CN104901601A - 马达控制装置以及电动动力转向装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种马达控制装置以及电动动力转向装置。该马达控制装置具备马达驱动电路、以及控制驱动电路的微型计算机。微型计算机基于占空比指令值Du、Dv、Dw来生成控制信号，并控制驱动电路。微型计算机具有对占空比指令值Du、Dv、Dw进行基于死区时间补偿值Ddu、Ddv、Ddw的修正的死区时间补偿部(87)。死区时间补偿部(87)具有对死区时间补偿值Ddu、Ddv、Ddw的基础值即基本补偿值Dd进行运算的基本补偿值运算部(92)、以及对基本补偿值Dd实施与低通滤波器对应的滤波处理的滤波器部(93)，死区时间补偿部(87)基于滤波器部(93)的输出值α来设定死区时间补偿值Ddu、Ddv、Ddw。

Description

马达控制装置以及电动动力转向装置

本申请要求2014年3月7日提交的日本专利申请第2014-045228号的优先权，并在此引用其全部内容。

技术领域

本发明涉及马达控制装置以及电动动力转向装置。

背景技术

用于电动动力转向装置等的马达控制装置具备用于使马达驱动的驱动电路、以及经由驱动电路来控制马达的驱动的微型计算机。驱动三相马达的驱动电路例如由逆变器电路构成，驱动电路以由串联连接的一对开关元件构成的臂为基本单位，并将与马达的各相对应的三个臂并联连接而构成。马达控制装置利用电流传感器来检测供给至马达的电流，并通过执行使由电流传感器检测的电流值追随电流指令值的电流反馈控制来运算电压指令值。电流指令值以及电压指令值分别与向马达供给的电流的目标值以及电压的目标值对应。马达控制装置生成与电压指令值对应的占空比指令值。占空比指令值是决定各臂的开关元件的接通/断开的期间的参数。马达控制装置基于占空比指令值来生成控制信号，并将该控制信号输出至驱动电路的各臂，从而以规定的定时交替地接通/断开各臂的高电位侧的开关元件和低电位侧的开关元件。由此将与电流指令值相应的三相的驱动电力供给至马达，驱动马达。

在这样的马达控制装置中，通常为了防止各臂中的高电位侧的开关元件与低电位侧的开关元件的臂短路，而设置在各臂中的高电位侧的开关元件与低电位侧的开关元件的接通/断开的切换时使各开关元件都断开的死区时间。然而，由于该死区时间的存在，在马达的实际的供电电压与电压指令值之间产生误差，这成为使马达的供电电流产生失真的主要原因。因此，马达产生转矩脉动、振动、异常噪声。

在日本特开2006－320122号公报所记载的马达控制装置中，通过基于电流指令值来运算死区时间补偿值，并基于运算出的死区时间补偿值来修正占空比指令值，来减小马达的实际的供电电压与电压指令值的误差。

然而，在日本特开2006－320122号公报所记载的马达控制装置中，若电流指令值变动，则死区时间补偿值也变动，因此导致马达的输出转矩的变动即转矩脉动。这成为使马达发生异常噪声的主要原因。

发明内容

本发明的目的之一在于提供一种能够减弱起因于死区时间补偿的马达的异常噪声的马达控制装置以及电动动力转向装置。

作为本发明的一方式的马达控制装置具备：驱动电路，向马达供给驱动电力；电流传感器，对供给至上述马达的电流值进行检测；以及控制部，通过执行使由上述电流传感器检测的电流值追随电流指令值的电流反馈控制来运算电压指令值，并且基于与该电压指令值对应的占空比指令值来生成控制信号，并基于该控制信号来控制上述驱动电路的驱动。

上述控制部具有死区时间补偿部，该死区时间补偿部对上述占空比指令值进行基于死区时间补偿值的修正，上述死区时间补偿部具有：基本补偿值运算部，基于该上述电流指令值来运算上述死区时间补偿值的基础值即基本补偿值；滤波器部，对上述基本补偿值实施与低通滤波器对应的滤波处理，上述死区时间补偿部基于上述滤波器部的输出值来设定上述死区时间补偿值。

