JP7439003B2 - インバータ制御装置、電動車両システム - Google Patents

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Description

本発明は、インバータ制御装置およびそれを用いた電動車両システムに関する。
電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電動車両に用いられる駆動用回転電機（モータ）には、大出力および高トルク応答が求められる。そのため、強力なエネルギーを保持する希土類の焼結磁石を用いた永久磁石式回転電機（ＰＭモータ）を三相インバータで駆動する方式が一般に用いられている。三相インバータは、直流電源で生成された直流電圧を、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によって任意の電圧・周波数の線間電圧（交流電圧）に変換することで、モータの可変速駆動を実現している。
電動車両に搭載される三相インバータは、一般に三相インバータから出力される三相電流を検出し、ドライバの踏力に基づいて決定されるトルク指令に基づく電流指令と合致するように三相電流を制御する。三相電流は、インバータの主回路上に存在する電流検出素子と、電流検出素子で検出したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを用いて検出される。電流検出素子には一般的な電気回路と同様、信号線に乗るノイズの除去を目的としたフィルタが備えられている。このノイズ除去フィルタはノイズを除去できる一方で、ノイズ除去フィルタを介した三相電流は遅れ要素を持つため、検出電流とインバータに流れる実電流との間に乖離が発生する。
さらに、近年は車載向けの低圧大電流モータのように、インダクタンスの値が小さく、電気時定数の小さなモータが増えている。こうしたモータでは、従来のモータと比べて、検出電流と実電流との乖離が増加する。
従来のインバータでは、上記のように検出電流と実電流との乖離が発生することで、トルク指令と実際の出力トルクが一致せず、そのためドライバが要求する加速性能を出せないという問題があった。また、インバータやモータを保護するためのフェールセーフ機能の精度が劣化し、最悪の場合にはインバータやモータが破壊する恐れがあった。
このような検出電流とインバータに流れる実電流との乖離を生じさせないために、例えば特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、時定数の小さいフィルタを介して電流の傾きを検出し、その検出結果に基づいて時定数の異なる複数のフィルタを切り替える技術が記載されている。
特許第６０５０８４１号
特許文献１の技術では、時定数の異なるフィルタを複数設ける必要があるため、基板の実装面積が限られる場合は採用が難しい。また、時定数の小さいフィルタではノイズを十分に除去できないため、検出した電流の傾きが真値からずれてしまい、その結果、フィルタの切り替えを適切に行うことができず、検出電流と実電流との乖離が悪化する可能性がある。特に、前述のようなインダクタンスが小さいモータでは電流リプルが増大するため、検出電流と実電流との乖離が悪化する可能性が高くなる。
本発明によるインバータ制御装置は、三相同期電動機であるモータに流れる交流電流を検出する電流検出部による前記交流電流の検出結果に基づく電流検出値と、所定の電流指令値とに基づいて、前記モータと接続されたインバータを制御するものであって、前記電流指令値に基づくｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、前記モータのｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスと、前記電流検出部が有するフィルタ要素の遅れ時間とに基づいて、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正する補正部を備える。
本発明による電動車両システムは、上記のインバータ制御装置と、前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、前記インバータにより駆動される前記モータと、を備え、前記モータの回転駆動力を用いて走行する。
本発明によれば、インバータの出力電流の検出結果と実電流との乖離を抑制することができる。
本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動装置の構成を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置の機能ブロック図。 変調率に応じた電流指令値と実電流との乖離を説明する図。 三角波信号と実電流および電流検出値との関係を示す図。 変調率によって変化するキャリア高調波電圧リプルを示す図。 本発明の第１の実施形態に係る電流検出値補正部の機能ブロック図。 変調率を変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図。 モータ回転数を一定としたときにモータトルクを正負反転させたときの、力行時および回生時の実電流と電流検出値の一例を示す図。 本発明の第１の実施形態による電流補正の効果を説明する図。 変調率１前後でのゲート信号、ｄ軸電流およびｑ軸電流の波形例を示す図。 変調率１前後での電流リプルと検出値の模式図。 本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置の機能ブロック図。 本発明の第２の実施形態に係る電流検出値補正部の機能ブロック図。 本発明の第２の実施形態による電流補正の効果を説明する図。 本発明の第４の実施形態に係るインバータ制御装置の機能ブロック図。 本発明の第４の実施形態に係る電流指令値補正部の機能ブロック図。 本発明の第５の実施形態に係る電動車両システムの構成図。
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動装置６の構成を示すブロック図である。モータ駆動装置６は、インバータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５および電流検出部７を有している。
インバータ制御装置１は、車両から要求される目標トルクに応じたトルク指令Ｔ＊に基づいてインバータ３にゲート信号を出力し、インバータ３を制御する。なお、インバータ制御装置１の詳細について後述する。
インバータ３は、モータ２と高圧バッテリ５に接続されており、インバータ回路３１、パルス幅変調信号出力部３２および平滑キャパシタ３３を有している。
インバータ回路３１は、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ、ＳｖｐおよびＳｗｐと、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎとを有する。モータ２が力行状態である場合は、高圧バッテリ５から供給される直流電力をこれらのスイッチング素子を用いて交流電力に変換し、モータ２に出力する。また、モータ２が回生状態である場合は、モータ２が発電した交流電力を直流電力に変換し、高圧バッテリ５に出力する。これにより、インバータ３において直流電力と交流電力を相互に変換することが可能になっている。
パルス幅変調信号出力部３２は、インバータ制御装置１からのゲート信号に基づいて、インバータ回路３１の各スイッチング素子にパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を出力する。パルス幅変調信号出力部３２から入力されたＰＷＭ信号に応じて、各スイッチング素子が所定のタイミングでそれぞれスイッチング動作を行うことで、インバータ回路３１において直流電力と交流電力の相互変換が行われる。
平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力、またはインバータ回路３１から高圧バッテリ５に出力される直流電力を平滑化する。
高圧バッテリ５は、モータ駆動装置６の直流電圧源である。直流電圧である高圧バッテリ５の電源電圧Ｅは、インバータ３によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ２に印加される。なお、高圧バッテリ５の直流電圧Ｅは、高圧バッテリ５の充電状態に応じて大きく変動する。
モータ２は、インバータ３からの線間電圧の供給により回転駆動される同期モータである。モータ２には、インバータ制御装置１により三相交流電圧の位相をモータ２の誘起電圧の位相に合わせて制御するために、回転位置センサ２１が取り付けられている。回転位置検出器２２は、回転位置センサ２１の出力信号に基づいて、モータ２におけるロータの回転位置θを演算する。ここで、回転位置センサ２１には、例えば鉄心と巻線とから構成されるレゾルバなどを用いることができる。あるいは、ＧＭＲセンサ等の磁気抵抗素子やホール素子などを用いて回転位置センサ２１を構成してもよい。また、モータ駆動装置６に回転位置検出器２２を設けず、モータ２の三相電流や三相電圧に基づいて回転位置θを推定してもよい。
