CN104935200A - 电力转换装置、其控制装置及控制方法、发电*** - Google Patents

电力转换装置、其控制装置及控制方法、发电*** Download PDF

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Abstract

本发明提供一种在从升压电路的升压动作向单相逆变器的PWM动作切换时，能够抑制从单相逆变器中输出的交流电压的畸变的电力转换装置、发电***、电力转换装置的控制装置以及电力转换装置的控制方法。实施方式涉及的电力转换装置在由升压电路进行的升压动作向单相逆变器的PWM动作切换时，基于对电压检测滤波器的检测滞后进行补偿的滞后补偿值，来改变电压检测滤波器的输出。

Description

电力转换装置、其控制装置及控制方法、发电***
技术领域
本发明涉及电力转换装置、发电***、电力转换装置的控制装置以及电力转换装置的控制方法。
背景技术
以往，已知一种电力转换装置，所述电力转换装置具备升压电路及单相逆变器，通过升压电路对直流电源的电压进行升压，从而从单相逆变器中输出振幅大于直流电源的电压的交流电压。
在这种的电力转换装置中，提出了如下技术：交替地实施升压电路的升压控制和单相逆变器的PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)控制从而从单相逆变器中输出交流电压。该电力转换装置通过单相逆变器生成上述交流电压的波形之中的绝对值小于直流电源的电压的部分，并在升压电路中生成上述交流电压的波形之中的绝对值大于直流电源的电压的部分(例如，参照专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公布第2013/069326号
发明内容
本发明要解决的问题
然而，在基于从升压电路向单相逆变器的输出电压进行单相逆变器的PWM控制的情况下，如果在该输出电压的检测中存在滞后，则从升压电路的升压动作向单相逆变器的PWM动作切换时，从单相逆变器中输出的交流电压中有可能产生畸变。
本发明的实施方式的一个方案是鉴于上述问题而完成的，其目的是提供从升压电路的升压动作向单相逆变器的PWM动作切换时能够控制从单相逆变器中输出的交流电压的畸变的电力转换装置、发电***、电力转换装置的控制装置以及电力转换装置的控制方法。
用于解决问题的方法
实施方式的一个方案涉及的电力转换装置具备升压电路、单相逆变器、以及控制部。所述升压电路对直流电源的电压进行升压并进行输出。所述单相逆变器将所述升压电路的输出电压转换成交流电压并进行输出。所述控制部对所述升压电路的升压动作和所述单相逆变器的PWM动作进行切换。并且，所述控制部具备电压检测滤波器和检测电压变更部。所述电压检测滤波器从检测所述升压电路的输出电压的电压检测部的检测结果中除去噪音成分。所述检测电压变更部在从所述升压电路的升压动作向所述单相逆变器的PWM动作切换时，基于对所述电压检测滤波器的检测滞后进行补偿的滞后补偿值，来改变所述电压检测滤波器的输出。
发明效果
根据实施方式的一个方案，可以提供在从升压电路的升压动作切换到单相逆变器的PWM动作时能够控制从单相逆变器中输出的交流电压的畸变的电力转换装置、发电***、电力转换装置的控制装置以及电力转换装置的控制方法。
附图说明
图1是表示第一实施方式涉及的发电***的结构例的图。
图2是表示电力转换装置的控制部的结构例的图。
图3是表示从电力转换装置的控制部中输出的门信号和输出电压和母线电压的关系例的图。
图4是表示由电压检测滤波器产生的检测滞后的图。
图5是表示因检测滞后导致的输出电压的畸变的图。
图6是表示母线电压推断器的结构例的图。
图7是表示控制部的控制处理流程的流程图的一例。
图8是表示第二实施方式涉及的检测电压变更部的结构例的图。
图9是表示第三实施方式涉及的检测电压变更部的结构例的图。
图10是表示第四实施方式涉及的检测电压变更部的结构的图。
图11是表示第五实施方式涉及的检测电压变更部的结构的图。
图12是表示第六实施方式涉及的指令生成部的结构的图。
附图标记说明
1：发电***，2：电力转换装置，3：太阳能电池(直流电源、发电装置)，4：电力***，10：升压电路，11：单相逆变器，12：输出滤波器，13：电源电流检测部，14：电源电压检测部，15：输出电流检测部，16：输出电压检测部，17：母线电压检测部，20：控制部，21、21E：指令生成部，22：电压检测滤波器，23：逆变器控制部，24：升压控制部，25、25A、25B、25C、25D：检测电压变更部，39、60：切换判定器，61：母线电压推断器，62、62B、62C、65、65D：置换器，64、64D：存储部，71：电压下降推断器，72：加法器。
具体实施方式
以下参照附图，对本申请公开的电力转换装置、发电***、电力转换装置的控制装置以及电力转换装置的控制方法的实施方式进行详细说明。此外，该发明不限于以下表示的实施方式。例如，在下面，将太阳能电池作为直流电源及发电装置的一例进行说明，而直流电源及发电装置也可以是太阳能电池以外的直流发电机、燃料电池等。另外，直流电源例如也可以构成为包括交流电源(包括交流发电机)和转换器，并利用转换器将交流电源的交流电转换成直流电并输出。
[1.第一实施方式]
