CN104852560A - 开关电源中应力平衡的优化方法及适用该方法的开关电源 - Google Patents

Abstract

一种开关电源中应力平衡的优化方法，包括由第一二极管建立起第一电容、电感与变压器的能量匹配关系，即在开关管导通时，通过第一二极管隔开电感的励磁回路与变压器的励磁回路，在开关管关断时，通过第一二极管连通电感与变压器，以在半个工频周期内，第一电容分为充电时期与不充电时期，在第一电容不充电时期，亦即第一二极管不导通时期；且第一电容充电时期的平均功率与第一电容放电时期的平均功率视为相同；根据电感与第一电容和变压器的能量匹配关系，运用能量守恒原理，由第一电容的容值、变压器匝比及源边绕组感量计算出电感的参数选取范围。相对于现有技术，本发明平衡了各个元器件的电压应力，从而降低由于大的电压变化率引起的电磁干扰。

Description

开关电源中应力平衡的优化方法及适用该方法的开关电源

技术领域

本发明涉及一种电源电路的设计方法，特别涉及一种一次侧为三阶***(主功率存在两个磁性元件及一个容性元件)的开关电源中应力平衡的优化方法及适用该方法的开关电源。

背景技术

电源是将电能转换成为用电设备所需的各种形式的电路装置，它是所有靠电能工作的装置的动力源泉。直流开关电源是一种采用占空比控制的开关电路构成的电能变换装置，广泛用于生活、生产、科研、军事等各个领域。

用于开关电源前级的电容一般选取的是铝电解电容，铝电解电容具有成本低、体积小、额定耐压高等优点而被广泛选用。然而，由于铝电解电容是采用浸有糊状电解质的吸水纸夹在两条铝箔中间卷绕而成，当存储时间过久，其内部的电解液挥发后漏电流增加，等效串联电阻(ESR：Equivalent Series Resistance)也随之增加，因此铝电解电容使用寿命一般只有两到三年，而且高低温情况下会影响电解液的特性，所以铝电解电容对温度也非常敏感。

为减少电子设备内部开关电源对电网的污染，国际电工委员会和一些国家与地区推出了IEC1000-3-2和EN61000-3-2等标准，对电流谐波作出了限量规定。为满足输入电流谐波限制要求，最有效的技术手段就有源功率因数校正，诞生了一系列的提高功率因数的电路(PFC：Power Factor Correction简写)，目前被广为采用的有源PFC技术是两级方案，这些电路很好的解决了电源PF值低的问题，电路的PF值可达到0.9以上，但是这无疑增加了***电路及控制的复杂度，增加了成本，而且影响了电源的转换效率，特别是在功率不大的场合，缺点更为突出。

目前的交流转直流拓扑中都必不可少有一个高压大容量的电解电容进行低频滤波，但是这个电解电容有一系列的缺点，如：寿命，高低温特性等，而且还影响开关电源的PF值(功率因数：Power Factor简写)，等等这些都制约着开关电源的发展。

众所周知，反激拓扑是Buck-boost电路的隔离形式，一般被普遍应用于中小功率场合，其具有电路结构简单，元器件少，易于多路输出等优点，图1示出了传统的反激拓扑电路，包括整流桥、输入滤波电容C1、变压器T1、开关管Q1、开关管的驱动电路、输出滤波电容Co、输出整流二极管D1。输入电压通过整流桥后，高电平部分与输入电容C1正极相联，一般称高电平部分为母线电压，低电平部分与输入电容C1的负极相连，一般称低电平部分为变换器原边地，母线电压与变压器T1输入端相连，变压器T1输入同名端与开关管Q1漏极相连，开关管Q1的源极与变换器原边地相连，变压器输出同名端与输出二极管的阳极相连，输出二极管阴极连接输出电容正极，变换器的输出地与变压器另一个输出端相连，电容另一端与输出地相连。电路的工作过程如下：

当开关管Q1导通，变压器T1初级电流在输入电压的作用下，线性上升。变压器初级电压感应到次级，使得整流二极管反向截止，电源的输出电压由输出滤波电容Co提供补给。当开关管Q1关断，变压器初级电流被强制关断，由于电感电流不能突变，故在初级侧产生一个感应电动势。根据电磁感应定律，当次级的感应电动势达到输出电压时，次级整流二极管导通。初级电感在开关管开通时储存的能量，通过磁芯耦合到次级电感，然后通过次级线圈释放到输出电容Co中。