電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流として、Ｕ相交流電流ＩｕとＶ相交流電流ＩｖとＷ相交流電流Ｉｗを検出する。電流検出部７は、電流検出要素７１、フィルタ７２、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３を有している。
電流検出要素７１は、ホール素子等により構成されており、三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをそれぞれ検出し、これらの電流値に応じた電圧を出力する。なお、図１では三相交流電流の各相に対応して３つの電流検出要素７１を電流検出部７が具備する例を示しているが、電流検出要素７１を２つとし、残る１相の電流値を三相電流の和が零であることから算出してもよい。また、インバータ３に流入するパルス状の直流母線電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗Ｒｓｈの両端の電圧（直流電流検出値Ｉｄｃ）として検出し、その検出結果から三相交流電流を求めてもよい。例えば、インバータ３の各スイッチング素子の状態に応じて、適切なタイミングで直流電流検出値Ｉｄｃを取得することで、直流電流検出値Ｉｄｃから三相交流電流を再現することができる。これ以外にも、任意の手法で三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出することが可能である。
フィルタ７２は、電流検出要素７１の出力である電圧信号からノイズを除去するためのものであり、抵抗やコンデンサを用いて構成される。フィルタ７２の時定数τは、フィルタ７２の抵抗成分Ｒｆと容量成分Ｃｆにより、以下の式（１）で導出される。
τ＝Ｒｆ×Ｃｆ ・・・（１）
アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３は、電流検出要素７１からフィルタ７２を介して入力される電圧信号をアナログデータとして取得し、所定のサンプリングレートでデジタルデータに変換する。こうして得られたデジタルデータは、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３からインバータ制御装置１に出力される。これにより、インバータ制御装置１において、三相交流電流の検出値をデジタルデータとして取得することができる。
次に、図２を用いてインバータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置１の機能ブロック図である。本実施形態のインバータ制御装置１は、電流指令生成部１１、三相／ｄｑ電流変換部１２、電流制御部１３、ｄｑ／三相電圧変換部１４、ゲート信号生成部１５、速度算出部１６、スイッチング周波数生成部１７、三角波生成部１８、変調率演算部１９、電流検出値補正部２０の各機能ブロックを有しており、電源電圧Ｅとトルク指令Ｔ＊に対応したｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に応じて、インバータ３のインバータ回路３１を駆動させる。インバータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
電流指令生成部１１は、トルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｅに基づき、モータトルクの関係式あるいはマップを用いて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊を決定する。
三相／ｄｑ電流変換部１２は、電流検出部７から出力されるＵ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流Ｉｖ、Ｗ相交流電流Ｉｗの各デジタルデータと、回転位置検出器２２から出力される回転位置θとに基づいて、三相交流電流の検出値をｄｑ変換したｄ軸電流検出値Ｉｄ１およびｑ軸電流検出値Ｉｑ１を演算する。なお、三相／ｄｑ電流変換部１２により演算されるｄ軸電流検出値Ｉｄ１とｑ軸電流検出値Ｉｑ１を、以下では「第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１」、「第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１」とそれぞれ称する。
電流検出値補正部２０は、電流検出部７が有するフィルタ７２の遅れ時間によって発生するＵ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗの検出誤差を補正するように、三相／ｄｑ電流変換部１２により演算された第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１と第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１をそれぞれ補正する。そして、これらの補正結果に応じたｄ軸電流検出値Ｉｄ２およびｑ軸電流検出値Ｉｑ２を出力する。なお、電流検出値補正部２０の詳細については後述する。電流検出値補正部２０により第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１と第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１がそれぞれ補正されることで演算されるｄ軸電流検出値Ｉｄ２およびｑ軸電流検出値Ｉｑ２を、以下では「第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２」、「第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２」とそれぞれ称する。
電流制御部１３は、電流指令生成部１１により演算されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電流検出値補正部２０により演算された第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２および第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２とがそれぞれ一致するように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。
ｄｑ／三相電圧変換部１４は、電流制御部１３から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置検出器２２から出力される回転位置θとに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をＵＶＷ変換した三相電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊を演算する。
ゲート信号生成部１５は、ｄｑ／三相電圧変換部１４から出力される三相電圧指令値、すなわちＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊と、三角波生成部１８から出力される三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するゲート信号を生成する。このとき、各相の上アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ゲート信号生成部１５が生成したゲート信号は、インバータ制御装置１からインバータ３のパルス幅変調信号出力部３２に出力され、パルス幅変調信号出力部３２によってＰＷＭ信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。
速度算出部１６は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）に応じた電気角周波数ωｒを演算する。
スイッチング周波数生成部１７は、トルク指令Ｔ＊と電気角周波数ωｒに基づいて、スイッチング周波数ｆｃを出力する。なお、予め決められた一定のスイッチング周波数ｆｃを出力してもよい。
三角波生成部１８は、スイッチング周波数ｆｃに基づき三角波信号Ｔｒを出力する。
変調率演算部１９は、電流指令生成部１１により演算されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電源電圧Ｅとに基づいて、インバータ３の変調率ｍｏｄを演算する。変調率ｍｏｄを演算するために、変調率演算部１９は、まず以下の式（２）に基づき、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑを演算する。なお、式（２）はモータ２の電圧方程式である。
Ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ－ωｒ×Ｌｑ×Ｉｑ
Ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋ωｒ×Ｌｄ×Ｉｄ＋ωｒ×Ｋｅ ・・・（２）
式（２）において、Ｉｄ，Ｉｑはｄ軸電流とｑ軸電流をそれぞれ表している。本実施形態では、Ｉｄ＝Ｉｄ＊、Ｉｑ＝Ｉｑ＊として式（２）を計算する。また、ωｒはモータ２の電気角周波数を表し、これは前述のように速度算出部１６により演算される。さらに、Ｌｄ，Ｌｑはｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスをそれぞれ表し、Ｋｅは誘起電圧定数を、Ｒは巻線抵抗をそれぞれ表している。これらの値は、モータ２の構造に応じて予め決定される。
なお、誘起電圧定数Ｋｅには温度依存性があるため、以下の式（３）に基づき、温度依存性を考慮して式（２）の誘起電圧定数Ｋｅを補正してもよい。式（３）は、モータ２が有するロータの温度と誘起電圧との関係を表している。式（３）より、ロータの温度が通常温度Ｔ＿ｎｏｍｉから変動すると、ロータが有する磁石の温度が変化するため、それに伴って誘起電圧が線形に変動することが分かる。
Ｋｅ＝Ｋｅ＿ｎｏｍｉ＋（Ｔ－Ｔｎｏｍｉ）×Ｋａ ・・・（３）
式（３）において、Ｋｅ＿ｎｏｍｉは通常温度の誘起電圧定数を、Ｔ＿ｎｏｍｉはロータの通常温度を、Ｋａは誘起電圧の温度依存傾きをそれぞれ表している。これらの値は、モータ２の構造に応じて予め決定される。また、Ｔはロータ温度を表しており、不図示の温度センサ等を用いて取得される。
変調率演算部１９は、式（２）で導出されたｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑに基づき、以下の式（４）を用いて変調率ｍｏｄを算出する。
ｍｏｄ＝２√（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）／Ｅ ・・・（４）
なお、上記の変調率ｍｏｄの代わりに、以下の式（５）で定義される電圧利用率を用いてもよい。どちらを用いた場合でも同様の演算が可能であるため、以降では変調率ｍｏｄを用いた場合で説明する。
電圧利用率＝（線間電圧実効値）／Ｅ ・・・（５）
次に、本実施形態の特徴である電流検出値補正部２０の詳細を説明する前に、本発明に至った着眼事象について以下に説明する。
図３は、変調率に応じた電流指令値と実電流との乖離を説明する図である。図３では、電流指令値と電源電圧をそれぞれ一定としたときの、モータ２の回転数と電流指令値、実電流および変調率との関係の一例を示している。
図３に示すように、モータ２の回転数が増大して変調率が大きくなるに従って、インバータ３からモータ２に流れる実電流がインバータ３の電流指令値と乖離し、その乖離の大きさは最大で約０．８％程度であることが分かる。この誤差は単体で見ると小さいが、モータ２のトルク精度を決定する影響因子はこれ以外にも、例えばロータ温度（磁石温度）Ｔや巻線抵抗Ｒなどがある。そのため、トルク精度を向上するためには、実電流との乖離による誤差をできる限り低減した電流検出値をインバータ制御装置１において取得する必要がある。さらに、電流検出値はインバータ３やモータ２の保護にも用いられるため、実電流と一致した電流検出値の取得は、インバータ３やモータ２の破損防止の観点からも重要である。
続いて、三角波信号Ｔｒに応じたタイミングで電流検出部７が取得する電流検出値と実電流との間に、前述の式（４）で計算される変調率ｍｏｄに応じた乖離が生じる２つの理由を、以下に図４～図６を参照して説明する。
まず、１つ目の理由は、電流検出部７にノイズ除去用のＲＣフィルタとしてフィルタ７２が存在することである。図１に示したように、三相交流電流の検出を行う電流検出部７には、抵抗とコンデンサを用いて構成されたフィルタ７２が設けられている。このフィルタ７２を通してインバータ制御装置１が電流検出値を取得することにより、実電流に対して電流検出値に遅れが発生し、真値との乖離が生じる。
図４は、三角波信号Ｔｒと実電流および電流検出値との関係を示す図である。図４では三相交流電流のうちＵ相交流電流Ｉｕを例として、三角波生成部１８から出力される三角波信号Ｔｒを符号４１、Ｕ相交流電流Ｉｕの実際の値（実電流）を符号４２、電流検出部７においてフィルタ７２を介したＵ相交流電流Ｉｕの値（電流検出値）を符号４３にそれぞれ示している。また、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３が電流検出値４３をサンプルホールドして得られるデジタルデータ値を符号４４に示している。
図４に示すように、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３は、例えば三角波信号Ｔｒの山側、すなわち上昇から下降に転じるタイミングと、三角波信号Ｔｒの谷側、すなわち下降から上昇に転じるタイミングとで、Ｕ相交流電流Ｉｕの検出値をそれぞれサンプルホールドして取得し、インバータ制御装置１に出力する。なお、インバータ制御装置１の処理負荷上の制限等から、三角波信号Ｔｒの山側または谷側の一方だけでＵ相交流電流Ｉｕの検出値を取得しても構わない。
図４の実電流４２と電流検出値４３を比較すると、三角波信号Ｔｒの山側と谷側のタイミングにおいて、実電流４２よりも電流検出値４３が僅かに高くなっている。そのため、電流検出値４３から得られるデジタルデータ値４４についても、サンプリング時点の実電流４２よりも高くなっている。このように、電流検出部７ではフィルタ７２を介して電流検出値４３を取得しているため、実電流４２に対して電流検出値４３に遅れが発生し、乖離が生じることが分かる。
また、近年の車載向けのモータでは、従来よりも低抵抗化および低インダクタンス化が進んでいる。そのため、モータ２に流れる実電流は、モータ２の回転に応じて急峻に立ち上がりと立ち下がりを繰り返すこととなり、これによって実電流と電流検出値との乖離がさらに大きくなる場合がある。
次に、２つ目の理由は、変調率ｍｏｄによって変化するキャリア高調波電圧リプルが電流検出値に影響を及ぼすことである。
図５は、変調率ｍｏｄによって変化するキャリア高調波電圧リプルを示す図である。前述のように、電流検出部７からインバータ制御装置１に出力される三相交流電流の電流検出値は、三角波信号Ｔｒの山側と谷側でそれぞれ検出されたものである。そのため、電流検出値に主として影響を与える周波数成分は、三角波信号Ｔｒのスイッチング周波数ｆｃの２倍成分となる。図５より、スイッチング周波数ｆｃの２倍成分（２ｆｃ＋／－ｆ１）は，変調率ｍｏｄが０．６近傍で最大となることが分かる。なお、ｆ１はモータ２の基本波周波数であり、以下の式（６）で与えられる。
ｆ１＝（モータ回転数）／６０×（モータの極数）／２ ・・・（６）
以上説明したように、電流検出部７が取得する電流検出値と実電流との間には、「ノイズ除去のためのＲＣフィルタ」と、「変調率によって変化するキャリア高調波電圧リプル」とにより、変調率ｍｏｄに応じた乖離が発生する。そこで本発明では、インバータ制御装置１において電流検出値補正部２０により、ＲＣフィルタの時定数、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに基づき、電流検出部７から取得した電流検出値を補正して実電流との乖離を取り除くようにした。
続いて、電流検出値補正部２０の詳細を以下に説明する。図６は、本発明の第１の実施形態に係る電流検出値補正部２０の機能ブロック図である。本実施形態の電流検出値補正部２０は、インダクタンス算出部２０１、電流傾き算出部２０２、ｄ軸積算部２０３、ｑ軸積算部２０４、ｄ軸補正部２０５、ｑ軸補正部２０６の各機能ブロックを有して構成される。
インダクタンス算出部２０１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいて、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。ここで、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑは、一般的にｄ軸電流とｑ軸電流に応じてそれぞれ変化する。そのため、モータ２におけるこれらの関係を予めマップ情報として記憶し、このマップ情報を参照することで、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいて、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを算出することができる。あるいは、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを固定値としてもよい。
電流傾き算出部２０２は、前回の制御周期までに電流制御部１３から出力されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、インダクタンス算出部２０１により算出されたｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑとに基づき、ｄ軸電流とｑ軸電流のそれぞれの傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔを算出する。
