CN111418147A - 马达驱动*** - Google Patents

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Abstract

在本发明的马达驱动装置(120)中，相位补偿量运算部(110)在控制选择部(90)中的控制模式的切换时运算用于补偿电压相位(θv*)的相位补偿量(Δθ)。控制选择部(90)根据调制系数(Kh*)、电压相位(θv*)及相位补偿量(Δθ)来输出与多种控制模式中的某一种控制模式相应的三相电压指令(Vuvw*)。PWM控制部(100)根据三相电压指令(Vuvw*)及转子位置(θd)来输出栅极信号(Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv)。逆变器(20)具有多个开关元件，根据栅极信号(Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv)来控制多个开关元件而驱动交流马达(10)。

Description

马达驱动***
技术领域
本发明涉及马达驱动***。
背景技术
以往，在通过使用逆变器的PWM(Pulse Width Modulation(脉冲宽度调制))控制来驱动马达的马达驱动***中，为了扩大马达的运转区域，期望逆变器输出电压的高输出化。要实现逆变器输出电压的高输出化，被称为过调制区域、矩形波区域的电压波形区域的充分利用是比较有效的，与普通的正弦波区域相比，在这些区域内，可以从马达以中/高速域输出大的扭矩。但另一方面，由于过调制区域、矩形波区域内逆变器输出电压饱和，因此PWM脉冲消失。结果，在正弦波区域与过调制区域、矩形波区域之间的控制区域的切换时，马达的电压向量会不连续地增加，导致调制系数陡峭地发生变化。该现象称为切换冲击。这种切换冲击会引起扭矩变动，因此马达控制变得不稳定。因而，要从正弦波区域到矩形波区域稳定地输出扭矩，就需要抑制控制区域的切换时的切换冲击的技术。尤其是在使载频固定来进行PWM控制的非同步PWM控制中，以交流输出的1/2周期进行变化的正侧的电压积分与负侧的电压积分变得不平衡，因此，与同步PWM控制相比，切换冲击的发生比较明显。因此，恰当地抑制切换冲击就变得重要起来。
关于减少切换冲击，已知有专利文献1的技术。专利文献1中记载了如下技术：以逆变器输出电压的过零点为中心在规定的角度区间内对调制波作直线近似，在该角度区间内使多个PWM脉冲的导通脉冲的中心间隔以及断开脉冲的中心间隔中的某一方根据马达输出要求进行变化。由此，能够防止电压指令的斜率比较陡峭的过零附近(0度、180度附近)的PWM脉冲的消失，从而能抑制切换冲击。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2015-19458号公报
发明内容
发明要解决的问题
专利文献1记载的技术是防止过零附近的PWM脉冲的消失，因此，无法充分防止逆变器输出电压的波峰附近(90度、270度附近)的PWM脉冲的消失。因而，切换冲击的减少有改善的余地。
解决问题的技术手段
本发明的马达驱动***具备：交流马达；转子位置检测部，其检测所述交流马达的转子位置；电流传感器，其检测流至所述交流马达的三相交流电流；坐标变换部，其根据所述转子位置和所述三相交流电流来运算所述交流马达的d轴电流及q轴电流；电流控制部，其根据输入的d轴电流指令值及q轴电流指令值和所述d轴电流及所述q轴电流来输出d轴电压指令及q轴电压指令；调制系数及电压相位运算部，其根据所述d轴电压指令及所述q轴电压指令来运算调制系数及电压相位；相位补偿量运算部，其运算用于补偿所述电压相位的相位补偿量；控制选择部，其根据所述调制系数、所述电压相位及所述相位补偿量来输出与多种控制模式中的某一种控制模式相应的三相电压指令；PWM控制部，其根据所述三相电压指令及所述转子位置来输出栅极信号；以及逆变器，其具有多个开关元件，根据所述栅极信号来控制所述多个开关元件而驱动所述交流马达，所述相位补偿量运算部在所述控制选择部中的所述控制模式的切换时运算所述相位补偿量而输出至所述控制选择部。
发明的效果
根据本发明，能够减少切换冲击。
附图说明
图1为本发明的第1实施方式的马达驱动***的构成图。
图2为表示控制选择部的详情的图。
图3为表示电压指令波形与PWM脉冲的关系的图。
图4为表示调制区域与电压指令波形及马达运转区域的关系的图。
图5为脉冲消失造成的切换冲击的说明图。
图6为脉冲消失造成的切换冲击的减少方法的说明图。
图7为例示相位补偿量运算部进行相位补偿量Δθ的运算的情况的图。
图8为相位补偿量运算部的处理流程图。
图9为说明本发明的第1实施方式的马达驱动***的动作的图。
图10为本发明的第2实施方式的搭载有马达驱动***的电动动力转向装置的构成图。
图11为本发明的第3实施方式的搭载有马达驱动***的电动车辆的构成图。
图12为本发明的第4实施方式的搭载有马达驱动***的轨道车辆的构成图。
具体实施方式
(第1实施方式)
下面，参考图1～图9，对本发明的第1实施方式进行说明。
图1为本发明的第1实施方式的马达驱动***的构成图。图1所示的马达驱动***具备交流马达10及马达驱动装置120。马达驱动装置120是连接至交流马达10来进行交流马达10的驱动控制的装置，其具有逆变器20、电流传感器30、电流指令运算部40、电流控制部50、坐标变换部60、转子位置检测部70、调制系数及电压相位运算部80、控制选择部90、PWM控制部100及相位补偿量运算部110。再者，电流指令运算部40、电流控制部50、坐标变换部60、转子位置检测部70、调制系数及电压相位运算部80、控制选择部90、PWM控制部100及相位补偿量运算部110例如是通过在马达驱动装置120所配备的CPU中执行规定程序而以CPU的功能的形式分别实现的。