通过上述分析知，普通的反激开关电源的高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的第一象限，在开关管导通期间，变压器初级线圈只储存能量，而在截止期间才将初级线圈内储存的能量传递到次级，因此它既是变压器，又是储能电感。值得注意的是，在这个过程中通过变压器的电流方向不变，在其中心柱开一定的气隙可降低剩余磁场、提高磁芯的直流场强，防止磁芯饱和。而然开气隙会造成漏磁现象，从而增加了变压器的漏电感，造成能量损耗。普通反激电路的输入电容容值要求很大，不可避免的引入了电解电容所带来的缺陷。而且电源的输出只通过反激变压器的储能传输，变压器的原边直流分量较大，因此需要磁芯开一定的气隙，从而变压器漏感便很大，损耗很大。

目前的无电解电容技术大多用于LED驱动照明领域，而LED驱动电源并不能满足工业电源的性能要求，工业负载对电源的性能要求比LED对电源的性能要求要高出很多，且LED照明用电源为恒流输出，而工业电源要求为恒压输出，在输入馒头波波谷时输出电压会有较大的波动，即变换器无法消除这么大的工频干扰，输出会有较大的纹波。再者，目前的无电解电容电源的输入范围也达不到工业电源的要求。

设计开关电源是个充满矛盾的过程，鱼和熊掌不可得兼，需要平衡折中各种指标，如稳态性能与动态性能的折中、功率密度与可靠性的折中、小信号性能与大信号性能的折中、高低温下的设计折中、电性能与热性能之间的折中、关键部件的折中等等，当然还有其他方面的折中，所有的这些折中最基本的还是关键部件的折中，一些主功率器件的选取关系到整个开关电源能否正常工作及开关电源的性能优化，比如主功率器件承受的电压应力、电流应力及磁应力等。在普通的开关电源的设计中，如功率变压器的设计，首先要优化变压器的匝比，变压器的匝比关系到输入开关管的电压应力以及输出二极管的电压应力，开关管的电压应力还与变压器的漏感有关，因此希望变压器的漏感越小越好，但在实现漏感最小的同时，往往会增加绕组之间的分布电容，这通常会增加共模EMI干扰和降低安全性。另外，如驱动能力的折中。为了减小功率开关器件(MOSFET)的开关损耗，希望其开关过程尽量短，这可通过减小门级驱动电阻来实现，但在开关速度提高的同时，往往会增加电源的共模EMI，使得EMI特性变差。

在专利申请号为201410822779.5的《一种电源电路》中国专利公开说明书示出了一种开关电源的全新拓扑，其拓扑电路结构如图2所示。在专利《一种电源电路》中示出的电路拓扑中，其主功率回路存在两个感性器件——电感与变压器，与一个容性器件。目前现有的开关电源拓扑的设计方法不适合用于以上专利中的全新拓扑，而且合理的电感、电容与变压器的设计可以拓宽开关电源的输入电压范围，减少输出纹波。

发明内容

本发明的目的是提供一种能够解决两个感性元件与一个容性元件的设计平衡，在输出功率满足要求的基础上尽可能的减少输入级电容的容值，使得该新拓扑的设计有理论依据可循，还可降低第一电容、电感、变压器的设计难度，更重要的是平衡了各个元器件的电压应力，从而降低由于大的电压变化率引起的电磁干扰，降低应力以便提高整机效率的开关电源中应力平衡的优化方法。

为了达到上述目的，本发明是通过以下技术措施实现的：

一种开关电源中应力平衡的优化方法，包括根据开关管的应力要求计算出反激电路中的变压器匝比；根据第一电容计算出反激电路中变压器的源边绕组感量，还包括由第一二极管建立起第一电容、电感与变压器的能量匹配关系，即在开关管导通时，通过第一二极管隔开电感的励磁回路与变压器的励磁回路，在开关管关断时，通过第一二极管连通电感与变压器，以在半个工频周期内，第一电容分为充电时期与不充电时期，在第一电容不充电时期，亦即第一二极管不导通时期；且第一电容充电时期的平均功率与第一电容放电时期的平均功率视为相同；根据电感与第一电容和变压器的能量匹配关系，运用能量守恒原理，由第一电容的容值、变压器匝比及源边绕组感量计算出电感的参数选取范围。