图1是表示第一实施方式涉及的发电***的结构例的图。如图1所示，第一实施方式涉及的发电***1具备电力转换装置2及太阳能电池3，将在太阳能电池3中发电的直流电转换成交流电并向电力***4输出。此外，在图1所示的例子中，电力转换装置2与电力***4连接，而电力***4是负载就可以，例如也可以是利用交流电进行工作的设备。
[1.1.电力转换装置2]
电力转换装置2具备输入端子Tp、Tn、输出端子T1、T2、升压电路10、单相逆变器11、输出滤波器12、电源电流检测部13、电源电压检测部14、输出电流检测部15、输出电压检测部16、母线电压检测部17、以及控制部20(控制部及控制装置的一例)。
输入端子Tp与太阳能电池3的正极连接，输入端子Tn与太阳能电池3的负极连接。另外，输出端子T1、T2与电力***4连接。从太阳能电池3经由输入端子Tp、Tn而被输入的直流电压通过升压电路10及单相逆变器11转换成交流电压，转换后的交流电压从输出端子T1、T2向电力***4输出。
升压电路10具有开关元件Q5、Q6、二极管D5、D6、电抗器L1、电容器C1、C2。电抗器L1的一端与太阳能电池3连接。
开关元件Q5经由电抗器L1而并联连接在太阳能电池3的正极和负极之间。二极管D5与开关元件Q5反向并联连接。开关元件Q6的一端与电抗器L1和开关元件Q5的连接点连接，另一端与单相逆变器11连接。二极管D6与开关元件Q6反向并联连接。
电容器C1连接在太阳能电池3的正极和负极之间，抑制输入端子Tp、Tn之间的电压变动。电容器C2与升压电路10的输出侧连接，对由电抗器L1及开关元件Q5进行升压的电压进行平滑处理。
该升压电路10将开关元件Q5、Q6交替地控制成接通/断开，并从开关元件Q6中输出对从太阳能电池3向输入端子Tp、Tn输入的直流电压进行了升压的电压。另外，升压电路10以断开开关元件Q5及接通开关元件Q6的方式进行控制，从开关元件Q6中输出从太阳能电池3向输入端子Tp、Tn输入的直流电压。
如此，升压电路10能够对从太阳能电池3中输出的直流电压进行升压、或能够对从太阳能电池3中输出的直流电压不进行升压而进行输出。此外，在下面，将升压电路10和单相逆变器11的连接点的电压、即从升压电路10向单相逆变器11输入的电压记载为母线电压Vpn。
单相逆变器11具备桥接而成的开关元件Q1～Q4、与开关元件Q1～Q4反向并联连接的二极管D1～D4。单相逆变器11将开关元件Q1、Q4控制成接通/断开，从而将母线电压Vpn转换成正交流电压，将开关元件Q2、Q3控制成接通/断开，从而将母线电压Vpn转换成负交流电压。
另外，单相逆变器11将开关元件Q1、Q4控制成接通并将母线电压Vpn作为正电压而输出，将开关元件Q2、Q3控制成接通并将母线电压Vpn作为负电压而输出。如此，单相逆变器11能够将母线电压Vpn转换成交流、或者不转换母线电压Vpn而进行输出。
另外，上述的开关元件Q1～Q6例如是包括氮化镓(GaN)或者碳化硅(SiC)的宽带隙半导体。另外，开关元件Q1～Q6也可以是MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等。
输出滤波器12是具有例如电抗器L2和电容器C3的LC滤波器，所述输出滤波器12设在单相逆变器11和电力***4之间。该输出滤波器12除去由构成单相逆变器11的开关元件Q1～Q4的开关引起的开关噪音。
电源电流检测部13检测从太阳能电池3向升压电路10供给的直流电流的瞬时值Iin(以下，有时记载为电源电流Iin)。另外，电源电压检测部14检测从太阳能电池3供给的直流电压的瞬时值Vin(以下，有时记载为电源电压Vin)。此外，电源电流检测部13例如利用作为磁电转换元件的霍尔元件检测电流。
输出电流检测部15检测从电力转换装置2向电力***4供给的交流电流的瞬时值ig(以下，有时记载为输出电流ig)。另外，输出电压检测部16检测从电力转换装置2向电力***4供给的交流电压的瞬时值ug(以下，有时记载为输出电压ug)。此外，输出电流检测部15例如利用作为磁电转换元件的霍尔元件检测电流。
母线电压检测部17检测从升压电路10向单相逆变器11输出的母线电压Vpn的瞬时值(以下，有时记载为母线电压Vpn1)。
控制部20基于电源电压Vin、电源电流Iin、输出电流ig、输出电压ug以及母线电压Vpn1，输出对升压电路10及单相逆变器11进行控制的门信号S1～S6。门信号S1～S6分别被输入到相对应的开关元件Q1～Q6的门极，并控制开关元件Q1～Q6。
控制部20例如包括微型计算机、各种电路，该微型计算机具有CPU(CentralProcessing Unit：中央处理器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、输入输出端口等。该微型计算机的CPU通过读出并执行存储在ROM内的程序，实现后述的控制。以下参照附图，具体说明控制部20的具体结构的一例。
[1.2.控制部20的结构]
图2是表示控制部20的结构例的图。如图2所示，控制部20具备指令生成部21、电压检测滤波器22、逆变器控制部23、升压控制部24、以及检测电压变更部25。例如通过上述CPU读出并执行上述程序从而实现该指令生成部21、电压检测滤波器22、逆变器控制部23、升压控制部24以及检测电压变更部25的功能。