ｄ軸積算部２０３は、電流傾き算出部２０２により算出されたｄ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔを、フィルタ７２の時定数τに応じた積算時間分だけ積算することで、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐを算出する。
ｑ軸積算部２０４は、電流傾き算出部２０２により算出されたｑ軸電流の傾きｄＩｑ／ｄｔを、フィルタ７２の時定数τに応じた積算時間分だけ積算することで、ｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを算出する。
以下では、ｄ軸積算部２０３によるｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐの算出方法およびｑ軸積算部２０４によるｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐの算出方法について詳述する。
まず、補正電流と力行・回生の関係について述べる。図７は、変調率ｍｏｄを変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図である。なお、図７では電源電圧Ｅ、スイッチング周波数ｆｃおよびフィルタ遅れ時定数τをそれぞれ一定値としている。
図７に示すように、変調率ｍｏｄに依存して電流検出値が変化し、電流指令値との間に乖離が生じる。この乖離は、力行と回生とで方向が異なっている。すなわち、力行と回生とでは、電流指令値に対する電流検出値の高低が異なっている。この理由を、以下に図８を用いて説明する。
図８は、モータ回転数を一定としたときにモータトルクを正負反転させたときの、力行時および回生時の実電流と電流検出値の一例を示す図である。図８の左側に示すように、力行時には電流リプルを含む実電流が電流リプルの立ち下がりで検出される。そのため、フィルタ遅れがない場合の電流検出値に対して、フィルタ遅れがある場合の電流検出値の方が大きくなる。一方、図８の右側に示すように、回生時には電流リプルを含む実電流が電流リプルの立ち上がりで検出される。そのため、フィルタ遅れがない場合の電流検出値に対して、フィルタ遅れがある場合の電流検出値の方が小さくなる。
ゆえに、図７で説明したように、力行と回生とでは電流指令値に対する電流検出値の高低が異なることになる。したがって、補正電流もこれに応じて、力行と回生とで変化させる必要があることが分かる。
そこで、本実施形態のインバータ制御装置１では、電流検出値補正部２０において、ｄ軸電流とｑ軸電流のそれぞれに対してフィルタ遅れを考慮した補正電流を算出し、その補正電流を用いて、電流検出値の補正を行う。具体的には、電流傾き算出部２０２により、ｄ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔとｑ軸電流の傾きｄＩｑ／ｄｔを数式ベースでそれぞれ算出する。これらの傾きから、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４により、以下のようにしてｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐとｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐをそれぞれ算出する。
ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐは、ｄ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔおよびｑ軸電流の傾きｄＩｑ／ｄｔを用いて、以下の式（７）、（８）でそれぞれ表される。
ΔＩｄ－ｃｍｐ＝ｄＩｄ／ｄｔ×τ ・・・（７）
ΔＩｑ－ｃｍｐ＝ｄＩｑ／ｄｔ×τ ・・・（８）
式（７）、（８）において、τはフィルタ遅れ時定数を表している。
ここで、前述の式（２）で示した電圧方程式は、定常状態における電圧方程式であり、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの時間微分成分が含まれていない。ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑの時間微分成分を考慮すると、モータ２の電圧方程式は以下の式（９）で表される。
Ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ＋Ｌｄ×ｄＩｄ／ｄｔ－ωｒ×Ｌｑ×Ｉｑ
Ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋Ｌｑ×ｄＩｑ／ｄｔ＋ωｒ×Ｌｄ×Ｉｄ＋ωｒ×Ｋｅ ・・・（９）
一方、モータ２の電気角１周期におけるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑの平均値をそれぞれ考えると、式（９）においてｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑの時間微分成分を無視することができる。この場合、前述の式（２）で示した定常状態の電圧方程式を適用して、以下の式（１０）が成り立つ。なお式（１０）では、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑの平均値を、Ｉｄ￣、Ｉｑ￣、Ｌｄ￣、Ｌｑ￣とそれぞれ表している。また、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の平均値を、Ｖｄ＊￣、Ｖｑ＊￣とそれぞれ表している。
Ｖｄ＊￣＝Ｒ×Ｉｄ￣－ωｒ×Ｌｑ￣×Ｉｑ￣
Ｖｑ＊￣＝Ｒ×Ｉｑ￣＋ωｒ×Ｌｄ￣×Ｉｄ￣＋ωｒ×Ｋｅ ・・・（１０）
一般にインバータ回路３１から出力される電圧は、各相の上下アームの状態に応じて、Ｖ０～Ｖ７の８種類の電圧ベクトルで表される。このうちＶ１～Ｖ６の各ベクトルでは、モータ２の各巻線に対して、電源電圧Ｅに応じた電圧が印加される。一方、全ての相の上アームがオフ（下アームがオン）となるＶ０ベクトル、または全ての相の上アームがオン（下アームがオフ）となるＶ７ベクトルでは、モータ２の各巻線に対して印加される電圧が０となる。したがって、これらの電圧ベクトルが出力されるタイミングでは、式（９）においてＶｄ＝Ｖｑ＝０とすることで以下の式（１１）が成り立つ。
０＝Ｒ×Ｉｄ＋Ｌｄ×ｄＩｄ／ｄｔ－ωｒ×Ｌｑ×Ｉｑ
０＝Ｒ×Ｉｑ＋Ｌｑ×ｄＩｑ／ｄｔ＋ωｒ×Ｌｄ×Ｉｄ＋ωｒ×Ｋｅ ・・・（１１）
式（１１）においてＩｄ＝Ｉｄ￣、Ｉｑ＝Ｉｑ￣、Ｌｄ＝Ｌｄ￣、Ｌｑ＝Ｌｑ￣とし、この式に前述の式（１０）を代入すると、以下の式（１２）が得られる。
ｄＩｄ／ｄｔ＝Ｖｄ＊￣／Ｌｄ￣
ｄＩｑ／ｄｔ＝Ｖｑ＊￣／Ｌｑ￣ ・・・（１２）
式（１２）は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑとを用いて表現された簡便な数式である。したがって、Ｖ０ベクトルまたはＶ７ベクトルのタイミングに合わせて、電流検出部７により三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出することで、これらの電流値から求められた第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を、式（１２）で表されるｄ軸電流とｑ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔに基づいて補正できることが分かる。
電流傾き算出部２０２は、前回の制御周期までに電流制御部１３から出力された電気角１周期分のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の平均値と、インダクタンス算出部２０１により算出されたｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑの平均値とに基づき、上記の式（１２）を用いて、ｄ軸電流とｑ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔを算出する。こうして算出された電流傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔを前述の式（７）、（８）にそれぞれ適用することで、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４において、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐをそれぞれ求めることができる。
ｄ軸補正部２０５は、以下の式（１３）により、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１にｄ軸積算部２０３で演算されたｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐを加算することで、第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２を求める。