根据该结构，即使在基本补偿值因电流指令值的变动而变动的情况下，通过滤波器部对基本补偿值实施与低通滤波器对应的滤波处理，也抑制输出值在比规定的频带高的频带的变动。因此，通过基于滤波器部的输出值来设定死区时间补偿值来抑制死区时间补偿值的不必要的振动。结果，能够抑制使马达产生转矩脉动这样的占空比指令值的变动。因此，能够减弱马达的异常噪声。

对于上述方式的马达控制装置，也可以构成为上述控制部设定d/q坐标系中的d轴电流指令值以及q轴电流指令值，并且使用上述马达的旋转角将由上述电流传感器检测的各相电流值转换为d/q坐标系中的d轴电流值以及q轴电流值，上述控制部为了使上述d轴电流值追随上述d轴电流指令值，并且为了使上述q轴电流值追随上述q轴电流指令值而执行基于上述d轴电流值与上述d轴电流指令值的偏差以及上述q轴电流值与上述q轴电流指令值的偏差的电流反馈控制，上述死区时间补偿部基于上述q轴电流指令值来设定上述基本补偿值，并且在上述q轴电流指令值的正负符号反转时使上述死区时间补偿值的正负符号反转，上述滤波器部在上述q轴电流值的正负符号反转时，将上述滤波处理的输入值以及输出值设定为零。

作为死区时间补偿值的运算方法，例如有基于q轴电流指令值来运算死区时间补偿值的方法。在利用该方法运算死区时间补偿值的情况下，在q轴电流指令值的正负符号反转时，需要使死区时间补偿值的正负符号也反转。然而，在q轴电流指令值的正负符号反转之前，例如在死区时间补偿值为负值的情况下，若伴随q轴电流指令值的符号的反转，使死区时间补偿值的正负符号反转，则死区时间补偿值从负值骤变为正值。这样的死区时间补偿值的骤变导致占空比指令值的骤变，成为使马达产生异常噪声的主要原因。

这一点，根据上述结构，在q轴电流指令值的正负符号反转时，将滤波器部中的滤波处理的输出值暂时设定为零。因此，在q轴电流指令值的正负符号反转之前，例如在死区时间补偿值为负值的情况下，在q轴电流指令值的正负符号反转时，将死区时间补偿值暂时设定为零。即，死区时间补偿值从负值变化为零，所以与从负值骤变为正值的情况相比较，能够减小死区时间补偿值的变动幅度。

另外，根据上述结构，在q轴电流指令值的正负符号反转时，将滤波器部的输入值设定为零，所以之后的滤波器部的输出值从零开始缓慢地变化。因此，能够使死区时间补偿值从零开始缓慢地变化。

像这样，根据上述结构，能够抑制q轴电流指令值的正负符号反转时的死区时间补偿值的骤变，所以能够更加可靠地减弱马达的异常噪声。

在电动动力转向装置中，特别是在车辆停止状态下的转向操作时即静态转向操作时，马达的异常噪声成为问题。

因此，作为本发明的其它方式的电动动力转向装置，具备：转向操作机构；马达，向上述转向操作机构赋予协助力；以及马达控制装置，控制上述马达的驱动。作为上述马达控制装置，也可以使用上述方式的马达控制装置，在是对上述转向操作机构进行静态转向操作的状况时，上述滤波器部对上述基本补偿值实施滤波处理。