优选的，所述计算出电感的参数选取范围的数学关系式如下，依设计需求的交流输入电压范围值[Vinmin，Vinmax]，根据公式计算得出第一电容两端的平均电压为V_{cdc_ave}；依第一二极管建立的第一电容、电感与变压器的能量匹配关系，在半个工频周期内，第一电容分为充电时期与不充电时期，在第一电容不充电时期，亦即第一二极管不导通时期，根据公式 $t=\frac{\mathrm{\π}}{4\mathrm{\πf}}-\frac{\arcsin \left(\frac{V_{\min }}{\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }}\right)}{2\mathrm{\πf}},,E_1=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{DC}}{\left(\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }\right)}^2-\frac{1}{2}{D}_{\mathrm{DC}}{V}_{\min }^2,P_{\mathrm{ave}}=\frac{E_1}{\frac{\mathrm{\π}}{2\mathrm{\πf}}-t_2},$ 得出在第一电容不充电时期的平均功率Pave；第一电容充电时期的平均功率与第一电容放电时期的平均功率视为相同，根据公式E₂＝P_ave×t得出第一电容充电时期向变压器传输的能量E2；根据公式得出半个工频周期内变压器传输的功率Pin_c；根据公式得出平均占空比Dave；根据公式计算得出电感的感量。

本发明还提供一种开关电源，包括整流桥、第一电容、电感、反激电路和第二电容，所述整流桥具有正输出端和负输出端，所述第一电容并联于整流桥的正输出端与负输出端之间；所述反激电路的原边电路包括变压器的原边绕组、第一开关管和驱动第一开关管的驱动模块，还包括第一二极管及将第一二极管的阳极钳位在整流桥的负输出端电位的钳位电路，所述钳位电路，由第二开关管构成，所述开关电源电路的具体连接关系是，整流桥的正输出端与电感的一端连接，电感的另一端分别与第二开关管的漏极及第一二极管的阳极连接，第二开关管的源极与整流桥的负输出端连接；第一二极管的阴极分别与第二电容的一端及第一开关管的漏极连接，第一开关管的源极与原边绕组的同名端连接，原边绕组的异名端与第二电容的另一端连接；原边绕组的同名端还与整流桥的负输出端连接；第二开关管Q2与第一开关管Q1使用同一驱动模块；所述第一二极管D1隔开/连通电感L1与变压器T1的回路，即当第一开关管和第二开关管导通时，电感经第二开关管构成电感的励磁回路；同时，第二电容经变压器的原边绕组、第一开关管构成变压器的励磁回路，此时二极管D1隔开电感L1与变压器T1的回路；当第一开关管和第二开关管关断时，第一二极管连通电感与变压器，形成单一电流回路，以将电感和变压器在励磁阶段所存储的能量转移输出，即通过第一二极管建立起第一电容、电感与变压器的能量匹配关系。

优选的，所述第一电容、电感与变压器的能量匹配关系，表现为如下数学关系，即第一电容、变压器和电感的取值范围可通过如下公式依次估计出取值，依设计需求的交流输入电压范围值[Vinmin，Vinmax]，根据公式计算得出第一电容两端的平均电压为V_{cdc_ave}；依第一二极管建立的第一电容、电感与变压器的能量匹配关系，在半个工频周期内，第一电容分为充电时期与不充电时期，在第一电容不充电时期，亦即第一二极管不导通时期，根据公式 $t=\frac{\mathrm{\π}}{4\mathrm{\πf}}-\frac{\arcsin \left(\frac{V_{\min }}{\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }}\right)}{2\mathrm{\πf}},E_1=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{DC}}{\left(\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }\right)}^2-\frac{1}{2}{D}_{\mathrm{DC}}{V}_{\min }^2,$ 得出在第一电容不充电时期的平均功率Pave；第一电容充电时期的平均功率与第一电容放电时期的平均功率视为相同，根据公式E₂＝P_ave×t，得出第一电容充电时期向变压器传输的能量E2；根据公式得出半个工频周期内变压器传输的功率Pin_c；根据公式得出平均占空比Dave；根据公式计算得出电感的感量。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