此外，也可以由ASIC(Application Specific Integrated Circuit：专用集成电路)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)等的集成电路来构成指令生成部21、电压检测滤波器22、逆变器控制部23、升压控制部24以及检测电压变更部25的至少任一或者全部部件。
[1.2.1.指令生成部21]
指令生成部21基于从电源电流检测部13输入的电源电流Iin及从电源电压检测部14输入的电源电压Vin，以最大化从太阳能电池3向升压电路10供给的电能的方式生成交流电压指令Ug*。当进行最大化时，指令生成部21基于交流电压指令Ug*和电源电压Vin的关系，将交流电压指令Ug*输出到逆变器控制部23及升压控制部24的任一部件中。
具体而言，指令生成部21在交流电压指令Ug*的绝对值为电源电压Vin以下的情况下，对逆变器控制部23输出交流电压指令Ug*，在交流电压指令Ug*的绝对值大于电源电压Vin的情况下，对升压控制部24输出交流电压指令Ug*。
指令生成部21具备相位检测器30、坐标转换器31、dq转换器32、电流指令生成器33、减法器34、35、q轴电流控制器36、d轴电流控制器37、交流电压指令生成器38、切换判定器39、以及切换器40。
相位检测器30检测从电力转换装置2向电力***4供给的输出电压ug的相位θ(以下，记载为输出电压相位θ)。相位检测器30例如由PLL(Phase LockedLoop：锁相环)构成。另外，输出电压ug对应于电力***4的电压。
坐标转换器31将从单相逆变器11向电力***4供给的输出电流ig转换成在正交坐标上相互正交的一对信号。例如，坐标转换器31基于输出电流ig，生成与输出电流ig的相位同步的第一信号、和相对于输出电流ig的相位延迟了90度的第二信号。
dq转换器32基于输出电压相位θ，对由坐标转换器31生成的第一及第二信号进行坐标转换并转换成dq坐标系的dq成分。由此，dq转换器32获取d轴成分的电流Id(以下，记载为d轴电流Id)和q轴成分的电流Iq(以下，记载为q轴电流Iq)。此外，q轴电流Iq对应于输出电流ig之中的有效电流，d轴电流Id对应于输出电流ig之中的无效电流。
电流指令生成器33基于电源电压Vin及电源电流Iin，以最大化从太阳能电池3向升压电路10供给的电能的方式生成电流指令i*。电流指令i*将q轴电流指令Iq*作为q轴成分，将d轴电流指令Id*作为d轴成分。q轴电流指令Iq*是对应于输出电流ig之中的有效成分的指令，d轴电流指令Id*是对应于输出电流ig之中的无效成分的指令。
减法器34从q轴电流指令Iq*中减去q轴电流Iq从而计算出q轴电流偏差Iqdiff，并向q轴电流控制器36输出。q轴电流控制器36例如通过进行PI(比例积分)控制，以q轴电流偏差Iqdiff变成零的方式调整q轴交流电压指令Uq*，并向交流电压指令生成器38输出。
减法器35从d轴电流指令Id*中减去d轴电流Id从而计算出d轴电流偏差Iddiff，并向d轴电流控制器37输出。d轴电流控制器37例如通过进行PI控制，以d轴电流偏差Iddiff变成零的方式调整d轴交流电压指令Ud*，并向交流电压指令生成器38输出。
交流电压指令生成器38基于q轴交流电压指令Uq*、d轴交流电压指令Ud*以及输出电压相位θ，生成交流电压指令Ug*。例如，交流电压指令生成器38使用以下式(1)，运算出交流电压指令Ug*的振幅M，使用以下式(2)，运算出相位θa。交流电压指令生成器38例如对输出电压相位θ加上相位θa从而运算出交流电压指令Ug*的相位θv。交流电压指令生成器38例如通过运算M×sinθv从而生成交流电压指令Ug*(＝M×sinθv)。
[公式1]
M = Ud * 2 + Uq * 2 . . . ( 1 )
θa＝tan-1(Uq*/Ud*)…(2)
切换判定器39判定交流电压指令Ug*的绝对值是否是电源电压Vin以下。切换判定器39如果判定为交流电压指令Ug*的绝对值为电源电压Vin以下，则输出低电平的切换信号Sw，如果判定为交流电压指令Ug*的绝对值大于电源电压Vin，则输出高电平的切换信号Sw。
切换器40向与切换信号Sw相对应的输出目标输出交流电压指令Ug*。切换器40在切换信号Sw为低电平的情况下，向逆变器控制部23输出交流电压指令Ug*，在切换信号Sw为高电平的情况下，向升压控制部24输出交流电压指令Ug*。
此外，切换判定器39不限于图2所示的结构，也可以是其它的结构。例如也可以是如下构成，不设切换器40，将交流电压指令Ug*向逆变器控制部23及升压控制部24输入，由切换判定器39来使逆变器控制部23及升压控制部24的任一部件进行动作。
在该情况下，逆变器控制部23在切换信号Sw为低电平的情况下，进行单相逆变器11的PWM控制，在切换信号Sw为高电平的情况下，不进行单相逆变器11的PWM控制。另外，升压控制部24在切换信号Sw为低电平的情况下，不进行升压电路10的升压控制，在切换信号Sw为高电平的情况下，进行升压电路10的升压控制。
另外，指令生成部21不限于图2所示的结构，也可以是其它的结构。例如，指令生成部21也可以是如下构成，分别具有生成对于逆变器控制部23的交流电压指令Ug*的指令生成部、和生成对于升压控制部24的交流电压指令Ug*的指令生成部。
[1.2.2.电压检测滤波器22]