根据该结构，能够抑制静态转向操作时的马达的异常噪声，所以能够抑制驾驶员的不舒适感。

附图说明

通过以下参照附图对本发明的优选实施方式进行的详细描述，本发明的上述以及其它特点和优点会变得更加清楚，其中，相同的附图标记表示相同的要素，其中，

图1是对电动动力转向装置的一实施方式表示其简要结构的框图。

图2是对实施方式的电动动力转向装置表示其马达控制装置的结构的框图。

图3是对实施方式的马达控制装置表示其微型计算机的结构的框图。

图4的A部～G部是分别表示占空比指令值Du’、Dv’、Dw’以及控制信号Sc1～Sc6的推移的时间图。

图5是对实施方式的微型计算机表示其死区时间补偿部的结构的框图。

图6是表示电流指令值In＊与增益Gn的关系的曲线图。

图7是表示q轴电流指令值Iq＊与基本补偿值Dd的关系的曲线图。

图8是对该实施方式的死区时间补偿部表示由其滤波器部执行的滤波处理的步骤的流程图。

图9的A部～E部是作为参考例分别表示q轴电流指令值Iq＊、U相电流指令值Iu＊、U相的增益Gu、滤波处理后的基本补偿值Dd’、以及U相的死区时间补偿值Ddu的推移的时间图。

图10的A部～E部是对于实施方式的死区时间补偿部分别表示q轴电流指令值Iq＊、U相电流指令值Iu＊、U相的增益Gu、滤波器部的输出值α、以及U相的死区时间补偿值Ddu的推移的时间图。

图11是对马达控制装置的变形例表示由死区时间补偿部的滤波器部执行的处理的步骤的流程图。

具体实施方式

以下，对马达控制装置的一实施方式进行说明。首先，对搭载有本实施方式的马达控制装置的电动动力转向装置的概要进行说明。

如图1所示，电动动力转向装置1具备基于驾驶员对转向盘2的操作来使转向轮3转向的转向操作机构4、以及辅助驾驶员的转向操作的协助机构5。

转向操作机构4具备与转向盘2连结的转向轴40、以及经由齿轮齿条机构41与转向轴40的下端部连结的齿条轴42。在转向操作机构4中，若转向轴40伴随驾驶员的转向盘2的操作而旋转，则该旋转运动经由齿轮齿条机构41转换为齿条轴42的轴向的往复直线运动。该齿条轴42的轴向的往复直线运动经由与齿条轴42的两端连结的横拉杆43传递至转向轮3，从而转向轮3的转向角变化，车辆的行进方向得到变更。

协助机构5具备经由减速器50与转向轴40连结的马达51。马达51由无刷马达构成。协助机构5通过将马达51的输出轴51a的旋转经由减速器50传递至转向轴40来向转向轴40赋予转矩，辅助驾驶员的转向操作。

在电动动力转向装置1设置有对转向盘2的操作量以及车辆状态量进行检测的各种传感器。例如在转向轴40设置有对在驾驶员的转向操作时赋予至转向轴40的转向操作转矩Th进行检测的转矩传感器7。在车辆设置有对车辆的行驶速度V进行检测的车速传感器8。在马达51设置有对马达51的输出轴51a的旋转角θm进行检测的旋转角传感器9。这些传感器7～9的输出信号被获取至马达控制装置6。马达控制装置6基于各传感器7～9的输出信号来控制马达51的驱动。

如图2所示，马达控制装置6具备用于使马达51驱动的驱动电路60、经由驱动电路60来控制马达51的驱动的作为控制部的微型计算机61、以及存储了各种信息的存储器62。

驱动电路60由将上侧FET70与下侧FET73的串联电路、上侧FET71与下侧FET74的串联电路、以及上侧FET72与下侧FET75的串联电路并联连接形成的公知的逆变器电路构成。上侧FET70～72与车载电池等电源(电源电压+Vcc)电连接。另外，下侧FET73～75接地。上侧FET70与下侧FET73的连接点P1、上侧FET71与下侧FET74的连接点P2、以及上侧FET72与下侧FET75的连接点P3分别经由供电线Wu、Wv、Ww与马达51的各相线圈51u、51v、51w连接。驱动电路60通过基于从微型计算机61输出的控制信号Sc1～Sc6来分别使FET70～75进行开关，由从电源供给的直流电力生成三相(U相、V相、W相)的交流电力的驱动电力。生成的三相的驱动电力分别经由各相的供电线Wu、Wv、Ww而被供给至马达51的各相线圈51u、51v、51w。