交流马达10上安装有旋转位置传感器11。此处，旋转位置传感器11使用由铁心和绕组构成的旋转变压器比较合适。但也可将能够检测交流马达10的旋转位置的其他传感器例如利用巨磁阻效应的GMR传感器、使用霍耳元件的传感器等用作旋转位置传感器11。
转子位置检测部70根据来自旋转位置传感器11的信号来检测交流马达10的转子位置θd。转子位置检测部70检测到的转子位置θd从转子位置检测部70输出至坐标变换部60、PWM控制部100及相位补偿量运算部110。
电流传感器30检测从逆变器20流至交流马达10的三相交流电流Iu、Iv、Iw，并输出至坐标变换部60。
坐标变换部60根据来自转子位置检测部70的转子位置θd和来自电流传感器30的三相交流电流Iu、Iv、Iw来运算交流马达10的d轴电流Id及q轴电流Iq，并输出至电流控制部50。
电流指令运算部40运算d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*，并输出至电流控制部50。例如，在马达驱动装置120控制交流马达10的转速ωr的情况下，电流指令运算部40根据转子位置θd的时间变化来运算转速ωr，并以该转速ωr与从未图示的上位控制器输入的速度指令ωr*一致的方式运算d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*。此外，在马达驱动装置120控制交流马达10的输出扭矩τm的情况下，电流指令运算部40以输出扭矩τm与从上位控制器输入的扭矩指令值τ*一致的方式使用规定的运算式或映射(マップ)等来运算d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*。除此以外，也能以任意方法运算d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*。或者，也可不在马达驱动装置120中设置电流指令运算部40而从外部直接输入d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*。
电流控制部50根据从电流指令运算部40输入的d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*和来自坐标变换部60的d轴电流Id及q轴电流Iq、以这些值分别一致的方式运算d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*并输出。
调制系数及电压相位运算部80根据从电流控制部50输入的d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*来运算调制系数Kh*及电压相位θv*并输出。此处，调制系数Kh*及电压相位θv*分别根据下述(式1)、(式2)加以运算。
[数式1]
Figure BDA0002514997330000051
其中，(式1)中，tranF表示坐标变换系数，Vdc表示输入至逆变器20的直流电压。
[数式2]
Figure BDA0002514997330000052
从调制系数及电压相位运算部80输出的调制系数Kh*及电压相位θv*和从转子位置检测部70输出的转子位置θd被输入至相位补偿量运算部110。在从控制选择部90输出的控制模式M发生了变化时，相位补偿量运算部110根据这些内容中的至少某一方来运算用于补偿电压相位θv*的相位补偿量Δθ。再者，相位补偿量运算部110对相位补偿量Δθ的运算方法的详情将于后文进行说明。
控制选择部90根据来自调制系数及电压相位运算部80的调制系数Kh*及电压相位θv*和来自相位补偿量运算部110的相位补偿量Δθ来输出控制模式M及三相电压指令Vuvw*。三相电压指令Vuvw*由U相电压指令Vu*、V相电压指令Vv*及W相电压指令Vw*构成。再者，控制选择部90的详情将参考图2于后文进行说明。
PWM控制部100根据来自控制选择部90的三相电压指令Vuvw*和来自转子位置检测部70的转子位置θd来进行将以规定频率周期性地进行变换的三角波或锯齿波用于载波的脉宽调制，生成对各相的上下臂各方的栅极信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv。继而，将生成的这些栅极信号输出至逆变器20。
逆变器20具有分别对应于各相的上下臂的多个开关元件。各开关元件例如使用IGBT、MOSFET等半导体元件构成。逆变器20根据栅极信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv对各开关元件进行导通或断开控制，由此利用直流电压Vdc来生成各相的脉冲电压Vu、Vv、Vw，从而输出至交流马达10。由此，将直流电压Vdc变换为交流电压，而且调整交流电压的频率及电压实效值，驱动交流马达10。
图2为表示控制选择部90的详情的图。如图2所示，控制选择部90具有调制区域选择部91、最终电压相位运算部92及电压指令运算部93各功能块。
调制区域选择部91根据从调制系数及电压相位运算部80输入的调制系数Kh*来选择线性区域、过调制区域或矩形波区域中的某一调制区域。再者，所谓线性区域，是逆变器20的输出电压不饱和的调制区域，所谓过调制区域，是逆变器20的输出电压处于饱和状态的调制区域。此外，所谓矩形波区域，是逆变器20的输出电压达到最大的调制区域，也就是直流电压Vdc跟随交流马达10的旋转交替输出至各相的调制区域。当选择了某一调制区域时，调制区域选择部91将与所选择的调制区域相应的控制模式决定为作为电压指令的运算对象的控制模式M，并将决定好的控制模式M输出至相位补偿量运算部110。