电压检测滤波器22从作为母线电压检测部17(参照图1)的检测结果的母线电压Vpn1中除去噪音成分。该电压检测滤波器22例如是低通滤波器，所述电压检测滤波器22构成为在交流电压指令Ug*的频率为50Hz或者60Hz的情况下，减少母线电压Vpn1的噪音成分(例如，100Hz以上的频率成分)。此外，在下面，将由电压检测滤波器22来除去了噪音的母线电压Vpn1记载为母线电压Vpn2。
[1.2.3.逆变器控制部23]
逆变器控制部23基于母线电压Vpn2、电源电压Vin以及交流电压指令Ug*，生成门信号S1～S4。该逆变器控制部23如图2所示，具备电压修正器51和载波比较器52。
电压修正器51基于基准电压Vref和母线电压Vpn2，通过对交流电压指令Ug*进行修正，从而求出调制系数α1。电压修正器51例如通过下式(3)的运算求出调制系数α1。此外，基准电压Vref是预先设定在电压修正器51中的参数。
[公式2]
α 1 = Ug * × Vref Vpn 2 . . . ( 3 )
载波比较器52在交流电压指令Ug*的绝对值为电源电压Vin以下的情况下，通过比较调制系数α1和载波信号，生成PWM信号。载波比较器52在交流电压指令Ug*的极性为正的情况下，将生成了的PWM信号作为门信号S1、S4而输出，在交流电压指令Ug*的极性为负的情况下，将生成了的PWM信号作为门信号S2、S3而输出。
另外，载波比较器52在交流电压指令Ug*的绝对值大于电源电压Vin的情况下，输出与交流电压指令Ug*的极性相对应的门信号S1～S4。具体而言，载波比较器52在交流电压指令Ug*的极性为正的情况下，将门信号S1、S4作成高电平，将门信号S2、S3作成低电平。由此，从单相逆变器11中输出正电压。另外，载波比较器52在交流电压指令Ug*的极性为负的情况下，将门信号S2、S3作成高电平，将门信号S1、S4作成低电平。由此，从单相逆变器11中输出负电压。
[1.2.4.升压控制部24]
升压控制部24在交流电压指令Ug*的绝对值为电源电压Vin以下的情况下，输出低电平的门信号S5和高电平的门信号S6。由此，开关元件Q5被断开，开关元件Q6被接通，电源电压Vin经由电抗器L1及开关元件Q6向单相逆变器11输出。
另外，升压控制部24在交流电压指令Ug*的绝对值大于电源电压Vin的情况下，以成为与交流电压指令Ug*相对应的母线电压Vpn的方式门输出信号S5、S6。具体而言，升压控制部24基于电源电压Vin及交流电压指令Ug*，生成高及低相互颠倒的一对PWM信号。例如，升压控制部24生成具有调制系数α2(＝|Ug*|－Vin)/|Ug*|)的PWM信号。升压控制部24将生成了的一对PWM信号作为一对门信号S5、S6而输出。
升压控制部24在对升压电路10进行控制并生成输出电压ug之中的绝对值高于电源电压Vin的部分的电压的期间内，交替地接通开关元件Q5及开关元件Q6。由此，在电力转换装置2中，即使在生成输出电压ug之中的绝对值高于电源电压Vin的部分的电压的期间内成为低负载状态、无负载状态，也能够使电荷经由开关元件Q6及电抗器L1向太阳能电池3侧逃逸，其中，所述电荷是母线电压Vpn非必要地变高了的电容器C1的电荷。
图3是表示从逆变器控制部23及升压控制部24中输出的门信号S1～S6和输出电压ug和母线电压Vpn的关系例的图。如图3所示，在交流电压指令Ug*的绝对值为电源电压Vin以下的情况下，电力转换装置2不进行升压电路10的升压动作，而进行单相逆变器11的PWM动作，从而输出与交流电压指令Ug*相对应的电压。由此，生成输出电压ug之中的绝对值小于电源电压Vin的部分的电压。
另外，电力转换装置2在交流电压指令Ug*的绝对值大于电源电压Vin的情况下，不进行单相逆变器11的PWM动作，而进行升压电路10的升压动作，从而经由单相逆变器11向电力***4输出与交流电压指令Ug*相对应的母线电压Vpn。由此，生成输出电压ug之中的交流电压指令Ug*的绝对值大于电源电压Vin的部分的电压。
[1.2.5.检测电压变更部25]
检测电压变更部25从升压电路10的升压动作向单相逆变器11的PWM动作切换时，基于对电压检测滤波器22的检测滞后进行补偿的滞后补偿值Vcmp，来改变电压检测滤波器22的输出。由此，从升压控制切换到逆变器控制时能够抑制从单相逆变器11输出的输出电压ug的畸变。
以下，具体说明检测电压变更部25。图4是表示由电压检测滤波器22产生的检测滞后的图，图5是表示因检测滞后导致的输出电压的畸变的图。
在升压电路10的升压电压为固定电压值的情况下，由于母线电压Vpn是直流电压，因此电压检测滤波器22的检测滞后的影响较少。但是，本实施方式涉及的电力转换装置2如上所述，通过升压电路10生成输出电压ug之中的交流电压指令Ug*的绝对值大于电源电压Vin的部分的交流电压。
由于电压检测滤波器22中存在检测滞后，因此如图4所示，在升压控制期间内，母线电压Vpn2的变化相对于母线电压Vpn的变化产生滞后。因此，从升压电路10的升压动作切换到单相逆变器11的PWM动作时，从电压检测滤波器22输出的母线电压Vpn2中产生误差ΔVpn。
逆变器控制部23进行基于母线电压Vpn2的PWM控制，因此如图5所示，从升压电路10的升压动作切换到单相逆变器11的PWM动作时，因误差ΔVpn导致输出电压ug急剧变化，在输出电压ug中产生畸变。另外，即使只在单相逆变器11的PWM动作期间开启电压检测滤波器22的滤波器功能，也会产生误差ΔVpn，因此，和始终开启电压检测滤波器22的滤波器功能的情况同样地在输出电压ug中产生畸变。
