2中t₃～t₄期间双向正激变换器的工作模态图。该期间内，开关管Q和Q_SR1关断，Q_SR2导通，复位二极管D_R关断，电容C_sb1和C_b1放电，变压器N₁、N₂和N₃绕组的反向电压下降，i_M和i_Lk反向增加，因励磁电感值很大，反向增加的电流值很小，直至C_b1的电压放电至V_HV，C_sb1的电压放电至零，变压器N₂、N₁和N₃绕组的电压也下降至零，直至开关管Q_SR1开通，该过程结束。可以看出，t₃～t₄过程为开关管Q_SR1的零电压和零电流开通做好了准备。

图8为图2中t₄～t₅期间双向正激变换器的工作模态图。该期间内，开关管Q关断，Q_SR1和Q_SR2导通，变压器N₁、N₂和N₃绕组电压为零，漏感L_k电流i_Lk＝i_M，电感L_LV的电流依然可当作为恒流源。

图9为图2中t₅～t₆期间双向正激变换器的工作模态图。该期间内，开关管Q和Q_SR2关断，Q_SR1导通，电感L_LV的电流一方面向漏感L_k转移，另一方面给电容C_sb2充电。另外，该期间内，折算到高压侧的电流i_HV还将对电容C_b1进行放电，变压器N₁、N₂和N₃绕组电压逐渐升高，直至N₁绕组电压升高至V_HV，体二极管D_b1自然导通，高压侧开始接收低压侧输送的功率。在t₆时刻，电感L_LV的电流全部转移到L_k内，即i_Lk＝i_{L_LV}。可以看出，由于L_k电流的变化Δi，C_sb2两端会产生相应的电压变化ΔV_sb2，ΔV_sb2即对应开关管Q_SR2的电压尖峰，具体为ΔV_sb2正比于Δi。由于L_k初始电流为零，因此对应Δi＝i_{L_LV}。

图10为图2中t₆～T_s期间双向正激变换器的工作模态图。该期间内，开关管Q和Q_SR2关断，Q_SR1导通，体二极管D_b1导通，且i_{L_LV}＝i_Lk，具体工作原理和t₀时刻之前一样，低压侧向高压侧输送功率。

图11示出了现有控制方法下，双向正激变换器于低压侧向高压侧传输功率工况下的主要工作波形，其中Q_g、Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}同样为输送至开关管Q、Q_SR1和Q_SR2的驱动控制信号，i_M为变压器励磁电感L_m的电流，i_{L_LV}为低压侧滤波电感L_LV的电流，i_Lk为变压器漏感电流，V_N2为N₂绕组两端的电压。与图2不同的是，图11所示控制方法中，驱动控制信号Q_g和Q_{g_SR1}同为高电平，同为低电平，即开关管Q和Q_SR1同开同关，除此之外，图2和图11所示两种控制方法中的驱动控制信号完全一样，即Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}依然为低电平互补，且同时存在高电平死区时间。需要强调的是，图11中的Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}和图12中的Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}具有相同的开关周期、高电平保持时间、低电平保持时间以及死区时间。由图11可以看出，在t₄～t₅期间，流经漏感L_k的电流i_Lk反向增加至某个电流值，即图中所示的-I_pk。因此在图11所示的t₅～t₆期间，即开关管Q_SR2关断期间，漏感L_k中的电流变化Δi＝i_{L_LV}+I_pk，较图2所示控制方法中的Δi＝i_{L_LV}更大，因而会对应更高的电压尖峰ΔV_sb2。此外，比较图2和图11中的i_Lk波形可知，图11中的电流会反向流动，势必增加变换器的环流，降低传输功率。

图12是图1所示双向正激变换器于低压侧向高压侧传输功率工况下，分别采用图2所示本发明控制方法和图11所示现有控制方法的仿真对比波形。图12左边波形对应本发明控制方法，右边波形对应限流控制方法，左右两边图中至上而下的波形都分别为低压侧滤波电感L_LV的电流i_{L_LV}、高压侧滤波电感L_HV的电流i_{L_HV}、漏感L_k电流i_Lk和开关管Q_SR2漏源极电压波形V_{ds_QSR2}。可以看出，本发明的控制方法低压侧的输出电流i_{L_LV}和高压侧的输入电流i_{L_HV}都更大，传输功率更大，另外，本发明控制方法下的V_{ds_QSR2}电压尖峰值也明显低于现有控制方法，有效提高了开关管的安全性和变换器的效率。需要说明的是，图12中两种控制方法下的仿真波形，对应的双向正激变换器主电路参数完全一样，对应的驱动电路完全一样，驱动控制信号Q_{g_SR1}、Q_{g_SR2}的开关周期以及开关周期内的高电平维持时间、低电平维持时间和死区时间也是完全一样。