(1)通过计算可以准确得出减少开关电源输入电容(母线电容)容值的两个感性元器件的感量取值范围；

(2)根据所计算的参数值进行器件选取，有效的降低了开机烧器件情况的发生概率；

(3)各个元器件的参数计算与实际情况较为相近，方便对电源效率等其他性能进行优化；

(4)可以有效的缩短开发周期，降低成本。

附图说明

图1示出了传统的反激拓扑电路；

图2为专利申请号为201410822779.5的中国专利的简单拓扑单元示意；

图3为本发明第一实施例的开关电源的电路原理图；

图4为第一电容两端电压波形与整流桥输出端电压波形；

图5为本发明第一实施例的开关电源在开关管Q1处于导通期间，电路的电流流向示意图；

图6为本发明第一实施例的开关电源在开关管Q1处于关断期间，电路的电流流向示意图；

图7为本发明第一实施例的开关电源的输出纹波波形图；

图8为本发明第二实施例的开关电源的电路原理图。

具体实施方式

第一实施例

图3所示为本发明第一实施例开关电源的电路原理图，一种开关电源，包括整流桥101、第一电容C1、Boost升压电路、第一开关管Q1、第二电容C_DC、反激电路，Boost升压电路包括电感L1、第二开关管Q2、第一二极管D1；反激电路包括第一变压器T1、输出二极管Do(输出整流二极管)、第三电容Co(输出电容)。所述的整流桥101把交流电整流成脉动直流电，第一电容C1的两端分别连接到整流桥101的正输出端和负输出端；所述的Boost升压电路将整流桥101的输出电压升高，整流桥101的正输出端连接Boost升压电路中电感L1的一端，电感L1的另一端连接至第二开关管Q2的漏极，并与第一二极管D1的阳极相连，第二开关管Q2的源极与整流桥101的负输出端相连；第一开关管Q1的漏极与第一二极管D1的阴极相连，并与第二电容C_DC的一端相连，第一开关管Q1的源极与整流桥101的负输出端相连；所述的反激电路中，第二电容C_DC的另一端与变压器T1的原边绕组异名端相连，变压器T1的原边绕组同名端与整流桥101的负输出端相连，变压器T1的副边绕组异名端与所述的输出整流二极管Do的阳极相连，所述的输出整流二极管Do的阴极与所述的输出滤波电容Co正极相连后，作为电源输出的正极，所述的输出滤波电容Co的负极与变压器T1副边绕组同名端相连，作为电源输出的负极。

本发明第一实施例开关电源的的工作原理：

单使用文字描述原理，会让本技术领域人员理解困难，所以，请允许使用原理图，配合电子工程中常用的信号流向来说明本发明的工作原理。

图3为按上述的技术方案，绘制出来的简单拓扑单元及组成单元原理图，一种开关电源，包括整流桥101、倍压电路102、驱动电路103、反激电路104，整流桥101把交流电整流成脉动直流电，脉动直流电的波形如图4所示；驱动电路103通过控制电路的一些特性同时对开关管Q1与开关管Q2进行占空比控制，亦即开关管Q1与Q2公用一个控制信号；倍压电路102包含二极管D1、电感L1及开关管Q2，通过开关管的通断控制电感存储能量与释放能量，将释放的能量叠加输入电压传送到反激电路104中的电容C_DC上；反激电路包括母线电容C_DC、开关管Q1、变压器、输出整流二极管Do、输出滤波电容。

假定所述的两个开关管Q1、Q2均为N-MOS管，以倍压电路102中的电感L1与反激电路中的变压器T1均工作在断续模式下进行原理说明，则本发明开关电源在稳态下一个周期的工作原理是：

(1)N-MOS管Q1与Q2导通：

当N-MOS管Q1与Q2导通时，N-MOS管Q1与Q2相当于一条导线，图5示出此时电流的流向，从整流桥101的输出正→倍压电路102的电感L1→倍压电路102中的开关管Q2→回到整流桥101的输出负极，具体电流流向如图5中虚线301所示。除此之外，电源原边还有一个电流回路，从母线电容C_DC正极→反激电路104的N-MOS管Q1→反激电路104的变压器原边绕组→回到反激电路104的母线电容C_DC的负极，具体电流流向如图5中虚线302所示。此时变压器进行能量存储，电源副边绕组依靠输出电容Co中存储的电能，具体电流流向如图5中虚线303所示。