于是，当从升压电路10的升压动作切换到单相逆变器11的PWM动作时，检测电压变更部25基于对电压检测滤波器22的检测滞后进行补偿的滞后补偿值Vcmp，改变电压检测滤波器22的输出。
检测电压变更部25例如推断与电源电流Iin相对应的升压电路10的电压下降量ΔV，通过对电源电压Vin加上电压下降量ΔV，运算出母线电压推断值Vpn^。检测电压变更部25将该母线电压推断值Vpn^作为滞后补偿值Vcmp而输出。
如图2所示，检测电压变更部25具备母线电压推断器61和置换器62。母线电压推断器61基于输出电压ug及电源电压Vin等，通过推断电压下降量ΔV，求出母线电压推断值Vpn^。
在这里，在输入电和输出电相等的情况下，能够如下式(4)表示电源电压Vin、电源电流Iin、输出电压ug、以及输出电流ig的关系。
[公式3]
lin×Vin＝ig×ug…(4)
通过上式(4)，下式(5)成立。
[公式4]
lin＝(ig×ug)/Vin…(5)
另外，在不进行升压电路10的升压动作的期间内，能够如下式(6)表示升压电路10的电压下降量ΔV。此外，在下式(6)中，“RL”表示电抗器L1的电阻成分，“RSW”表示开关元件Q6的接通电阻。
[公式5]
ΔV＝lin×(RL+RSW)…(6)
根据上式(5)、(6)，能够如下式(7)表示升压电路10的电压下降量ΔV。
[公式6]
ΔV＝(RL+ESW)×(ug×ig)/Vin…(7)
如下式(8)所示，母线电压Vpn是对电源电压Vin加上电压下降量ΔV的电压值，因此，根据电源电压Vin及电压下降量ΔV能够推断母线电压Vpn。
[公式7]
Vpn＝Vin+ΔV…(8)
母线电压推断器61将电抗器L1的电阻成分RL和开关元件Q6的接通电阻RSW作为参数进行存储。母线电压推断器61利用这些参数，根据上式(7)的运算推断电压下降量ΔV，并且通过对电源电压Vin加上推断出的电压下降量ΔV，从而求出母线电压推断值Vpn^。
图6是表示母线电压推断器61的结构例的图。如图6所示，母线电压推断器61具备电压下降推断器71和加法器72。电压下降推断器71基于电源电压Vin、输出电压ug以及输出电流ig，根据上式(7)的运算求出作为电压下降量ΔV的推断值的下降电压推断值ΔV^。加法器72通过对电源电压Vin加上下降电压推断值ΔV^，求出母线电压推断值Vpn^。
此外，母线电压推断器61利用上述参数，根据上式(6)的运算求出下降电压推断值ΔV^，通过对电源电压Vin加上下降电压推断值ΔV，也能够求出母线电压推断值Vpn^。
置换器62在切换信号Sw从高电平变成低电平的时刻下，将由母线电压推断器61来推断运算出的母线电压推断值Vpn^作为滞后补偿值Vcmp向电压检测滤波器22输出。由此，基于母线电压推断值Vpn^来改变电压检测滤波器22的输出。
在这里，例如将电压检测滤波器22作为一次数字低通滤波器。在该情况下，能够如下式(9)表示作为电压检测滤波器22的输入输出的母线电压Vpn1和母线电压Vpn2的关系。
[公式8]
Vpn2＝{1/(1+Ts)}×Vpn1…(9)
并且，如作为s＝(1－Z-1)/ts对上式(9)进行离散化，则能够如下式(10)表示。
[公式9]
Vpn2(k)＝{ts/(ts+T)}(Vpn1(k)-Vpn2(k-1))×Vpn2(k-1)…(10)
如上式(10)所知，在这一次输入值Vpn1(k)与上一次输出值Vpn2(k－1)相同的情况下，Vpn2(k)＝Vpn2(k－1)。因而，这一次输出值Vpn2(k)收敛于上一次输出值Vpn2(k－1)。
如图3所示，在单相逆变器11的PWM动作期间内，由于母线电压Vpn是固定电压值，因此，在切换信号Sw从高电平变成低电平之后，从母线电压检测部17输出的母线电压Vpn1是固定电压值。
于是，置换器62在切换信号Sw从高电平变成低电平的时刻下，将电压检测滤波器22的上一次输出值Vpn2(k－1)置换成滞后补偿值Vcmp。
由此，从电压检测滤波器22输出的母线电压Vpn2变成对应于母线电压推断值Vpn^的值，逆变器控制部23能够基于被补偿了检测滞后的母线电压Vpn2来控制单相逆变器11。因此，从升压电路10的升压动作切换到单相逆变器11的PWM动作时能够抑制单相逆变器11的输出电压ug的畸变。
此外，电压检测滤波器22不限于一次数字低通滤波器。例如，电压检测滤波器22也可以是n(n是2以上的整数)次数字低通滤波器、其他的数字滤波器。
另外，置换器62将上一次输出值Vpn2(k－1)作为电压检测滤波器22的内部值置换成滞后补偿值Vcmp，而置换的内部值不限于上一次输出值Vpn2(k－1)。例如，置换器62也可以具有如下功能和结构，基于滞后补偿值Vcmp改变在电压检测滤波器22的内部值之中能够补偿检测滞后的内部值。
[1.3.由控制部20进行的处理流程]
图7是表示控制部20的控制处理的流程的流程图的一例。控制部20在规定周期内重复执行图7所示的控制处理。
如图7所示，控制部20生成交流电压指令Ug*(步骤10)，获取从输出电压检测部16中检测出的电源电压Vin(步骤11)。
控制部20判定交流电压指令Ug*的绝对值是否为电源电压Vin以下(步骤12)。如果判定为交流电压指令Ug*的绝对值为电源电压Vin以下(步骤12；是)，则控制部20判定是否是滞后补偿时刻(步骤13)。
在步骤13中，控制部20在交流电压指令Ug*的绝对值从大于电源电压Vin的值变化为电源电压Vin以下的时刻的情况下，判定为是滞后补偿时刻。控制部20如果判定为是滞后补偿时刻(步骤13；是)，则生成滞后补偿值Vcmp，并基于该滞后补偿值Vcmp改变母线电压Vpn2(步骤14)。