在下侧FET73～75与接地之间分别设置有与各相对应的电流传感器76～78。电流传感器76～78分别检测供给至马达51的各相电流值Iu、Iv、Iw。电流传感器76～78的输出信号被获取至微型计算机61。

微型计算机61除了获取电流传感器76～78的输出信号以外，还获取转矩传感器7、车速传感器8、旋转角传感器9的输出信号。微型计算机61基于分别由这些传感器7～9、76～78检测出的转向操作转矩Th、车速V、马达旋转角θm、以及各相电流值Iu、Iv、Iw来生成控制信号Sc1～Sc6，并通过将该控制信号Sc1～Sc6输出至驱动电路60来使驱动电路60进行PWM(脉冲宽度调制)驱动。

对微型计算机61对驱动电路60的驱动控制进行详细叙述。

如图3所示，微型计算机61具备电流指令值运算部80以及3相/2相转换部81。电流指令值运算部80基于转向操作转矩Th以及车速V来运算q轴电流指令值Iq＊。例如，转向操作转矩Th的绝对值越大，并且车速V越小，电流指令值运算部80越将q轴电流指令值Iq＊设定为更大的值。电流指令值运算部80将运算出的q轴电流指令值Iq＊输出至减法器82b。此外，在本实施方式中，将d轴电流指令值Id＊设定为零，电流指令值运算部80将该d轴电流指令值Id＊输出至减法器82a。d轴电流指令值Id＊以及q轴电流指令值Iq＊与d/q坐标系中的马达51的供给电流的目标值对应。

3相/2相转换部81通过使用马达旋转角θm将各相电流值Iu、Iv、Iw映射至d/q坐标系来运算d轴电流值Id以及q轴电流值Iq。d轴电流值Id以及q轴电流值Iq是d/q坐标系中的马达51的实际的电流值。3相/2相转换部81将运算出的d轴电流值Id以及q轴电流值Iq分别输出至减法器82a、82b。

减法器82a通过从d轴电流指令值Id＊减去d轴电流值Id来求出d轴电流偏差ΔId，并将求出的d轴电流偏差ΔId输出至反馈(F/B)控制部83。反馈控制部83通过为了使d轴电流值Id追随d轴电流指令值Id＊而执行基于d轴电流偏差ΔId的电流反馈控制来生成d轴电压指令值Vd＊，并将生成的d轴电压指令值Vd＊输出至2相/3相转换部85。另一方面，减法器82b通过从q轴电流指令值Iq＊减去q轴电流值Iq来求出q轴电流偏差ΔIq，并将求出的q轴电流偏差ΔIq输出至反馈控制部84。反馈控制部84通过为了使q轴电流值Iq追随q轴电流指令值Iq＊而执行基于q轴电流偏差ΔIq的电流反馈控制来生成q轴电压指令值Vq＊，并将生成的q轴电压指令值Vq＊输出至2相/3相转换部85。

2相/3相转换部85通过使用马达旋转角θm将d轴电压指令值Vd＊以及q轴电压指令值Vq＊映射至三相坐标系来运算三相坐标系中的各相电压指令值Vu＊、Vv＊、Vw＊，并将运算出的各相电压指令值Vu＊、Vv＊、Vw＊输出至PWM转换部86。PWM转换部86生成与各相电压指令值Vu＊、Vv＊、Vw＊对应的各相的占空比指令值Du、Dv、Dw，并将生成的占空比指令值Du、Dv、Dw输出至死区时间补偿部87。死区时间补偿部87为了补偿起因于死区时间的电流失真而对占空比指令值Du、Dv、Dw进行修正，并将修正后的占空比指令值Du’、Dv’、Dw’输出至PWM输出部88。例如如图4的A部～图4的G部所示那样，PWM输出部88基于占空比指令值Du’、Dv’、Dw’与作为PWM载波的三角波δ1、δ2的比较来生成控制信号Sc1～Sc6。在本实施方式中，通过使用上下移位的相位相等的两个三角波δ1、δ2(δ1＞δ2)来设定用于避免由所谓的臂短路引起的贯通电流的产生的死区时间。