最终电压相位运算部92根据从调制系数及电压相位运算部80输入的电压相位θv*和从相位补偿量运算部110输入的相位补偿量Δθ来运算用于电压指令的运算的最终的电压相位即最终电压相位θv**，并输出至电压指令运算部93。
电压指令运算部93根据由调制区域选择部91决定的控制模式M和由最终电压相位运算部92运算出的最终电压相位θv**来运算三相电压指令Vuvw*，并输出至PWM控制部100。
接着，参考图3及图4，对控制选择部90中的调制区域选择部91中的调制区域的选择方法以及电压指令运算部93中的三相电压指令Vuvw*的运算方法进行说明。图3为表示电压指令波形与PWM脉冲的关系的图。图3中，(a)展示了调制系数1的正弦波区域内的电压指令波形和PWM脉冲的例子，(b)展示了调制系数1.16的过调制区域内的电压指令波形和PWM脉冲的例子。图4为表示调制区域与电压指令波形及马达运转区域的关系的图。图4中，(a)展示了调制区域与电压指令波形的关系，(b)展示了调制区域与马达运转区域的关系。
像图3的(a)、图3的(b)中分别展示的那样，PWM控制部100对三相电压指令Vuvw*与载波的振幅的大小进行比较，生成与该比较结果相应的各相的PWM脉冲。继而，根据生成的各相的PWM脉冲来决定将栅极信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv分别设为高或低的时刻，生成栅极信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv。再者，图3的(a)、图3的(b)中仅以三相电压指令Vuvw*中的U相电压指令Vu*为代表例来进行了展示，而V相电压指令Vv*及W相电压指令Vw*也是一样的。此外，图3的(a)、图3的(b)中是使用三角波作为载波，但也可使用锯齿波作为载波。此处，在PWM控制部100中，可进行使载波的频率固定的非同步PWM控制，也可进行使载波的频率根据交流马达10的转速ωr进行变化的同步PWM控制。在本实施方式中，PWM控制部100进行的是非同步PWM控制。
逆变器20根据从PWM控制部100输入的栅极信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv使各开关元件进行开关驱动，由此，像图3的(a)、图3的(b)中分别展示的那样生成各相的脉冲电压Vu、Vv、Vw。再者，图3的(a)、图3的(b)中仅以三相脉冲电压Vu、Vv、Vw中的U相脉冲电压Vu为代表例进行了展示，而V相脉冲电压Vv及W相脉冲电压Vw也是一样的。
我们知道，在PWM控制部100所进行的PWM控制中，在逆变器20的输出电压即脉冲电压Vu、Vv、Vw不饱和的调制系数Kh*≤1的区域内，调制系数Kh*与逆变器输出电压的实效值(以下称为实际调制系数Kh)的关系通常呈线性。此处，在调制系数Kh*为1时，将实际调制系数Kh设为1。
此处，通常而言，在PWM控制中，作为各相的电压指令波形，不仅可以使用身为基波的正弦波，也可以使用在基波中重叠3次谐波得到的波形。如图4的(a)所示，在将正弦波作为电压指令波形的情况下，在调制系数Kh*为1时顶点达到最大值，调制系数Kh*的值在这以上的时变为过调制区域，相对于此，在将3次谐波的重叠波作为电压指令波形的情况下，在调制系数Kh*为1.15时顶点达到最大值，调制系数Kh*的值在这以上的时变为过调制区域。因此，可以将线性区域扩大到调制系数Kh*≤1.15的范围。
基于上述内容，在本实施方式的马达驱动装置120中，在调制系数Kh*为1.15以下的情况下，在控制选择部90中通过调制区域选择部91来选择线性区域。此时，在电压指令运算部93中生成图4的(a)所示那样的3次谐波的重叠波，作为三相电压指令Vuvw*输出至PWM控制部100。再者，在调制系数Kh*为1以下的情况下，也可将正弦波作为三相电压指令Vuvw*输出至PWM控制部100。
在调制系数Kh*超过1.15的过调制区域内，逆变器20的输出电压饱和。因此，如图3的(b)所示，与图3的(a)所示的线性区域的情况相比，电压指令每1周期的PWM脉冲数减少。再者，以下将这种过调制区域内的PWM脉冲的减少称为“脉冲消失”。该脉冲消失使得过调制区域内调制系数Kh*与实际调制系数Kh的关系变为非线性。
若充分利用过调制区域，则与线性区域相比，能够增加实际调制系数Kh。因而，如图4的(b)所示，相较于线性区域而言能够扩大马达运转区域、使交流马达10驱动到更高转速。因此，在本实施方式的马达驱动装置120中，在调制系数Kh*处于1.15至规定的最大值这一范围内的情况下，在控制选择部90中，通过调制区域选择部91来选择过调制区域。此时，在电压指令运算部93中生成与调制系数Kh*的值相应的规定形状的波形例如3次谐波的重叠波变形得到的波形或梯形波等，作为三相电压指令Vuvw*输出至PWM控制部100。
进而，若增加调制系数Kh*、使实际调制系数Kh增加至最大值1.27，则进入矩形波区域。在该矩形波区域内，如图4的(b)所示，相较于过调制区域而言，可以进一步扩大马达运转区域、使交流马达10驱动到更高的转速。因此，在本实施方式的马达驱动装置120中，在调制系数Kh*为与Kh＝1.27相对应的规定的最大值的情况下，在控制选择部90中，通过调制区域选择部91来选择矩形波区域。此时，在电压指令运算部93中生成图4(a)所示那样的矩形波，作为三相电压指令Vuvw*输出至PWM控制部100。