Ｉｄ２＝Ｉｄ１＋ΔＩｄ－ｃｍｐ ・・・（１３）
ｑ軸補正部２０６は、ｄ軸補正部２０５と同様に以下の式（１４）により、第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１にｑ軸積算部２０４で演算されたｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを加算することで、第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２を求める。
Ｉｑ２＝Ｉｑ１＋ΔＩｑ－ｃｍｐ ・・・（１４）
電流検出値補正部２０は、以上説明したようにして、電流指令値に基づくｄ軸電圧Ｖｄ＊およびｑ軸電圧Ｖｑ＊と、モータ２のｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、電流検出部７が有するフィルタ要素の遅れ時間τとに基づいて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１と第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１をそれぞれ補正し、第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２および第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２を演算する。これにより、電流検出部７がフィルタ７２を介して検出した電流検出値と、モータ２とインバータ３の間で実際に流れる実電流との間で発生する乖離を、効果的に抑制することが可能となる。
図９は、本発明の第１の実施形態による電流補正の効果を説明する図である。図９において、（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、モータ２を力行運転させた場合の補正前および補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの測定値と真値との差を、変調率ごとに示している。（ａ）は電源電圧Ｅがノミナル値の８３％である場合を、（ｂ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１００％である場合を、（ｃ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１２０％である場合をそれぞれ示している。また、（ｄ）、（ｅ）および（ｆ）は、モータ２を回生運転させた場合の補正前および補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの測定値と真値との差を、変調率ごとに示している。（ａ）は電源電圧Ｅがノミナル値の８３％である場合を、（ｂ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１００％である場合を、（ｃ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１２０％である場合をそれぞれ示している。
図９（ａ）～（ｆ）のいずれにおいても、補正前のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと比較して、補正後のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの方が測定値と真値との差が小さいことが分かる。したがって、本実施形態による電流補正方法では、前述の式（１２）を用いて算出されるｄ軸電流およびｑ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔと、電流検出部７におけるフィルタ７２の時定数τとを用いて、式（７）、（８）によりｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを算出し、これを用いて、電流検出部７により測定されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの値をそれぞれ正しく補正できることを確認できる。
本実施の形態によって、追加センサなしでＲＣフィルタの遅れ時定数によって悪化する電流真値と検出値との乖離を低減できる。これによって、モータのトルク指令と実際に出力されるトルク指令が一致して精度の高いモータトルクを出力できる。加えて、モータの三相電流の真値を検出できるため、インバータやモータを保護するための検出閾値を超過することがないようにでき、インバータやモータの破損を防止できる。
以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）電流検出部７は、三相同期電動機であるモータ２に流れる交流電流を検出する。インバータ制御装置１は、電流検出部７による交流電流の検出結果に基づく電流検出値、すなわち第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１と、所定の電流指令値、すなわちｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊とに基づいて、モータ２と接続されたインバータ３を制御する。インバータ制御装置１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づくｄ軸電圧およびｑ軸電圧、すなわちｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、モータ２のｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、電流検出部７が有するフィルタ要素であるフィルタ７２の遅れ時間τとに基づいて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を補正する電流検出値補正部２０を備える。このようにしたので、インバータ３の出力電流の検出結果と実電流との乖離を抑制することができる。
（２）電流検出値補正部２０は、電流傾き算出部２０２により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１のｄ軸成分およびｑ軸成分の電流傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔをそれぞれ算出する。また、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４により、算出した電流傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔに基づいて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１をそれぞれ補正するためのｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを算出する。そして、ｄ軸補正部２０５およびｑ軸補正部２０６により、算出したｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを用いて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を補正する。このようにしたので、簡便な数式で算出可能な電流傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔを用いて、電流指令値と実電流との乖離を抑制するように電流検出値を補正することができる。
（第２の実施形態）
続いて、本発明の第２の実施形態を説明する。本実施形態では、変調率が１を超える領域では電流補正量を抑えることで、電流検出値と実電流との乖離をさらに小さくする例を説明する。
第１の実施形態で説明した図９では、（ａ）～（ｆ）いずれの場合においても、変調率が１を超える領域で、補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの測定値と真値との差が大きくなっている。すなわち、第１の実施形態で説明した電流検出値の補正方法では、変調率が１を超過すると補正量が過大となってしまい、補正後の電流検知値の真値に対する誤差が増大することが分かる。この誤差の要因について、以下に図１０を参照して詳しく説明する。
図１０は、変調率１前後でのゲート信号、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの波形例を示す図である。図１０では、変調率０．９４と変調率１．１８のそれぞれの場合におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相のゲート信号波形と、これらのゲート信号に応じてモータ２に流れるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの解析結果を示している。