详细而言，PWM输出部88生成在占空比指令值Du’、Dv’、Dw’比位于上侧的三角波δ1的值大的情况下使与该相对应的高电位侧(上段)的各FET70～72接通，在占空比指令值Du’、Dv’、Dw’比位于上侧的三角波δ1的值小情况下使各FET70～72断开这样的控制信号Sc1～Sc3。另外，PWM输出部88生成在占空比指令值Du’、Dv’、Dw’比位于下侧的三角波δ2的值小的情况下使与该相对应的低电位侧(下侧)的各FET73～75接通，在占空比指令值Du’、Dv’、Dw’比位于下侧的三角波δ2的值大的情况下使各FET73～75断开这样的控制信号Sc4～Sc6。由此，各相的上侧FET以及下侧FET在各相的上侧FET以及下侧FET的接通/断开的切换时都断开的死区时间Td得以设置。

如图2所示，微型计算机61通过将这样生成的控制信号Sc1～Sc6输出至驱动电路60的各FET70～75来使驱动电路60进行PWM驱动，使马达51驱动。通过这样的马达51的驱动，执行向转向轴40赋予协助力的协助控制。

对本实施方式的死区时间补偿部87的结构进行详细叙述。

如图3所示，向死区时间补偿部87输入d轴电流指令值Id＊、q轴电流指令值Iq＊、以及马达旋转角θm。死区时间补偿部87基于这些值来进行占空比指令值Du、Dv、Dw的修正。

详细而言，如图5所示，死区时间补偿部87具有2相/3相转换部90、增益运算部91、基本补偿值运算部92、以及滤波器部93。

2相/3相转换部90通过使用马达旋转角θm将d轴电流指令值Id＊以及q轴电流指令值Iq＊映射至三相坐标系来运算三相坐标系中的各相电流指令值Iu＊、Iv＊、Iw＊，并将运算出的各相电流指令值Iu＊、Iv＊、Iw＊输出至增益运算部91。增益运算部91基于各相电流指令值Iu＊、Iv＊、Iw＊来分别运算各相的增益Gu、Gv、Gw。增益运算部91具有如图6所示那样的表示电流指令值In＊与增益Gn的关系的映射图(这里，n＝u、v、w)。在图6所示的映射图中设定为增益Gn的正负符号与电流指令值In＊相同。另外，设定为电流指令值In＊的绝对值越大，增益Gn的绝对值就越大，并且在电流指令值In＊的绝对值大于等于阈值Ia(＞0)的情况下，增益Gn被设定为恒定值Ga(＞0)。增益运算部91基于图6所示的映射图来运算增益Gu、Gv、Gw，并如图5所示那样，将运算出的增益Gu、Gv、Gw分别输出至乘法器94u、94v、94w。

基本补偿值运算部92基于q轴电流指令值Iq＊来运算基本补偿值Dd。基本补偿值Dd是死区时间补偿值的基础值。基本补偿值运算部92具有图7所示那样的表示q轴电流指令值Iq＊与基本补偿值Dd的关系的映射图。在图7所示的映射图中，基本补偿值Dd被设定为比零大的值，并且在图7所示的映射图中设定为q轴电流指令值Iq＊的绝对值越大，基本补偿值Dd越大。另外，在q轴电流指令值Iq＊的绝对值大于等于阈值Iqa(＞0)的情况下，基本补偿值Dd被设定为恒定值Dda(＞0)。基本补偿值运算部92基于图7所示的映射图来运算基本补偿值Dd，并如图5所示那样，将运算出的基本补偿值Dd输出至滤波器部93。