在这个过程中，流过电感L1的电流从零开始线性上升，电感L1开始储能；同时反激电路中的母线电容C_DC通过N-MOS管Q1向变压器T1的原边放电，变压器T1原边绕组的电流从零开始线性上升，变压器T1原边绕组的电流方向：从原边同名端流到原边异名端，并对变压器T1的原边绕组激磁并由变压器T1的原边绕组储存能量；这时变压器T1的副边绕组感应出上负下正的感应电压，如图5中符号标识那样，这个感应电压与变压器T1的匝比、原边绕组电压有关，在这个电压作用下，二极管Do反偏，不导通。

由于两个感性元件的励磁回路分开，流过每个开关器件的电流减少，因此可以选用功率等级更低的开关器件，这样便减少了开关器件的损耗，提高了整机电源的效率。

(2)N-MOS管Q1与Q2继而关断：

当N-MOS管Q1与Q2导通完毕，继而迅速关断时，此时N-MOS管Q1与Q2相当于开路，图6示出此时的电流流向，从整流桥101的输出正→倍压电路102的电感L1→倍压电路102中的二极管D1→反激电路中的母线电容C_DC→反激电路104的变压器原边绕组→回到整流桥101的输出负极，具体电流流向如图6中虚线304所示。此时变压器进行能量释放，变压器T1的副边绕组感应出上正下负的感应电压，电流从变压器T1副边绕组的异名端流出→经反激电路104中的整流二极管Do→向负载及输出电容Co释放能量→回到变压器T1副边绕组的同名端，具体电流流向如图6中的虚线305所示。

在这个过程中，倍压电路102中的电感L1由于电流突变，感应出左负右正的感应电动势，如图6中符号标识的那样，因此可看成是整流桥101输出电压与电感L1的感应电动势之和向反激电路104中的母线电容C_DC和变压器T1的原边充电，此时变压器T1的原边绕组电流方向从原边异名端到同名端，故变压器T1的副边绕组感应出上正下负的感应电压，如图6中符号表示的那样。

同时，由于变压器T1在N-MOS管Q1导通时期存储了能量，在N-MOS管Q1关断期间向负载提供能量，相当于倍压电路102中的电感与反激电路104中的变压器，在N-MOS管Q1关断期间同时为负载提供能量。

在电感L1与变压器T1的能量释放完毕后电路便进入了谐振状态，所添加的开关管Q2主要是将电感L1、变压器T1与二极管D1的结电容的谐振回路分开，电感的谐振回路包括：输入电容C1、电感L1本身及开关管Q2，变压器T1原边的谐振回路包括：开关管Q1、变压器T1原边绕组及母线电容C_DC。如果没有开关管Q2，当倍压电路102中的电感L1谐振至左正右负，且输入电压低于其感应电压时，倍压电路102中的二极管D1的阳极便出现了负压，那么二极管D1两端便出现了高应力。当加入开关管Q2后，倍压电路102中的二极管D1的阳极就会被钳位在零伏，如此就不会出现二极管D1两端的高应力问题。换句话说，在电流回路中电感L1能量释放完毕后，钳位电路将二极管D1阳极的最低电压钳位在整流桥负输出端电位，使得二极管D1的电压应力与开关管Q1的电压应力相同，其中，开关管Q1的电压应力指的是其漏源极间所承受的电压。

为了实现过功率控制，在N-MOS管Q1的源极下串入电流采样电阻，将采样信号送入驱动电路控制驱动信号；为了实现闭环控制，在输出端取样输出电压通过反馈电路送入驱动电路，控制驱动信号的占空比。

本发明开关电源中各个关键器件的优化设计思路为：首先根据开关管的应力要求(包括降额应用)计算出反激电路中的变压器匝比，然后根据第一电容计算出反激电路中变压器的源边绕组感量，继而根据能量守恒计算出电感与第一电容的参数选取范围。其中变压器的匝比与变压器源边感量的计算方法与普通反激的计算方法相同，计算变压器源边感量需要定义第一电容的电压纹波，在此不再赘述，主要说明拓扑中电感的计算过程。