変調率０．９４の場合は、図１０の左側に示すように、全ての相でゲート信号がオフとなるＶ０ベクトルや、全ての相でゲート信号がオンとなるＶ７ベクトルが、ゲート信号波形においてある程度の割合で存在する。そのため、第１の実施形態で説明した電流補正が成り立つ。このとき、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、キャリア波の２倍の周期で規則的に変化している。一方、変調率１．１８の場合は、図１０の右側に示すように、Ｖ０ベクトルやＶ７ベクトルの割合が少ない。そのため、前述の式（１２）を適用できるタイミングが限られてしまい、第１の実施形態で説明した電流補正が成り立たない。このとき、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑでは、キャリア波の２倍の周期の変化に加えて、キャリア波と同じ周期の変化も存在する。
以上説明したように、変調率が１を超えると、電流補正の誤差が増大する。その要因を以下に図１１を参照して説明する。
図１１は、変調率１前後での電流リプルと検出値の模式図を示している。なお、以下の説明では、電流検出部７がキャリア波の２倍周期でモータ２の電流検出を行うとする。また、変調率０．９４の場合は、モータ２に流れる電流がキャリア波の２倍周期で変化し、変調率１．１８の場合は、モータ２に流れる電流がキャリア波の１倍周期で主として変化するとする。
変調率０．９４の場合は、電流検出タイミングの２倍周期で電流リプルが発生する。そのため、図１１の左側に示すように、フィルタ遅れを含んだ検出値は常に実値よりも高くなる。一方で、変調率１．１８の場合は、電流検出タイミングの１倍周期で電流リプルが発生する。そのため、図１１の右側に示すように、フィルタ遅れを含んだ検出値には、実値よりも高くなる部分と低くなる部分が交互に存在する。そのため、変調率が１を超える領域では、電流検出部７により検出された電流値が実値に近づくと考えられる。
そこで、本発明の第２の実施形態では、変調率が１を超える領域では電流補正量を抑えることで、電流検出値と実電流との乖離を小さくするようにする。
図１２は、本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置１Ａの機能ブロック図である。本実施形態のインバータ制御装置１Ａは、図２に示した第１の実施形態のインバータ制御装置１と比べて、電流検出値補正部２０に替えて電流検出値補正部２０Ａを備えており、変調率演算部１９で演算された変調率ｍｏｄと、キャリア波の周波数を表すスイッチング周波数ｆｃとがこの電流検出値補正部２０Ａに入力される点が異なっている。
図１３は、本発明の第２の実施形態に係る電流検出値補正部２０Ａの機能ブロック図である。本実施形態の電流検出値補正部２０Ａは、図６に示した第１の実施形態の電流検出値補正部２０と比べて、電流傾き算出部２０２とｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４との間に、傾き補正部２０７をさらに有する点が異なっている。
傾き補正部２０７は、変調率ｍｏｄに対して所定のしきい値Ｋを設定し、変調率ｍｏｄがしきい値Ｋを超えた場合に、電流傾き算出部２０２からｄ軸積算部２０３とｑ軸積算部２０４にそれぞれ入力されるｄ軸電流およびｑ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔを減少させる働きをする。ここで、傾き補正部２０７において設定される変調率Ｋは、三角波信号Ｔｒのスイッチング周波数ｆｃとフィルタ遅れ時定数τに基づき、例えば以下の式（１５）によって定まる。
Ｋ＝２／√３（１－４ｆｃ・τ） ・・・（１５）
式（１５）において、例えばτ＝３μｓ、ｆｃ＝６ｋＨｚの場合には、Ｋ＝１．０７となり、τ＝３μｓ、ｆｃ＝１２ｋＨｚの場合には、Ｋ＝０．９８８となる。ただし、Ｋの値は式（１５）で求められるものに限らず、チューニングによって適宜変更してもよい。
傾き補正部２０７は、変調率ｍｏｄがしきい値Ｋ以下の場合は、可変ゲインＧａをＧａ＝１とすることで、電流傾き算出部２０２から出力されたｄ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔとｑ軸電流の傾きｄＩｑ／ｄｔを、そのままｄ軸積算部２０３とｑ軸積算部２０４にそれぞれ入力する。一方、変調率ｍｏｄがしきい値Ｋを超える場合は、電流傾き算出部２０２から出力されたｄ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔとｑ軸電流の傾きｄＩｑ／ｄｔに対して、０以上１未満の可変ゲインＧａをそれぞれ乗算し、その乗算結果をｄ軸積算部２０３とｑ軸積算部２０４にそれぞれ入力する。これにより、第１の実施形態と比べて、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４によってそれぞれ算出されるｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐの値を減少させるようにする。このときの可変ゲインＧａの値は、変調率ｍｏｄとしきい値Ｋの差分が大きいほど０に近づき、変調率ｍｏｄが１．２付近でＧａ＝０となるように設定する。ただし、Ｇａ＝０となる変調率ｍｏｄの値はこれに限らず、チューニングにより適宜変更してもよい。
図１４は、本発明の第２の実施形態による電流補正の効果を説明する図である。第１の実施形態で説明した図９と同様に、図１４においても、（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、モータ２を力行運転させた場合の補正前および補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの測定値と真値との差を、変調率ごとに示している。（ａ）は電源電圧Ｅがノミナル値の８３％である場合を、（ｂ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１００％である場合を、（ｃ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１２０％である場合をそれぞれ示している。また、（ｄ）、（ｅ）および（ｆ）は、モータ２を回生運転させた場合の補正前および補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの測定値と真値との差を、変調率ごとに示している。（ａ）は電源電圧Ｅがノミナル値の８３％である場合を、（ｂ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１００％である場合を、（ｃ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１２０％である場合をそれぞれ示している。
図１４（ａ）～（ｆ）のいずれにおいても、補正前のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと比較して、補正後のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの方が測定値と真値との差が小さいことが分かる。また、第１の実施形態で説明した図９と比べて、変調率１．１５付近でのこれらの差がより一層小さくなっている。したがって、本実施形態による電流補正方法では、第１の実施形態で説明した補正方法に加えて、傾き補正部２０７により変調率１．１５付近での過剰な補正を抑制することで、電流検出部７により測定されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの値をそれぞれ正しく補正できることを確認できる。
以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、電流検出値補正部２０Ａは、インバータ３の変調率ｍｏｄに基づき、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを減少させる。具体的には、電流検出値補正部２０Ａは、インバータ３のスイッチング周波数ｆｃと、フィルタ７２の遅れ時間τとに基づき、変調率ｍｏｄに対するしきい値Ｋを設定する。そして、変調率ｍｏｄがしきい値Ｋを超えた場合に、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを減少させる。このようにしたので、電流指令値と実電流との乖離をさらに抑制するように電流検出値を補正することができる。
（第３の実施形態）
続いて、本発明の第３の実施形態を説明する。本実施形態では、電流検出部７において取得した電流信号をアナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３によりアナログデータからデジタルデータに変換する際の遅れ時間を考慮して、電流検出値の精度をさらに向上させる例を説明する。