如以上所说明，在本实施方式的马达驱动装置120中，在控制选择部90中根据调制系数Kh*来决定控制模式M，以与控制模式M相应的波形输出三相电压指令Vuvw*。即，通过调制区域选择部91而根据调制系数Kh*来选择线性区域、过调制区域或矩形波区域中的某一调制区域，并决定与该选择结果相应的控制模式M。继而，通过电压指令运算部93而根据控制模式M来变更三相电压指令Vuvw*的波形并输出至PWM控制部100。在PWM控制部100中，根据该三相电压指令Vuvw*的波形来生成PWM脉冲，从而生成栅极信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv而输出至逆变器20，由此来实施PWM控制。由此，充分利用了线性区域到矩形波区域，使得逆变器20能够实现高输出化，可以扩大马达运转区域。
接着，参考图5，对过调制区域及矩形波区域的充分利用中的问题进行说明。图5为脉冲消失造成的切换冲击的说明图。
在过调制区域及矩形波区域内，由于逆变器20的输出电压饱和，因此像前文所述那样会发生脉冲消失，调制系数Kh*与实际调制系数Kh的关系变为非线性。此处，当发生脉冲消失时，脉冲电压Vu、Vv、Vw的断开时间减少、导通时间增加。因此，如图5的(a)的A部所示，当调制系数Kh*变为1.15以上时，存在实际调制系数Kh陡峭地增大的情况。此时，d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*的电压向量V的大小像图5的(b)所示那样从V1向V2不连续地增加。结果，q轴电压指令Vq*的大小不连续地变化。这种现象称为切换冲击。再者，电压向量V能以
Figure BDA0002514997330000091
表示。
当产生切换冲击时，交流马达10因q轴电压指令Vq*的变化而发生扭矩变动。尤其是在非同步PWM控制中，与同步PWM控制相比，脉冲消失比较明显，因此切换冲击增大，伴随于此，交流马达10的扭矩变动也增加。因此，在充分利用线性区域到矩形波区域的情况下，重要的是抑制脉冲消失造成的切换冲击而减少这一原因所引起的扭矩变动、由此来稳定地驱动交流马达10。
在本实施方式的马达驱动装置120中，为了抑制以上那样的脉冲消失造成的切换冲击，进行使用相位补偿量运算部110的相位补偿。即，当控制模式M发生变化时，在相位补偿量运算部110中运算相位补偿量Δθ。此时，在控制选择部90中，最终电压相位运算部92根据由相位补偿量运算部110运算出的相位补偿量Δθ来运算最终电压相位θv**，电压指令运算部93使用该最终电压相位θv**来进行三相电压指令Vuvw*的运算。由此，防止电压向量V的大小急剧变化、减少扭矩变动。
接着，参考图6，对相位补偿量运算部110进行的相位补偿进行说明。图6为脉冲消失造成的切换冲击的减少方法的说明图。
在抑制脉冲消失造成的切换冲击而减少扭矩变动的方法中，有变更电压向量V的大小的被称为电压补偿的方法和变更电压向量V的相位的被称为相位补偿的方法。在电压补偿中，如图6的(a)所示，运算电压补偿量ΔV，在脉冲消失时借助该电压补偿量ΔV来调节电压向量V的大小，由此抑制电压向量V从V1向V2不连续地增加。在相位补偿中，如图6的(b)所示，运算相位补偿量Δθ，在脉冲消失时借助该相位补偿量Δθ来调节电压向量V的相位，由此，在电压向量V的大小不变的情况下通过变更d轴电压指令Vd*与q轴电压指令Vq*的分配来抑制切换冲击而减少扭矩变动。
在本实施方式的马达驱动装置120中，考虑到电压补偿量ΔV的运算负担等，采用的是后一种即相位补偿。即，在脉冲消失时，通过相位补偿量运算部110来进行相位补偿量Δθ的运算。在控制选择部90中，通过最终电压相位运算部92而使用该相位补偿量Δθ来运算最终电压相位θv**，通过电压指令运算部93来运算三相电压指令Vuvw*并输出。由此，抑制了脉冲消失造成的切换冲击而减少了扭矩变动。
接着，对相位补偿量Δθ的算出方法进行说明。
使用由坐标变换部60运算的前文所述的d轴电流Id及q轴电流Iq、分别像以下(式3)那样表示交流马达10的d轴电压Vd及q轴电压Vq。
[数式3]
Figure BDA0002514997330000101
其中，(式3)中，Ld、Lq分别表示交流马达10的d轴电感和q轴电感。此外，R表示交流马达10的电阻，Ke表示交流马达10的感应电压常数。
此处，在充分利用过调制区域、矩形波区域的中高速域内，交流马达10的转速ωr增大，因此，在d轴电压Vd及q轴电压Vq中，(式3)中的第2项之后分别占据主导。因此，可以将(式3)变形而使得d轴电压Vd及q轴电压Vq像以下(式4)那样进行近似。
[数式4]
Figure BDA0002514997330000111
另一方面，使用d轴电流Id及q轴电流Iq而像以下(式5)那样表示交流马达10的扭矩τ。
[数式5]
τ＝tranF·Pr{KeIq+(Ld-Lq)IdIq}…(式5)
其中，(式5)中，Pr表示交流马达10的极对数。
根据(式5)，使用d轴电流Id的变动量ΔId以及q轴电流Iq的变动量ΔIq而以下面的(式6)来表示因切换冲击而发生的交流马达10的扭矩变动Δτ。
[数式6]
Δτ＝tranF·Pr{KeΔIq+(Ld-Lq)ΔIdΔIq}…(式6)
此处，根据前文所述的(式4)，d轴电压Vd的变动量ΔVd以及q轴电压Vq的变动量ΔVq可以使用d轴电流Id的变动量ΔId以及q轴电流Iq的变动量ΔIq而像以下(式7)那样分别进行近似。
[数式7]
Figure BDA0002514997330000112
如(式7)所示，d轴电流Id的变动量ΔId表示为与q轴电压Vq的变动量ΔVq相应的值。同样地，q轴电流Iq的变动量ΔIq表示为与d轴电压Vd的变动量ΔVd相应的值。因而，根据这一事实和(式6)得知，通过改变d轴电压Vd的变动量ΔVd与q轴电压Vq的变动量ΔVq的分配也就是d轴电流Id的变动量ΔId与q轴电流Iq的变动量ΔIq的分配，能够抑制扭矩变动Δτ。