滤波器部93对基本补偿值Dd实施基于低通滤波器的滤波处理。图8表示由滤波器部93执行的滤波处理的步骤。应予说明，滤波器部93以规定的运算周期反复执行图8所示的处理。

如图8所示，滤波器部93首先从电流指令值运算部80获取q轴电流指令值的本次值Iq＊，并且从基本补偿值运算部92获取基本补偿值的本次值Dd(S1)。另外，滤波器部93从存储器62读入q轴电流指令值的前次值Iqb＊、基本补偿值的前次值Ddb、以及滤波器部93的前次输出值αb(s2)。然后，滤波器部93判断q轴电流指令值的本次值Iq＊与前次值Iqb＊的正负符号是否相同(S3)。滤波器部93在q轴电流指令值的本次值Iq＊与前次值Iqb＊的正负符号相同的情况下(S3：是)，通过对基本补偿值的本次值Dd实施与低通滤波器对应的滤波处理来运算本次输出值α(S4)。例如，滤波器部93根据基本补偿值的本次值Dd和前次值Ddb、以及滤波器部93的前次输出值αb，并基于以下式(1)来运算本次输出值α。应予说明，G0表示滤波器部93的增益，换言之表示低通滤波器的增益。

α＝Ddb+G0×{Dd－αb}        (1)

滤波器部93将基于式(1)运算出的本次输出值α分别输出至乘法器94u、94v、94w(S5)。接下来，滤波器部93将q轴电流指令值的本次值Iq＊、基本补偿值的本次值Dd、以及滤波器部93的本次输出值α分别作为前次值Iqb＊、Ddb、αb存储至存储器62(S6)。

另一方面，滤波器部93在q轴电流指令值的本次值Iq＊与前次值Iqb＊的正负符号不同的情况下(S3：否)，即在q轴电流指令值Iq＊的符号反转了的情况下，将零作为本次输出值α分别输出至乘法器94u、94v、94w(S7)。接下来，滤波器部93将q轴电流指令值的本次值Iq＊作为q轴电流指令值的前次值Iqb＊存储至存储器62(S8)。并且，滤波器部93分别将零作为基本补偿值的前次值Ddb、以及滤波器部93的前次输出值αb存储至存储器62(S9)。

如图5所示，乘法器94u、94v、94w通过使滤波器部93的输出值α分别乘以增益Gu、Gv、Gw来运算各相的死区时间补偿值Ddu、Ddv、Ddw，并将运算出的死区时间补偿值Ddu、Ddv、Ddw分别输出至加法器95u、95v、95w。加法器95u、95v、95w通过分别使占空比指令值Du、Dv、Dw加上死区时间补偿值Ddu、Ddv、Ddw来运算修正后的占空比指令值Du’、Dv’、Dw’。像这样运算出的修正后的占空比指令值Du’、Dv’、Dw’成为死区时间补偿部87的输出。

根据以上说明的结构，能够得到以下所示的作用以及有益效果。

即使在基本补偿值Dd因q轴电流指令值Iq＊的变动而变动的情况下，也通过滤波器部93的低通滤波器的效果使输出值α在比规定的频带高的频带的变动得到抑制。因此，通过基于滤波器部93的输出值α来设定死区时间补偿值Ddu、Ddv、Ddw，能够使死区时间补偿值Ddu、Ddv、Ddw的不必要的振动得到抑制。结果，使马达51产生转矩脉动这样的占空比指令值Du’、Dv’、Dw’的变动得到抑制，所以能够减弱马达51的异常噪声。