なお、本実施形態におけるインバータ制御装置の構成は、第１の実施形態で説明したものと同一である。したがって以下では、第１の実施形態で説明したインバータ制御装置１の構成を用いて、本実施形態を説明する。
本実施形態では、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４により、第１の実施形態で説明した式（７）、（８）に替えて、以下の式（１６）、（１７）をそれぞれ用いて、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを算出する。
ΔＩｄ－ｃｍｐ＝ｄＩｄ／ｄｔ×（τ＋β） ・・・（１６）
ΔＩｑ－ｃｍｐ＝ｄＩｑ／ｄｔ×（τ＋β） ・・・（１７）
式（１６）、（１７）において、βはアナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３によるアナログ／デジタル変換の遅れ時間を表している。このアナログ／デジタル変換の遅れ時間βは、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４において予め設定されていてもよい。あるいは、モータ２の電気角周波数ωｒおよびインバータ制御装置１の制御周期に基づき、遅れ時間βを算出してもよい。
以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、電流検出部７は、交流電流の検出結果をアナログ値からデジタル値に変換して第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を生成するアナログ／デジタル変換器７３を有する。電流検出値補正部２０は、このアナログ／デジタル変換器７３の遅れ時間βに基づき、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を補正する。このようにしたので、電流検出部７において取得した電流信号をアナログデータからデジタルデータに変換する際の遅れ時間を考慮して、電流指令値と実電流との乖離をさらに抑制するように電流検出値を補正することができる。
（第４の実施形態）
続いて、本発明の第４の実施形態を説明する。本実施形態では、電流検出値の代わりに電流指令値を補正する例を説明する。
図１５は、本発明の第４の実施形態に係るインバータ制御装置１Ｂの機能ブロック図である。本実施形態のインバータ制御装置１Ｂは、図２に示した第１の実施形態のインバータ制御装置１と比べて、電流検出値補正部２０に替えて電流指令値補正部２０Ｂを有している点が異なっている。なお、インバータ制御装置１と同様に、本実施形態のインバータ制御装置１Ｂも、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、各機能ブロックを実現することができる。あるいは、機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
電流指令値補正部２０Ｂは、電流検出部７が有するフィルタ７２の遅れ時間によって発生するＵ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗの検出誤差を補正するように、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ１＊とｑ軸電流指令Ｉｑ１＊をそれぞれ補正する。そして、これらの補正結果に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を電流制御部１３へ出力する。以下では、電流指令生成部１１から出力される補正前のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ１＊を、「第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊」、「第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊」とそれぞれ称する。また、電流指令値補正部２０Ｂにより第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊と第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊がそれぞれ補正されることで演算されるｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を、「第２のｄ軸電流指令Ｉｄ２＊」、「第２のｑ軸電流指令Ｉｑ２＊」とそれぞれ称する。
図１６は、本発明の第４の実施形態に係る電流指令値補正部２０Ｂの機能ブロック図である。本実施形態の電流指令値補正部２０Ｂは、図６に示した第１の実施形態の電流検出値補正部２０と比べて、インダクタンス算出部２０１、ｄ軸補正部２０５、ｑ軸補正部２０６にそれぞれ替えて、インダクタンス算出部２０１Ｂ、ｄ軸補正部２０５Ｂ、ｑ軸補正部２０６Ｂを有している点が異なっている。
インダクタンス算出部２０１Ｂは、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊および第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊に基づいて、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。ここでは、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊の代わりに、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊および第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊を用いることで、第１の実施形態におけるインダクタンス算出部２０１と同様に、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを算出することができる。
ｄ軸補正部２０５Ｂは、以下の式（１８）により、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊にｄ軸積算部２０３で演算されたｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐを加算することで、第２のｄ軸電流指令Ｉｄ２＊を求める。
Ｉｄ２＊＝Ｉｄ１＊＋ΔＩｄ－ｃｍｐ ・・・（１８）
ｑ軸補正部２０６Ｂは、ｄ軸補正部２０５Ｂと同様に以下の式（１９）により、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊にｑ軸積算部２０４で演算されたｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを加算することで、第２のｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を求める。
Ｉｑ２＊＝Ｉｑ１＊＋ΔＩｑ－ｃｍｐ ・・・（１９）
以上説明したように、インバータ制御装置１Ｂは、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊および第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊に基づくｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、モータ２のｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、電流検出部７が有するフィルタ要素であるフィルタ７２の遅れ時間τとに基づいて、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊および第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊を補正する電流指令値補正部２０Ｂを備える。これにより、第１の実施形態と同様に、インバータ３の出力電流の検出結果と実電流との乖離を抑制することが可能となる。
（第５の実施形態）
次に、図１７を用いて、本発明に係るインバータ制御装置を電動車両システムに適用した実施形態を説明する。
図１７は、本発明の第５の実施形態に係る電動車両システムの構成図である。本実施形態の電動車両システムは、図１７に示すように、モータ２をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。
図１７の電動車両システムにおいて、車体８００のフロント部には、前輪車軸８０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸８０１の両端には、前輪８０２、８０３が設けられている。車体８００のリア部には、後輪車軸８０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸８０４の両端には後輪８０５、８０６が設けられている。