因此，在本实施方式的马达驱动装置120中，在发生脉冲消失的控制模式M的切换时，在相位补偿量运算部110中通过以下(式8)来运算相位补偿量Δθ。继而，在控制选择部90的最终电压相位运算部92中对电压相位θv*加上相位补偿量Δθ也就是使相位超前、或者减去相位补偿量Δθ也就是使相位滞后来求出最终电压相位θv**。由此，抑制了扭矩变动Δτ，使得交流马达10可以从线性区域到矩形波区域输出平顺的扭矩τ。
[数式8]
Figure BDA0002514997330000121
接着，参考图7及图8，对相位补偿量运算部110的具体处理内容进行说明。图7为例示相位补偿量运算部110进行相位补偿量Δθ的运算的情况的图。图7中，(a)展示了调制波的形状变化造成的脉冲消失的情形，(b)展示了切换冲击的情形。图8为相位补偿量运算部110的处理流程图。
在控制选择部90中切换了控制模式M时，相位补偿量运算部110例如根据以下(1)～(3)中某一种情况来运算相位补偿量Δθ。另一方面，在控制模式M的切换时以外，相位补偿量运算部110以0的形式输出相位补偿量Δθ。
(1)变更调制波的波形的情况
在图7的(a)所示的例子中，在调制系数Kh*不到1.15的线性区域内，从控制选择部90输出至PWM控制部100的调制波也就是三相电压指令Vuvw*的波形是在基波中重叠3次谐波得到的3次谐波的重叠波。另一方面，在调制系数Kh*为1.15以上的过调制区域内，调制波即三相电压指令Vuvw*的波形为梯形波。如此，在线性区域与过调制区域内调制波的波形不一样的情况下，如图7的(a)的A部所示，脉冲消失变得明显。结果，切换冲击引起的扭矩变动Δτ增大。
因此，在本实施方式的马达驱动装置120中，在会因控制模式M的变化而像上述那样变更调制波的波形的情况下，在相位补偿量运算部110中预先存储好表示调制系数Kh*与扭矩变动Δτ的关系的运算式或映射等信息。由此，准备好可以根据调制系数Kh*算出与调制波的形状变化相对应的扭矩变动Δτ。在控制模式M的切换时，相位补偿量运算部110通过使用该信息而根据切换后的调制系数Kh*来推断扭矩变动Δτ。继而，使用前文所述的(式6)～(式8)来算出用于抑制推断出的扭矩变动Δτ的相位补偿量Δθ，并输出至控制选择部90。再者，根据转子位置θd的时间变化来运算(式7)中的转速ωr即可。
(2)产生切换冲击时的电压相位的变化较大的情况
在图7的(b)所示的例子中，在切换调制区域时，电压相位θv*的值从θv1*大幅变化至θv2*，由此产生了切换冲击。因此，在本实施方式的马达驱动装置120中，在因控制模式M的变化而使得电压相位θv*的值发生明显变化的情况下，在相位补偿量运算部110中预先存储好表示调制系数Kh*与电压相位θv*的变化量Δθv*的关系的运算式或映射等信息。由此，准备好可以根据调制系数Kh*算出与调制区域的变化相对应的电压相位变化量Δθv*。在控制模式M的切换时，相位补偿量运算部110通过使用该信息而根据切换后的调制系数Kh*来推断电压相位变化量Δθv*。继而，在推断出的电压相位变化量Δθv*超过了规定阈值时，将电压相位变化量Δθv*作为相位补偿量Δθ输出至控制选择部90，以消除该电压相位变化量Δθv*。
(3)其他情况
在不符合上述(1)、(2)中的任一方的情况下，在本实施方式的马达驱动装置120中，在相位补偿量运算部110中预先存储好表示调制系数Kh*、电压相位θv*及转子位置θd中的至少某一方与扭矩变动Δτ的关系的运算式或映射等信息。由此，准备好可以根据调制系数Kh*、电压相位θv*、转子位置θd等变量算出与调制区域的变化相对应的扭矩变动Δτ。在控制模式M的切换时，相位补偿量运算部110通过使用该信息而根据切换后的调制系数Kh*、电压相位θv*或转子位置θd来推断扭矩变动Δτ。此时，也可使用调制系数Kh*、电压相位θv*、转子位置θd中的多个变量来推断扭矩变动Δτ。继而，使用前文所述的(式6)～(式8)来算出用于抑制推断出的扭矩变动Δτ的相位补偿量Δθ，并输出至控制选择部90。再者，与上述(1)的情况一样，根据转子位置θd的时间变化来运算(式7)中的转速ωr即可。
在像以上说明过的那样运算相位补偿量Δθ时，相位补偿量运算部110例如按照图8的处理流程来执行处理。相位补偿量运算部110例如通过在CPU中执行规定程序而按每一规定周期来进行图8的处理流程所示的处理。
在步骤S10中，相位补偿量运算部110判定是否在控制选择部90中切换了控制模式M。结果，在切换了控制模式M的情况下，使处理前进至步骤S20。另一方面，在未切换控制模式M的情况下，结束图8的处理流程。在该情况下，相位补偿量运算部110将相位补偿量Δθ设为0并输出至控制选择部90。
在步骤S20中，相位补偿量运算部110判定是否像上述(1)中说明过的那样线性区域与过调制区域内调制波的形状发生了变化。结果，在调制波的形状发生了变化的情况下，使处理前进至步骤S30，在未发生变化的情况下，使处理前进至步骤S40。
在步骤S30中，相位补偿量运算部110使用预先借助映射等存储好的调制系数Kh*与扭矩变动Δτ的关系来算出与控制模式切换后的调制系数Kh*相应的扭矩变动Δτ。当通过执行步骤S30而算出了扭矩变动Δτ时，相位补偿量运算部110使处理前进至步骤S80。
在步骤S40中，相位补偿量运算部110使用预先借助映射等存储好的调制系数Kh*与电压相位变化量Δθv*的关系来算出与控制模式切换后的调制系数Kh*相应的电压相位变化量Δθv*。