在结束了步骤14的处理的情况下、或者如果判定为不是滞后补偿时刻(步骤13；否)，控制部20基于母线电压Vpn2及交流电压指令Ug*，生成门信号S1～S4，对单相逆变器11进行PWM控制(步骤15)。
在步骤12中，如果判定为交流电压指令Ug*的绝对值不为电源电压Vin以下(步骤12；否)，则控制部20基于交流电压指令Ug*生成门信号S5、S6，对升压电路10进行升压控制(步骤16)。
如此，第一实施方式涉及的电力转换装置2从升压电路10的升压动作切换到单相逆变器11的PWM动作时，基于对电压检测滤波器22的检测滞后进行补偿的滞后补偿值Vcmp，改变电压检测滤波器22的输出。由此，即使在交替地实施升压电路10的升压控制和单相逆变器11的PWM控制并从单相逆变器11中输出交流电压的情况下，也能够抑制单相逆变器11的输出电压ug的畸变。
[2.第二实施方式]
下面，对第二实施方式涉及的发电***的电力转换装置进行说明。此外，第二实施方式涉及的发电***除了检测电压变更部的结构以外和发电***1的结构相同，因此省略图示及说明，另外，对于与电力转换装置2具有相同功能的结构要素附上相同的附图标记，省略重复说明。
图8是表示第二实施方式涉及的检测电压变更部的结构的图。如图8所示，检测电压变更部25A具备存储部64和置换器65。
存储部64在切换信号Sw即将从低电平变成高电平之前，存储从电压检测滤波器22输出的母线电压Vpn2，将存储的母线电压Vpn2作为滞后补偿值Vcmp向置换器65输出。
置换器65在切换信号Sw从高电平变成了低电平的时刻下，将电压检测滤波器22的上一次输出值Vpn2(k－1)置换成滞后补偿值Vcmp。
在切换信号Sw即将从低电平变成高电平之前，母线电压Vpn为稳定的直流电压，通过电压检测滤波器22除去从电压检测滤波器22输出的母线电压Vpn2的噪音。
因而，将切换信号Sw即将从低电平变成高电平之前的母线电压Vpn2作为滞后补偿值Vcmp，将电压检测滤波器22的上一次输出值Vpn2(k－1)置换成滞后补偿值Vcmp，从而能够高精度地抑制输出电压ug的畸变。
此外，如果是在母线电压Vpn为稳定的直流电压的期间内，存储在存储部64中的母线电压Vpn2也可以不是切换信号Sw即将从低电平变成高电平之前的母线电压Vpn2。存储部64例如也能够在切换信号Sw从高电平变成低电平之后经过了规定期间的时刻下，对从电压检测滤波器22输出的母线电压Vpn2进行存储。另外，能够通过参数设定由存储部64存储母线电压Vpn2的时刻。
[3.第三实施方式]
下面，对第三实施方式涉及的发电***的电力转换装置进行说明。此外，第三实施方式涉及的发电***除了检测电压变更部的结构以外和发电***1的结构相同，因此省略图示及说明，另外，对于与电力转换装置2具有相同功能的结构要素附上相同的附图标记，省略重复说明。
图9是表示第三实施方式涉及的检测电压变更部的结构的图。如图9所示，检测电压变更部25B具备母线电压推断器61和置换器62B。
置换器62B在切换信号Sw为高电平的情况下，将从电压检测滤波器22输出的母线电压Vpn2向逆变器控制部23输出。另外，置换器62B在切换信号Sw从高电平变成了低电平的时刻到满足规定条件为止的期间内，将通过母线电压推断器61推断运算出的母线电压推断值Vpn^作为滞后补偿值Vcmp向逆变器控制部23输出。由此，基于母线电压推断值Vpn^改变电压检测滤波器22的输出。
置换器62B将滞后补偿值Vcmp向逆变器控制部23输出的期间是预先被设定的期间，例如被设定为母线电压Vpn2变得与母线电压Vpn实质相同的期间以上。在该情况下，如果经过预先被设定的期间，则置换器62B将向逆变器控制部23的输出对象从滞后补偿值Vcmp向母线电压Vpn2切换。
另外，置换器62B将滞后补偿值Vcmp向逆变器控制部23输出的期间例如也可以设定为电压检测滤波器22的输出变化量变成规定值以下为止的期间。在该情况下，置换器62B例如运算出母线电压Vpn2的变化量，在该变化量变成规定值以下的情况下，将向逆变器控制部23的输出对象从滞后补偿值Vcmp向母线电压Vpn2切换。
另外，置换器62B将滞后补偿值VCmp向逆变器控制部23输出的期间例如也可以设定为母线电压Vpn2和母线电压推断值Vpn^之差变成规定值以下为止的期间。在该情况下，置换器62B例如运算出母线电压Vpn2和母线电压推断值Vpn^之差，在该差成为规定值以下的情况下，将向逆变器控制部23的输出对象从滞后补偿值Vcmp向母线电压Vpn2切换。
如此，第三实施方式涉及的电力转换装置在从升压电路10的升压动作切换到单相逆变器11的PWM动作时开始到满足规定条件为止的期间内，将母线电压Vpn2置换成滞后补偿值Vcmp。由此，能够抑制输出电压ug的畸变。此外，电压检测滤波器22不限于数字滤波器。例如，电压检测滤波器22也可以是模拟低通滤波器。
[4.第四实施方式]
下面，对第四实施方式涉及的发电***的电力转换装置进行说明。此外，第四实施方式涉及的发电***除了检测电压变更部的结构以外和发电***1的结构相同，因此省略图示及说明，另外，对于与电力转换装置2具有相同功能的结构要素附上相同的附图标记，省略重复说明。