前輪車軸８０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア８１１が設けられており、エンジン８１０から変速機８１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸８０１に分配するようになっている。エンジン８１０とモータ２とは、エンジン８１０のクランクシャフトに設けられたプーリー８１０ａとモータ２の回転軸に設けられたプーリー８２０ａとがベルト８３０を介して機械的に連結されている。
これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン８１０に、エンジン８１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ２は、インバータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。
すなわち、モータ２は、インバータ制御装置１の制御に基づきインバータ３によって駆動されて電動機として動作する一方、エンジン８１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。
インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値に従ってロータの磁極位置に応じた、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。
モータ２によって発電された三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５にはＤＣ－ＤＣコンバータ８２４を介して低圧バッテリ８２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ８２３は、電動車両システムの低電圧（１４Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン８１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ８２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。
車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン８１０を停止させ、再発車時にエンジン８１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン８１０を再始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン８１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン８１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン８１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。
加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン８１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ５の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン８１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などの回生モードを行う。
インバータ制御装置１を用いた本実施形態の電動車両システムでは、追加センサなしで変調率とＲＣフィルタの遅れ時定数によって悪化する電流真値と検出値との乖離を低減できるため、指令値と実トルクが一致して精度の高いモータトルクを出力できる。そのため、ドライバの所望のトルクを安価な構成で実現できる。さらに、モータの三相電流の真値を検出できるため、インバータやモータを保護するための検出閾値を超過することがなく、インバータやモータの破損を防止でき、電動車両の駆動停止を防止できる。
なお、本実施形態の電動車両システムは、ハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。
また、上述の各実施形態では、インバータ制御装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ制御装置とインバータが一体化したインバータ装置や、インバータ装置とモータが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。
なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
１，１Ａ，１Ｂ…インバータ制御装置、２…モータ、３…インバータ、５…高圧バッテリ、６…モータ駆動装置、７…電流検出部、１１…電流指令生成部、１２…三相／ｄｑ電流変換部、１３…電流制御部、１４…ｄｑ／三相電圧変換部、１５…ゲート信号生成部、１６…速度算出部、１７…スイッチング周波数生成部、１８…三角波生成部、１９…変調率演算部、２０，２０Ａ…電流検出値補正部、２０Ｂ…電流指令値補正部、２１…回転位置センサ、２２…回転位置検出器、３１…インバータ回路、３２…パルス幅変調信号出力部、３３…平滑キャパシタ、７１…電流検出要素、７２…フィルタ、７３…アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器、２０１，２０１Ｂ…インダクタンス算出部、２０２…電流傾き算出部、２０３…ｄ軸積算部、２０４…ｑ軸積算部、２０５，２０５Ｂ…ｄ軸補正部、２０６，２０６Ｂ…ｑ軸補正部、２０７…傾き補正部

Claims (6)

  1. 三相同期電動機であるモータに流れる交流電流を検出する電流検出部による前記交流電流の検出結果に基づく電流検出値と、所定の電流指令値とに基づいて、前記モータと接続されたインバータを制御するインバータ制御装置であって、
    前記電流指令値に基づくｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、前記モータのｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスと、前記電流検出部が有するフィルタ要素の遅れ時間とに基づいて、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正する補正部を備えたインバータ制御装置。
  2. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    前記補正部は、
    前記ｄ軸電圧、前記ｑ軸電圧、前記ｄ軸インダクタンスおよび前記ｑ軸インダクタンスに基づいて、前記電流検出値または前記電流指令値のｄ軸成分およびｑ軸成分の電流傾きをそれぞれ算出し、
    算出した前記電流傾きに基づいて、前記電流検出値または前記電流指令値のｄ軸成分とｑ軸成分をそれぞれ補正するためのｄ軸電流補正量およびｑ軸電流補正量を算出し、
    算出した前記ｄ軸電流補正量および前記ｑ軸電流補正量を用いて、前記電流検出値または前記電流指令値を補正するインバータ制御装置。
  3. 請求項２に記載のインバータ制御装置において、
    前記補正部は、前記インバータの変調率または電圧利用率に基づき、前記ｄ軸電流補正量および前記ｑ軸電流補正量を減少させるインバータ制御装置。
  4. 請求項３に記載のインバータ制御装置において、
    前記補正部は、前記インバータのスイッチング周波数と、前記フィルタ要素の遅れ時間とに基づき、前記変調率または前記電圧利用率に対するしきい値を設定し、
    前記変調率または前記電圧利用率が前記しきい値を超えた場合に、前記ｄ軸電流補正量および前記ｑ軸電流補正量を減少させるインバータ制御装置。
  5. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    前記電流検出部は、前記交流電流の検出結果をアナログ値からデジタル値に変換して前記電流検出値を生成するアナログ／デジタル変換器を有し、
    前記補正部は、前記アナログ／デジタル変換器の遅れ時間に基づき、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正するインバータ制御装置。
  6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置と、
    前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、
    前記インバータにより駆動される前記モータと、を備え、
    前記モータの回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。
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