在步骤S50中，相位补偿量运算部110判定步骤S40中算出的电压相位变化量Δθv*是否超过了规定阈值。结果，在电压相位变化量Δθv*超过了阈值的情况下，使处理前进至步骤S60，在未超过的情况下，使处理前进至步骤S70。
在步骤S60中，相位补偿量运算部110像上述(2)中说明过的那样将步骤S40中算出的电压相位变化量Δθv*作为相位补偿量Δθ输出至控制选择部90。由此，根据电压相位变化量Δθv*来运算将它消除这样的相位补偿量Δθ并输出。当在步骤S60中输出了相位补偿量Δθ时，相位补偿量运算部110结束图8的处理流程。
在步骤S70中，相位补偿量运算部110像上述(3)中说明过的那样使用预先借助映射等存储好的调制系数Kh*及/或电压相位θv*及/或转子位置θd与扭矩变动Δτ的关系来算出与控制模式切换后的这些变量值相应的扭矩变动Δτ。当通过执行步骤S70而算出了扭矩变动Δτ时，相位补偿量运算部110使处理前进至步骤S80。
在步骤S80中，相位补偿量运算部110通过测量转子位置θd的时间变化来获取交流马达10的转速ωr。
在步骤S90中，相位补偿量运算部110根据步骤S30或S70中算出的扭矩变动Δτ和步骤S80中基于转子位置θd获取到的转速ωr、使用前文所述的(式6)～(式8)来算出相位补偿量Δθ。继而，将算出的相位补偿量Δθ输出至控制选择部90。由此，根据扭矩变动Δτ及转子位置θd来运算将扭矩变动Δτ消除这样的相位补偿量Δθ并输出。当在步骤S90中输出了相位补偿量Δθ时，相位补偿量运算部110结束图8的处理流程。
图9为说明本发明的第1实施方式的马达驱动***的动作的图。图9中，(a)展示了无相位补偿的情况下的交流马达10的转速、扭矩τ以及实际调制系数Kh的关系的一例，(b)展示了有相位补偿的情况下的交流马达10的转速、扭矩τ以及实际调制系数Kh的关系的一例。
在马达驱动装置120中不进行相位补偿的情况下，如图9的(a)的A部所示，在调制区域从线性区域切换至过调制区域时，实际调制系数Kh陡峭地增加，由此导致扭矩τ发生了大幅变动。相对于此，在马达驱动装置120中进行了相位补偿的情况下，如图9的(b)的A'部所示，即便在调制区域从线性区域切换至过调制区域时，由于抑制了切换冲击，实际调制系数Kh的变化也是平顺的，使得扭矩τ的变动减少。因而得知，在本实施方式的马达驱动***中，通过进行相位补偿，能在广阔的运转范围内稳定地驱动交流马达10。
根据以上说明过的本发明的第1实施方式，取得以下作用效果。
(1)马达驱动***具备交流马达10和马达驱动装置120，所述马达驱动装置120具有转子位置检测部70、电流传感器30、坐标变换部60、电流控制部50、调制系数及电压相位运算部80、相位补偿量运算部110、控制选择部90、PWM控制部100及逆变器20。在马达驱动装置120中，转子位置检测部70检测交流马达10的转子位置θd。电流传感器30检测流至交流马达10的三相交流电流Iu、Iv、Iw。坐标变换部60根据转子位置θd和三相交流电流Iu、Iv、Iw来运算交流马达10的d轴电流Id及q轴电流Iq。电流控制部50根据输入的d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*和d轴电流Id及q轴电流Iq来输出d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*。调制系数及电压相位运算部80根据d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*来运算调制系数Kh*及电压相位θv*。相位补偿量运算部110运算用于补偿电压相位θv*的相位补偿量Δθ。控制选择部90根据调制系数Kh*、电压相位θv*及相位补偿量Δθ来输出与多种控制模式中的某一种控制模式相应的三相电压指令Vuvw*。PWM控制部100根据三相电压指令Vuvw*及转子位置θd来输出栅极信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv。逆变器20具有多个开关元件，根据栅极信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv来控制多个开关元件而驱动交流马达10。在该马达驱动***中，相位补偿量运算部110在控制选择部90中的控制模式的切换时运算相位补偿量Δθ而输出至控制选择部90。因此，可以通过相位补偿来抑制控制模式的切换时的交流马达10的扭矩变动、减少切换冲击。
(2)控制选择部90具备调制区域选择部91、最终电压相位运算部92及电压指令运算部93。调制区域选择部91根据调制系数Kh*来选择线性区域、过调制区域或矩形波区域中的某一调制区域，并根据所选择的调制区域来决定控制模式M。最终电压相位运算部92根据电压相位θv*及相位补偿量Δθ来运算最终电压相位θv**。电压指令运算部93根据由调制区域选择部91决定的控制模式M和由最终电压相位运算部92运算出的最终电压相位θv**来运算三相电压指令Vuvw*。因此，可以在控制选择部90中选择与调制系数Kh*相应的恰当的控制模式，而且可以输出在控制模式的切换时减少了切换冲击的三相电压指令Vuvw*。
(3)在控制模式的切换时以外(图8，步骤S10：否)，相位补偿量运算部110将相位补偿量Δθ设为0并输出至控制选择部90。因此，可以防止在控制模式的切换时以外的时刻进行不需要的相位补偿。