图10是表示第四实施方式涉及的检测电压变更部的结构的图。如图10所示，检测电压变更部25C具备切换判定器60、母线电压推断器61、以及置换器62C。
切换判定器60在母线电压Vpn2和母线电压推断值Vpn^之差为规定值以下的情况下，输出高电平的切换信号Sw1，在母线电压Vpn2和母线电压推断值Vpn^之差大于规定值的情况下，输出低电平的切换信号Sw1。
置换器62C在从切换判定器60中输出了高电平的切换信号Sw1的情况下，将母线电压Vpn2向逆变器控制部23输出。另外，置换器62C在从切换判定器60中输出了低电平的切换信号Sw1的情况下，将由母线电压推断器61来推断运算出的母线电压推断值Vpn^作为滞后补偿值Vcmp向逆变器控制部23输出。
在升压电路10的升压动作切换到单相逆变器11的PWM动作时，母线电压Vpn2和母线电压推断值Vpn^之差变得大于规定值。因而，置换器62C在从升压电路10的升压动作切换到单相逆变器11的PWM动作时，通过将母线电压Vpn2置换成滞后补偿值Vcmp，能够抑制输出电压ug的畸变。此外，电压检测滤波器22不限于数字滤波器。例如，电压检测滤波器22也可以是模拟低通滤波器。
[5.第五实施方式]
下面，对第五实施方式涉及的发电***的电力转换装置进行说明。此外，第五实施方式涉及的发电***除了检测电压变更部的结构以外和发电***1的结构相同，因此省略图示及说明，另外，对于与电力转换装置2具有相同功能的结构要素附上相同的附图标记，省略重复说明。
图11是表示第五实施方式涉及的检测电压变更部的结构的图。如图11所示，检测电压变更部25D具备存储部64D和置换器65D。
存储部64D在切换信号Sw即将从低电平变成高电平之前，存储从电压检测滤波器22输出的母线电压Vpn2，将存储的母线电压Vpn2作为滞后补偿值Vcmp向置换器65D输出。
置换器65D在切换信号Sw为高电平的情况下，将从电压检测滤波器22输出的母线电压Vpn2向逆变器控制部23输出。另外，置换器65D在切换信号Sw从高电平变成了低电平的时刻开始到满足规定条件为止的期间内，将从存储部64D输出的滞后补偿值Vcmp向逆变器控制部23输出。此外，“满足规定条件为止的期间”例如与第三实施方式涉及的检测电压变更部25C的情况相同。
如此，第五实施方式涉及的电力转换装置在从升压电路10的升压动作切换到单相逆变器11的PWM动作时开始到满足规定条件为止的期间内，将母线电压Vpn2置换成滞后补偿值Vcmp。由此，能够抑制输出电压ug的畸变。此外，电压检测滤波器22不限于数字滤波器。例如，电压检测滤波器22也可以是模拟低通滤波器。
[6.第六实施方式]
下面，对第六实施方式涉及的电力转换装置进行说明。此外，第六实施方式涉及的电力转换装置除了指令生成部的结构以外和第一～第五电力转换装置的结构相同，因此省略图示及说明，另外，对于与第一～第五电力转换装置具有相同功能的结构要素附上相同的附图标记，省略重复说明。此外，在第六实施方式涉及的电力转换装置的单相逆变器11中，代替电力***4例如连接有交流电动机。
图12是表示第六实施方式涉及的指令生成部的结构的图。如图12所示，指令生成部21E具备相位检测器30、切换判定器39、切换器40、电压振幅有效值运算器81、电压指令输出器82、减法器83、以及交流电压指令生成器84。
电压振幅有效值运算器81对输出电压ug的振幅有效值Ug进行运算。电压振幅有效值运算器81例如对输出电压ug的振幅值进行运算，对该振幅值乘上1/√2，从而求出输出电压ug的振幅有效值Ug。
电压指令输出器82向减法器83输出电压指令Ug1*。减法器83运算出电压指令Ug1*和输出电压ug的振幅有效值Ug的偏差，并向交流电压指令生成器输出。
交流电压指令生成器84以电压指令Ug1*和振幅有效值Ug的偏差变成零的方式生成交流电压指令Ug*。例如，交流电压指令生成器84例如具有PI控制器，以电压指令Ug1*和振幅有效值Ug的偏差变成零的方式求出交流电压指令Ug*的振幅M。交流电压指令生成器84基于振幅M和输出电压相位θ，生成交流电压指令Ug*(＝M×sinθ)。交流电压指令生成器84向切换器40、切换判定器39输出生成的交流电压指令Ug*。
如此，第六实施方式涉及的电力转换装置能够基于电压指令Ug1*生成交流电压指令Ug*，并能够自行运转。因而，可以提供即使是在将交流电动机与单相逆变器11连接的情况下，也能够抑制输出电压ug的畸变的电力转换装置。
[7.其他]
在上述的第一～第五实施方式中，能够利用d轴成分及q轴成分的标量来生成交流电压指令Ug*，因此，能够容易地进行电压指令的生成处理，但是也可以只利用矢量来生成交流电压指令Ug*。
另外，在上述实施方式中，说明了根据交流电压指令Ug*的绝对值是否为电源电压Vin以上从而对升压电路10的升压动作和单相逆变器11的PWM动作进行切换的例子，而升压电路10的升压控制和单相逆变器11的PWM控制的切换条件不限于该例子。
例如，也可以考虑由电抗器L1的电阻成分及开关元件Q6的接通电阻产生的电压下降量ΔV，通过判定交流电压指令Ug*是否为规定电压Vsw(＜Vin)以下，对升压电路10的升压动作和单相逆变器11的PWM动作进行切换。规定电压Vsw例如是Vin+ΔV。另外，在Vsw1(＜Vin)＜Ug*＜Vsw2(＞Vin)的期间内，也可以同时进行升压电路10的升压动作和单相逆变器11的PWM动作。