图12仿真波形对应的主电路参数为：低压侧电压V_LV＝3.5V，高压侧电压V_HV＝21V，变压器绕组匝数分别为N₁＝N₃＝21匝，N₂＝11匝，励磁电感L_m＝1mH，漏感L_k＝100nH，高压侧滤波电感L_HV＝120μH，滤波电容C_HV＝4700μF，低压侧滤波电感L_LV＝120μH，滤波电容C_LV＝9400μF，Q、Q_SR1和Q_SR2为理想N沟道MOSFET，并联的寄生电容C_b1＝C_sb1＝C_sb2＝1nF，D_R为快恢复二极管，设置反向恢复时间为100nS；

图12仿真波形对应的动电路参数为：开关频率f_s＝10kHz，开关周期T_s＝100μs，死区时间1μs，Q_SR2高电平保持时间为75μs，低电平保持时间25μs，Q_SR1高电平保持时间为27μs，低电平保持时间为73μs。

Claims (10)

1.一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：在低压侧向高压侧传输功率的工况下，双向正激变换器低压侧电感储能开关管Q_SR2和电感释能开关管Q_SR1低电平互补开关控制，存在高电平共同导通时间，高压侧开关管Q则一直关断；Q_g、Q_{g_SR1}和Q_{g_SR2}分别对应开关管Q、Q_SR1和Q_SR2的驱动控制信号，高电平对应开关管开通，低电平对应开关管关断。

2.根据权利要求1所述的一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：一个开关周期内，Q_{g_SR1}的高电平时间小于1/2个开关周期，Q_{g_SR2}的高电平时间大于1/2个开关周期，Q_g则一直保持低电平。

3.根据权利要求1所述的一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：Q_SR2和Q_SR1低电平互补开关控制，且存在高电平共同导通时间，是指每个开关周期内，在驱动控制信号Q_{g_SR2}低电平变成高电平的时刻，驱动控制信号Q_{g_SR1}继续保持高电平一段时间后变成低电平，然后，Q_{g_SR2}保持高电平，Q_{g_SR1}保持低电平，直到Q_{g_SR1}低电平变成高电平的时刻，Q_{g_SR2}保持高电平一段时间后变成低电平，然后，Q_{g_SR2}保持低电平，Q_{g_SR1}保持高电平，直至Q_{g_SR2}低电平变成高电平的时刻，开始下一个开关周期。

4.根据权利要求1所述的一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：驱动控制信号Q_{g_SR2}和Q_{g_SR1}共同存在高电平的时间即为开关管Q_SR2和Q_SR1的死区时间。

5.根据权利要求1所述的一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：所述双向正激变换器包括高压侧电源V_HV、高压侧滤波电感L_HV、低压侧滤波电容C_HV、高频变压器T_r、复位二极管D_R、高压侧开关管Q、低压侧释能开关管Q_SR1、低压侧储能开关管Q_SR2、低压侧滤波电感L_LV、低压侧滤波电容C_LV和低压侧电源V_LV。

6.根据权利要求5所述的一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：高频变压器T_r包括高压侧绕组N₁、低压侧绕组N₂、复位绕组N₃、励磁电感L_m和漏感L_k。

7.根据权利要求5所述的一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：开关管Q包括其体二极管D_b1和寄生电容C_b1，开关管Q_SR1包含其体二极管D_sb1和寄生电容C_sb1，开关管Q_SR2包含其体二极管D_sb2和寄生电容C_sb2。

8.根据权利要求5所述的一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：高压侧电源V_HV的正极连接至高压侧滤波电感L_HV的一端，L_HV的另一端分别连接至高压侧滤波电容C_HV的正极、N₁绕组的同名端和N₃绕组的异名端，N₁绕组的异名端连接至开关管Q的漏极，N₃绕组同名端连接至复位二极管D_R的阴极，D_R的阳极分别连接至V_HV的负极和Q的源极，N₂绕组同名端分别连接至励磁电感L_m的一端和漏感L_k的一端，漏感L_k的另一端分别连接至开关管Q_SR2的源极和低压侧滤波电感L_LV的一端，L_LV的另一端分别连接至低压侧滤波电容C_LV的正极和电源V_LV的正极，N₂绕组的异名端分别连接至励磁电感L_m的另一端和开关管Q_SR1的漏极，Q_SR1的源极分别连接至Q_SR2的源极、C_LV的负极以及电源V_LV的负极。

9.根据权利要求7所述的一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：体二极管和寄生电容并联连接至开关管的漏极和源极两端，D_b1的阴极和C_b1的一端一起连接至Q的漏极，D_b1的阳极和C_b1的另一端一起连接至Q的源极，D_sb1的阴极和C_sb1的一端一起连接至Q_SR1的漏极，D_sb1的阳极和C_sb1的另一端一起连接至Q_SR1的源极，D_sb2的阴极和C_sb2的一端一起连接至Q_SR2的漏极，D_sb2的阳极和C_sb2的另一端一起连接至Q_SR2的源极。

10.根据权利要求1所述的一种减少双向正激变换器开关管电压尖峰和环流的控制方法，其特征在于：低压侧向高压侧传输功率的工况对应低压侧电源V_LV向高压侧电源V_HV传输功率的情况。