(4)相位补偿量运算部110根据转子位置θd、调制系数Kh*及电压相位θv*中的至少任一方来运算相位补偿量Δθ。具体而言，相位补偿量运算部110可以根据转子位置θd、调制系数Kh*及电压相位θv*中的至少任一方来推断控制模式M的切换时的交流马达10的扭矩变动Δτ(图8，步骤S30、S70)，并根据推断出的扭矩变动Δτ及转子位置θd来运算相位补偿量Δθ(图8，步骤S80、S90)。此外，相位补偿量运算部110也可以根据调制系数Kh*来推断控制模式M的切换时的电压相位θv*的变化量Δθv*(图8，步骤S40)，并根据推断出的电压相位θv*的变化量Δθv*来运算相位补偿量Δθ(图8，步骤S60)。因此，在相位补偿量运算部110中，可以实现能可靠地抑制交流马达10的扭矩变动而减少切换冲击的相位补偿量Δθ的运算。
再者，在上述第1实施方式中，对PWM控制部100进行非同步PWM控制的例子进行了说明，而在进行同步PWM控制的情况下也能获得同样的效果。此外，在上述第1实施方式中，是将进行从线性区域向过调制区域的切换(调制系数Kh*的上升时)以及从过调制区域向线性区域的切换(调制系数Kh*的下降时)的调制系数Kh*的阈值分别设为1.15来进行的说明，但也可设定为这以外的值。进而，也可在调制系数Kh*的上升时和下降时设定各不相同的阈值。即，在控制选择部90中，调制区域选择部91可以将调制系数Kh*的增加时用于调制区域的选择的调制系数Kh*的阈值与调制系数Kh*的减少时用于调制区域的选择的调制系数Kh*的阈值设定为不同值。如此一来，能够灵活地进行调制区域的选择。
(第2实施方式)
接着，参考图10，对本发明的第2实施方式进行说明。其中，与第1实施方式同等的内容将省略说明。
图10为本发明的第2实施方式的搭载有马达驱动***的电动动力转向装置的构成图。图10所示的电动动力转向装置搭载有第1实施方式中说明过的交流马达10及马达驱动装置120，将交流马达10作为驱动源进行动作。即，本实施方式的交流马达10由马达驱动装置120所配备的逆变器20加以驱动，由此产生用于辅助电动动力转向装置的操作力的扭矩。
本实施方式的电动动力转向装置除了交流马达10及马达驱动装置120以外还具备操舵检测器201、扭矩传递机构202及操作量指令器203。操舵检测器201检测方向盘(steering)200的操舵角、操舵扭矩，并输出至操作量指令器203。操作量指令器203根据由操舵检测器201检测到的操舵角、操舵扭矩、结合车辆速度和路面状态等状态量来生成作为方向盘200的操舵辅助量的对交流马达10的扭矩指令τ*，并输出至马达驱动装置120。马达驱动装置120根据来自操作量指令器203的扭矩指令τ*而通过像第1实施方式中说明过的方法、以交流马达10的输出扭矩τm跟随扭矩指令τ*的方式驱动交流马达10。
交流马达10通过被马达驱动装置120驱动而向与转子直接连结的输出轴进行输出扭矩τm的输出。扭矩传递机构202是使用蜗杆、蜗轮、行星齿轮等减速机构、液压机构构成的，将从交流马达10去往输出轴的输出扭矩τm传递至齿条204。借助传递到该齿条204的扭矩，驾驶员对方向盘200的操舵力(操作力)得以减轻，由此进行使用了电动力的操舵辅助，操舵轮205、206的操舵角得到控制。
根据以上说明过的本发明的第2实施方式，交流马达10通过被逆变器20驱动来产生用于辅助电动动力转向装置的操作力的输出扭矩τm。因此，能够减少电动动力转向装置的高速旋转时产生的振动和噪音。
(第3实施方式)
接着，参考图11，对本发明的第3实施方式进行说明。其中，与第1实施方式同等的内容将省略说明。
图11为本发明的第3实施方式的搭载有马达驱动***的电动车辆的构成图。图11所示的电动车辆300搭载有第1实施方式中说明过的交流马达10及马达驱动装置120，将交流马达10作为驱动源进行动作。即，本实施方式的交流马达10由马达驱动装置120所配备的逆变器20加以驱动，由此产生用于使电动车辆300行驶的扭矩。
本实施方式的电动车辆300上轴支承有驱动轮车轴305及从动轮车轴306。在驱动轮车轴305的两端设置有驱动轮307、308，在从动轮车轴306的两端设置有从动轮309、310。再者，驱动轮307、308和从动轮309、310可分别为电动车辆300的前轮和后轮中的任一方。此外，也可将前轮和后轮两方都设为驱动轮。
驱动轮车轴305上配备有作为动力分配机构的差速器304。差速器304将从发动机302经由变速器303传递来的旋转动力传递至驱动轮车轴305。发动机302与交流马达10以机械方式连结在一起，交流马达10的旋转动力传递至发动机302、发动机302的旋转动力传递至交流马达10。
马达驱动装置120根据从未图示的上位控制器输入的扭矩指令τ*而通过像第1实施方式中说明过的方法、以交流马达10的输出扭矩τm跟随扭矩指令τ*的方式驱动交流马达10。交流马达10通过被马达驱动装置120驱动而经由发动机302及变速器303将输出扭矩τm输出至驱动轮车轴305、使电动车辆300行驶。此外，通过接收发动机302的旋转动力而使得转子旋转来产生三相交流电。即，交流马达10一方面作为电动机进行动作、另一方面还作为发电机进行动作。
根据以上说明过的本发明的第3实施方式，交流马达10通过被逆变器20驱动来产生用于使电动车辆300行驶的输出扭矩τm。因此，可以扩大电动车辆300的运转区域、可以在所有运转区域内获得稳定的扭矩输出。
再者，在上述第3实施方式中，对电动车辆300为混合动力汽车的情况进行了说明，而在插电式混合动力汽车、电动汽车等情况下也能获得同样的效果。此外，在上述第3实施方式中，对电动车辆300搭载有1个交流马达10的例子进行了说明，但也可搭载2台以上的交流马达10。
(第4实施方式)
接着，参考图12，对本发明的第4实施方式进行说明。其中，与第1实施方式同等的内容将省略说明。
图12为本发明的第4实施方式的搭载有马达驱动***的轨道车辆的构成图。图12所示的轨道车辆400搭载有多个第1实施方式中说明过的交流马达10而且搭载有马达驱动装置120，将各交流马达10作为驱动源进行动作。即，本实施方式的交流马达10由马达驱动装置120所配备的逆变器20加以驱动，由此来分别产生用于使轨道车辆400行驶的扭矩。