在上述的实施方式中，将母线电压检测部17作为对母线电压Vpn的瞬时值进行检测的部件进行了说明，而母线电压检测部17例如也可以是输出通过分压电路按规定比率对母线电压Vpn进行了降压的电压的结构。在该情况下，电压检测滤波器22例如通过A/D转换器将从母线电压检测部17输出的电压转换成数字信号，并通过滤波器从该数字信号中除去噪音。
另外，在上述实施方式中，开关元件Q1～Q4和/或开关元件Q5、Q6是包括氮化镓(GaN)或者碳化硅(SiC)的宽带隙半导体。由此，对于与电力转换装置2的输出连接的***阻抗、负载的变化，能够主动进行补偿。
对于本领域技术人员而言，能够容易地导出进一步的效果和变形例。因而，本发明的更广泛的方式不限于以上所述并记述的特定的细节以及代表性的实施方式。因此，在不脱离所附的权利要求书及其等同物所定义的总的发明概念的精神或范围的情况下，能够进行各种各样的变更。

Claims (11)

1.一种电力转换装置，其特征在于，具有：
升压电路，其对直流电源的电压进行升压并进行输出；
单相逆变器，其将所述升压电路的输出电压转换成交流并进行输出；以及
控制部，其对所述升压电路的升压动作和所述单相逆变器的PWM动作进行切换，
所述控制部具备：
电压检测滤波器，其从检测所述升压电路的输出电压的电压检测部的检测结果中除去噪音成分；以及
检测电压变更部，其在从所述升压电路的升压动作向所述单相逆变器的PWM动作切换时，基于对所述电压检测滤波器的检测滞后进行补偿的滞后补偿值，来改变所述电压检测滤波器的输出。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制部具备：
指令生成部，其生成向与所述单相逆变器连接的负载的交流电压指令；
升压控制部，其在所述交流电压指令的绝对值大于所述直流电源的电压的情况下，通过升压控制，使所述升压电路生成所述交流电压指令的绝对值大于所述直流电源的电压的部分；以及
逆变器控制部，其在所述交流电压指令的绝对值小于所述直流电源的电压的情况下，通过PWM控制，使所述单相逆变器基于所述电压检测滤波器的输出和所述交流电压指令，生成所述交流电压指令的绝对值小于所述直流电源的电压的部分。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述检测电压变更部具备：
推断部，其将所述升压电路的输出电压作为所述滞后补偿值进行推断运算；以及
置换部，其从所述升压电路的升压动作向所述单相逆变器的PWM动作切换时，将所述电压检测滤波器的输出或者所述电压检测滤波器的内部值置换成所述滞后补偿值。
4.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于，
所述推断部基于所述单相逆变器的输出电压及输出电流和所述直流电源的电压，来对所述升压电路的输出电压进行推断。
5.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述检测电压变更部具备：
保持部，其在从所述单相逆变器的PWM动作向所述升压电路的升压动作切换之前，将所述电压检测滤波器的输出作为所述滞后补偿值进行保持；以及
置换部，其在从所述升压电路的升压动作向所述单相逆变器的PWM动作切换时，将所述电压检测滤波器的输出或者所述电压检测滤波器的内部值置换成所述保持部中保持的所述滞后补偿值。
6.根据权利要求3至5中任一项所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电压检测滤波器是基于所述电压检测部的检测结果和所述电压检测滤波器的上一次输出值从所述电压检测部的检测结果中除去噪音成分的数字滤波器，
所述置换部将所述上一次输出值置换成所述滞后补偿值而改变所述电压检测滤波器的输出。
7.根据权利要求3至5中任一项所述的电力转换装置，其特征在于，
所述置换部直至所述电压检测滤波器的输出变化量成为规定值以下为止、或者直至从所述升压电路的升压动作向所述单相逆变器的PWM动作切换之后经过规定期间为止，将所述电压检测滤波器的输出置换成所述滞后补偿值。
8.根据权利要求1至5中任一项所述的电力转换装置，其特征在于，
所述升压电路的开关元件和/或所述单相逆变器的开关元件是包括氮化镓(GaN)或者碳化硅(SiC)的宽带隙半导体。
9.一种发电***，其特征在于，具备：
权利要求1～8中任一项所述的电力转换装置；以及
发电装置，其向所述电力转换装置供给直流电。
10.一种电力转换装置的控制装置，其特征在于，具备：
电压检测滤波器，其从对直流电源的电压进行升压并进行输出的升压电路和将该升压电路的输出电压转换成交流的单相逆变器的连接点的电压的检测结果中除去噪音成分；以及
检测电压变更部，其在从所述升压电路的升压动作向所述单相逆变器的PWM动作切换时，基于对所述电压检测滤波器的检测滞后进行补偿的滞后补偿值，来改变所述电压检测滤波器的输出。
11.一种电力转换装置的控制方法，其特征在于，包括：
对升压电路和单相逆变器的连接点的电压进行检测的工序，所述升压电路对直流电源的电压进行升压，所述单相逆变器将该升压电路的输出电压转换成交流；
通过电压检测滤波器从所述被检测出的电压中除去噪音成分的工序；以及
在从所述升压电路的升压动作向所述单相逆变器的PWM动作切换时，基于对所述电压检测滤波器的检测滞后进行补偿的滞后补偿值，来改变所述电压检测滤波器的输出的工序。
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