假设开关电源的工作频率为f_s，工频周期为f,交流输入电压范围为[V_inmin,V_inmax]，第一电容的容值C_DC，输入功率为P_in，第一电容向变压器传输能量的效率为η，电容两端的最低电压为V_min，计算出的变压器源边感量为L_p。通过图2的拓扑电路知道，电源工作的占空比只与第一电容两端的电压有关，设定电源输入低压时开关电源的平均占空比为D_ave，第一电容两端的电压波形如图4所示，图中第一电容两端的电压波形为上半部分近似正弦波，下半部分近似锯齿波，在此为了计算的方便将其视为锯齿波，第一电容两端的平均电压为V_{cdc_ave}，则有：

$V_{\mathrm{cdc}\_\mathrm{ave}}=\frac{\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }+V_{\min }}{2}---\left(1\right)$

第一电容两端的电压波形与整流桥之后的电压波形如图4所示，在半个工频周期内，第一电容分为充电时期与不充电时期，第一电容充电的时间可表示为：

$t=\frac{\mathrm{\π}}{4\mathrm{\πf}}-\frac{\arcsin \left(\frac{V_{\min }}{\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }}\right)}{2\mathrm{\πf}}---\left(2\right)$

因此，在第一电容不充电时期，亦即第一二极管不导通时期，电容向变压器传输的能量可表示为：

$E_1=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{DC}}{\left(\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }\right)}^2-\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{DC}}{V}_{\min }^2---\left(3\right)$

可得出在第一电容不充电时期的平均功率：

$P_{\mathrm{ave}}=\frac{E_1}{\frac{\mathrm{\π}}{2\mathrm{\πf}}-t_2}---\left(4\right)$

第一电容充电时期的平均功率与第一电容放电时期的平均功率视为相同，于是可得出第一电容充电时期向变压器传输的能量为：

E₂＝P_ave×t      (5)

半个工频周期内变压器传输的功率为：

$P_{\mathrm{in}\_c}=\frac{\frac{1}{\mathrm{\η}}(E_1+E_2)}{\frac{1}{2f}}---\left(6\right)$

由此可得出平均占空比为

$D_{\mathrm{ave}}=\sqrt{\frac{2P_{\mathrm{in}\_c}{L}_p{f}_s}{V_{\mathrm{cdc}\_\mathrm{ave}}^2}}---\left(7\right)$

电感的感量为：

$L_1=\frac{D_{\mathrm{ave}}^2{\left(0.9V_{\mathrm{in}\min }\right)}^2}{{(P_{\mathrm{in}}-P_{\mathrm{in}\_c})}^2}---\left(8\right)$

按照本发明开关电源的优化设计方法，设定开关电源的工作频率为65KHz，工频周期为20mS,交流输入电压范围为[85V,264V]，第一电容的容值1uF，输入功率为4W，第一电容C_DC向变压器传输能量的效率为0.75，第一电容两端的最低电压为50V，通过普通反激电路的计算方法，得出变压器的源边感量为1.5mH，将上述参数带入式1——式8，便可得出电感L1的取值：

$L_1=\frac{D_{\mathrm{ave}}^2{\left(0.9V_{\mathrm{in}\min }\right)}^2}{{(P_{\mathrm{in}}-P_{\mathrm{in}\_c})}^2}=1.03\mathrm{mH}$

实际上参数最终取值为变压器感量为1.5mH,电感感量为968uH，此时在低压85VAC输入的基础上，测得的母线电容的最低电压在50V左右，计算结果与理论设计结果非常相似。相比之前靠调试经验以及试参数有了很大的进步，做到了理论与实际的结合。

经对输入工作电压范围为85VAC～264VAC，输出电压为15V，输出功率为3W的有电解电容工业电源和采用本发明第一实施例方案的样品进行测试，低压输入情况下测得的输出纹波波形如图7所示，峰峰值在100mV以内，满足工业电源要求。

第二实施例

图8所示的电路为本发明第二实施例的开关电源的电路原理图，一种开关电源，与第一实施例的区别之处在于：将第一实施例中的开关管Q2换成二极管D2，具体的连接方式表述如下：

实施例二的副边与第一实施例相同，原边的整流电路与反激电路结构也相同，故在此不再赘述，主要阐述二者的差异之处——倍压电路，倍压电路中电感L1的一端连接整流桥的正输出端，倍压电路中电感L1的另一端连接第二二极管D2的阴极，并连接第一二极管D1的阳极，第二二极管D2的阳极连接整流桥的负输出端，第一二极管D1的阴极连接第一开关管的漏极与第二电容CDC的一端，第二电容CDC的另一端与变压器原边绕组的异名端相连。