本实施方式的轨道车辆400上搭载有台车401、402。台车401上配备有车轮403、404，台车402上配备有车轮405、406。交流马达10分别连接到车轮403～406。
马达驱动装置120根据从未图示的上位控制器输入的扭矩指令τ*而通过像第1实施方式中说明过的方法、以各交流马达10的输出扭矩τm跟随扭矩指令τ*的方式驱动各交流马达10。各交流马达10通过被马达驱动装置120驱动而分别将输出扭矩τm输出至车轮403～406、使轨道车辆400行驶。
根据以上说明过的本发明的第4实施方式，交流马达10通过被逆变器20驱动来产生用于使轨道车辆400行驶的输出扭矩τm。因此，可以扩大轨道车辆400的运转区域、可以在所有运转区域内获得稳定的扭矩输出。
再者，以上说明过的各实施方式和各种变形例只是一例，只要无损发明的特征，本发明便不限定于这些内容。此外，上文中对各种实施方式和变形例进行了说明，但本发明并不限定于这些内容。在本发明的技术思想的范围内思索的其他形态也包含在本发明的范围内。
符号说明
10…交流马达，11…旋转位置传感器，20…逆变器，30…电流传感器，40…电流指令运算部，50…电流控制部，60…坐标变换部，70…转子位置检测部，80…调制系数及电压相位运算部，90…控制选择部，91…调制区域选择部，92…最终电压相位运算部，93…电压指令运算部，100…PWM控制部，110…相位补偿量运算部，120…马达驱动装置，200…方向盘(steering)，201…操舵检测器，202…扭矩传递机构，203…操作量指令器，204…齿条，205、206…操舵轮，300…电动车辆，302…发动机，303…变速器，304…差速器，305…驱动轮车轴，306…从动轮车轴，307、308…驱动轮，309、310…从动轮，400…轨道车辆，401、402…台车，403、404、405、406…车轮。

Claims (10)

1.一种马达驱动***，其特征在于，具备：
交流马达；
转子位置检测部，其检测所述交流马达的转子位置；
电流传感器，其检测流至所述交流马达的三相交流电流；
坐标变换部，其根据所述转子位置和所述三相交流电流来运算所述交流马达的d轴电流及q轴电流；
电流控制部，其根据输入的d轴电流指令值及q轴电流指令值和所述d轴电流及所述q轴电流来输出d轴电压指令及q轴电压指令；
调制系数及电压相位运算部，其根据所述d轴电压指令及所述q轴电压指令来运算调制系数及电压相位；
相位补偿量运算部，其运算用于补偿所述电压相位的相位补偿量；
控制选择部，其根据所述调制系数、所述电压相位及所述相位补偿量来输出与多种控制模式中的某一种控制模式相应的三相电压指令；
PWM控制部，其根据所述三相电压指令及所述转子位置来输出栅极信号；以及
逆变器，其具有多个开关元件，根据所述栅极信号来控制所述多个开关元件而驱动所述交流马达，
所述相位补偿量运算部在所述控制选择部中的所述控制模式的切换时运算所述相位补偿量并输出至所述控制选择部。
2.根据权利要求1所述的马达驱动***，其特征在于，
所述控制选择部具备：
调制区域选择部，其根据所述调制系数来选择线性区域、过调制区域或矩形波区域中的某一调制区域，并根据所选择的所述调制区域来决定所述控制模式；
最终电压相位运算部，其根据所述电压相位及所述相位补偿量来运算最终电压相位；以及
电压指令运算部，其根据由所述调制区域选择部决定的所述控制模式和由所述最终电压相位运算部运算出的所述最终电压相位来运算所述三相电压指令。
3.根据权利要求2所述的马达驱动***，其特征在于，
所述调制区域选择部将所述调制系数的增加时用于所述调制区域的选择的所述调制系数的阈值和所述调制系数的减少时用于所述调制区域的选择的所述调制系数的阈值设定为不同值。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的马达驱动***，其特征在于，
所述相位补偿量运算部在所述控制模式的切换时以外将所述相位补偿量设为0并输出至所述控制选择部。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的马达驱动***，其特征在于，
所述相位补偿量运算部根据所述转子位置、所述调制系数及所述电压相位中的至少任一方来运算所述相位补偿量。
6.根据权利要求5所述的马达驱动***，其特征在于，
所述相位补偿量运算部根据所述转子位置、所述调制系数及所述电压相位中的至少任一方来推断所述控制模式的切换时的所述交流马达的扭矩变动，并根据推断出的所述扭矩变动及所述转子位置来运算所述相位补偿量。
7.根据权利要求5所述的马达驱动***，其特征在于，
所述相位补偿量运算部根据所述调制系数来推断所述控制模式的切换时的所述电压相位的变化量，并根据推断出的所述电压相位的变化量来运算所述相位补偿量。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的马达驱动***，其特征在于，
所述交流马达通过被所述逆变器驱动来产生用于辅助电动动力转向装置的操作力的扭矩。
9.根据权利要求1至7中任一项所述的马达驱动***，其特征在于，
所述交流马达通过被所述逆变器驱动来产生用于使电动车辆行驶的扭矩。
10.根据权利要求1至7中任一项所述的马达驱动***，其特征在于，
所述交流马达通过被所述逆变器驱动来产生用于使轨道车辆行驶的扭矩。
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