存在在马达51的旋转方向反转时即在q轴电流指令值Iq＊的正负符号反转时，各相的死区时间补偿值Ddu、Ddv、Ddw骤变的可能性。具体而言，在本实施方式中，由于将d轴电流指令值Id＊设定为零，所以一旦q轴电流指令值Iq＊的正负符号反转，则由2相/3相转换部90运算的各相电流指令值Iu＊、Iv＊、Iw＊的正负符号反转。例如如图9的A部、图9的B部所示那样，在q轴电流指令值Iq＊从负值变化为正值的时刻t1之前的时刻，在U相电流指令值Iu＊是负值的情况下，伴随q轴电流指令值Iq＊的符号反转，U相电流指令值Iu＊从负值变化为正值。在这样的情况下，如图9的C部所示那样，由增益运算部91运算的U相的增益Gu从负值－Ga变化为正值Ga。另一方面，若q轴电流指令值Iq＊的正负符号反转，则根据图7所示的映射图运算的基本补偿值Dd在从正值Dda减少至零后，再次增加至正值Dda。若针对这样变化的基本补偿值Dd实施与低通滤波器对应的滤波处理，则滤波处理后的基本补偿值Dd’被处理成图9的D部所示那样。假设在将该图9的D部所示的基本补偿值Dd’与图9的C部所示的U相的增益Gu相乘来求出U相的死区时间补偿值Ddu的情况下，U相的死区时间补偿值Ddu如图9的E部所示那样变化。即，U相的死区时间补偿值Ddu在q轴电流指令值Iq＊的正负符号反转的时刻t1从负值－Ddu1骤变为正值Ddu2。同样，V相的死区时间补偿值Ddv以及W相的死区时间补偿值Ddw也骤变。这样的各相的死区时间补偿值Ddu、Ddv、Ddw的骤变导致各相的占空比指令值Du’、Dv’、Dw’的骤变，所以成为使马达51产生异常噪声的主要原因。

关于这一点，本实施方式的滤波器部93在q轴电流指令值Iq＊的正负符号反转时，作为输出值α输出零。由此，在q轴电流指令值Iq＊如图10的A部所示那样变化的情况下，如图10的D部所示那样，在q轴电流指令值Iq＊的正负符号从负值变化为正值时，滤波器部93的输出值α被设定为零。另外，在该设定以后，滤波器部93从将前次输出值αb以及基本补偿值的前次值Ddb均设定为零的状态开始再次进行滤波处理，所以滤波器部93的输出值α从零缓慢地变化为正值Dda。此时，在U相电流指令值Iu＊以及U相的增益Gu如图10的B部、图10的C部所示那样变化的情况下，U相的死区时间补偿值Ddu如图10的E部所示那样变化。即，U相的死区时间补偿值Ddu在q轴电流指令值Iq＊的正负符号反转的时刻t1从负值－Ddu1变化为零后，从零缓慢地增加至正值Ddu2。因此，时刻t1的U相的死区时间补偿值Ddu的变动幅度与图9的E部所示的情况相比变小，所以能够抑制U相的死区时间补偿值Ddu的骤变。同样，也能够抑制V相的死区时间补偿值Ddv、以及W相的死区时间补偿值Ddw的骤变。由此，能够抑制各相的占空比指令值Du’、Dv’、Dw’的骤变，因此，能够更可靠地减弱马达的异常噪声。

此外，也能够以以下的方式来实施上述实施方式。

·在电动动力转向装置1中，特别是在车辆停止状态下的转向操作时即静态转向操作时，马达51的异常噪声成为问题。由此，滤波器部93也可以限定在静态转向时进行图8所示的滤波处理。具体而言，如图11所示，滤波器部93判定是否是对转向操作机构4进行静态转向操作的状况(S10)。滤波器部93例如在车辆的速度小于规定速度的情况下判定为是进行静态转向操作的状况(S10：是)，执行图8所示的滤波处理(S11)。另一方面，滤波器部93在车辆的速度大于等于规定速度的情况下判定为不是进行静态转向操作的状况(S10：否)，将由基本补偿值运算部92运算的基本补偿值Dd直接作为输出值α输出(S12)。根据这样的结构，能够有效地减弱静态转向操作时的马达51的异常噪声。

·在上述实施方式的滤波器部93中，在q轴电流指令值Iq＊的正负符号反转时，执行了将作为输入值的前次输出值αb以及基本补偿值的前次值Ddb均设定为零的处理、以及将滤波器部93的输出值α设定为零的处理，但也可以省略这些处理。即，在图8所示的滤波处理中也可以省略S3、S7～S9的处理。

·在上述实施方式中，基于图6所示的映射图运算各相的增益Gu、Gv、Gw，但增益Gu、Gv、Gw的运算并不局限于映射图运算。例如也可以在各相电流指令值Iu＊、Iv＊、Iw＊为负值时将各相的增益Gu、Gv、Gw设定为负的恒定值，在各相电流指令值Iu＊、Iv＊、Iw＊为正值时将各相的增益Gu、Gv、Gw设定为正的恒定值。

·在上述实施方式中，基于图7所示的映射图运算基本补偿值Dd，但基本补偿值Dd的运算方法并不局限于此。例如也可以在电流指令值运算部80将d轴电流指令值Id＊设定为零以外的值的情况下，基于d轴电流指令值Id＊以及q轴电流指令值Iq＊这两者来设定基本补偿值Dd。具体而言，也可以基于根据公式「I＊＝√(Id＊²+Iq＊²)」得出的电流向量I＊的大小来设定基本补偿值Dd。

·在上述实施方式中，作为由滤波器部93进行的与低通滤波器对应的滤波处理，例示了利用了上述式(1)的滤波处理，但由滤波器部93进行的滤波处理能够适当地使用其它的方法。

·上述实施方式的马达控制装置6的结构也能够应用于例如向齿条轴赋予马达的协助力的电动动力转向装置。另外，上述实施方式的马达控制装置6的结构并不局限于电动动力转向装置的马达控制装置，能够适当地应用于其它的马达控制装置。

Claims (3)

1.一种马达控制装置，包括：

驱动电路，向马达供给驱动电力；

电流传感器，对供给至所述马达的电流值进行检测；以及

控制部，通过执行使由所述电流传感器检测的电流值追随电流指令值的电流反馈控制来运算电压指令值，并且基于与该电压指令值对应的占空比指令值来生成控制信号，并基于该控制信号来控制所述驱动电路的驱动，该马达控制装置的特征在于，

所述控制部具有死区时间补偿部，该死区时间补偿部对所述占空比指令值进行基于死区时间补偿值的修正，

所述死区时间补偿部具有：

基本补偿值运算部，基于所述电流指令值来运算所述死区时间补偿值的基础值即基本补偿值；以及

滤波器部，对所述基本补偿值实施与低通滤波器对应的滤波处理，

所述死区时间补偿部基于所述滤波器部的输出值来设定所述死区时间补偿值。

2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述控制部设定d/q坐标系中的d轴电流指令值和q轴电流指令值，并且使用所述马达的旋转角将由所述电流传感器检测的各相电流值转换为d/q坐标系中的d轴电流值和q轴电流值，

所述控制部为了使所述d轴电流值追随所述d轴电流指令值，并且为了使所述q轴电流值追随所述q轴电流指令值而执行基于所述d轴电流值与所述d轴电流指令值的偏差以及所述q轴电流值与所述q轴电流指令值的偏差的电流反馈控制，

所述死区时间补偿部基于所述q轴电流指令值来设定所述基本补偿值，并且在所述q轴电流指令值的正负符号已反转时，使所述死区时间补偿值的正负符号反转，

所述滤波器部在所述q轴电流值的正负符号已反转时，将所述滤波处理的输入值以及输出值设定为零。

3.一种电动动力转向装置，包括：

转向操作机构；

马达，向所述转向操作机构赋予辅助力；以及

马达控制装置，控制所述马达的驱动，该电动动力转向装置的特征在于，

作为所述马达控制装置，使用权利要求1或者2所记载的马达控制装置，

在是对所述转向操作机构进行静态转向操作的状况时，所述滤波器部对所述基本补偿值实施滤波处理。