假定所述的电路中元器件均为理想器件，以倍压电路中的电感L1与反激电路中的变压器T1均工作在断续模式下进行原理说明，则在稳态下一个周期的工作原理：

(1)N-MOS管Q1导通：

当N-MOS管Q1导通时，N-MOS管Q1相当于一条导线，此时电流的流向：从整流桥101的输出正→倍压电路103的电感L1→倍压电路103中的二极管D1→倍压电路103中的开关管Q1→回到整流桥101的输出负极。除此之外，电源初级还有一个电流回路，从母线电容CDC正极→反激电路104的N-MOS管Q1→反激电路104的变压器T1原边绕组→回到反激电路104的母线电容CDC的负极。此时变压器T1进行能量存储，电源副边绕组依靠输出电容Co中存储的电能。

在这个过程中，流过电感L1的电流从零开始线性上升，电感L1开始储能；同时反激电路中的母线电容通过N-MOS管Q1向变压器原边放电，变压器T1原边绕组的电流从零开始线性上升，变压器T1原边绕组的电流方向：从原边同名端流到原边异名端，并对变压器T1的原边绕组激磁并由变压器T1的原边绕组储存能量；这时变压器T1的副边绕组感应出上负下正的感应电压，这个感应电压与变压器T1的匝比、原边绕组电压有关，在这个电压作用下，二极管Do反偏，不导通。

(2)N-MOS管Q1继而关断：

当N-MOS管Q1导通完毕，继而迅速关断时，此时N-MOS管Q1相当于开路，此时的电流流向：从整流桥101的输出正→倍压电路103的电感L1→倍压电路103中的二极管D1→反激电路中的母线电容CDC→反激电路104的变压器原边绕组→回到整流桥101的输出负极。此时变压器T1进行能量释放，变压器T1的副边绕组感应出上正下负的感应电压，电流从变压器T1副边绕组的异名端流出→经反激电路104中的整流二极管Do→向负载及输出电容Co释放能量→回到变压器T1副边绕组的同名端。

在这个过程中，倍压电路103中的电感L1由于电流突变，感应出左负右正的感应电动势，因此可看成是整流桥101输出电压与电感L1的感应电动势之和向反激电路104中的母线电容CDC和变压器T1的原边充电，此时变压器T1的原边绕组电流方向从原边异名端到同名端，故变压器T1的副边绕组感应出上正下负的感应电压。

同时，由于变压器T1在N-MOS管Q1导通时期存储了能量，在N-MOS管Q1关断期间向负载提供能量，相当于倍压电路103中的电感L1与反激电路104中的变压器T1，在N-MOS管Q1关断期间同时为负载提供能量，因此变压器T1与电感L1均可以小于同样功率下单独工作时的设计标准，这是现有拓扑无法做到的。在电感L1与变压器T1的能量释放完毕后电路便进入了谐振状态，所添加的二极管D2主要是将倍压电路102中二极管D1的阳极电位钳位在零伏左右，而不会出现负压，因此二极管D1的应力仍旧与N-MOS管Q1的应力相同，不会出现二极管D1的高应力现象。换句话说，在电流回路中电感L1能量释放完毕后，钳位电路将二极管D1阳极的最低电压钳位在整流桥负输出端电位，使得二极管D1的电压应力与开关管Q1的电压应力相同，其中，开关管Q1的电压应力指的是其漏源极间所承受的电压。

第二实施例与第一实施例的计算方式以及所有的参数均相同，将第一实施例中的开关管Q2换成二极管D2不影响电路参数的设计，所以电路参数的计算结果与第一实施例相同，在此不再赘述。

以上仅是本发明的部分实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种开关电源中应力平衡的优化方法，包括根据开关管的应力要求计算出反激电路中的变压器匝比；根据第一电容计算出反激电路中变压器的源边绕组感量，其特征在于：还包括

由第一二极管建立起第一电容、电感与变压器的能量匹配关系，即在开关管导通时，通过第一二极管隔开电感的励磁回路与变压器的励磁回路，在开关管关断时，通过第一二极管连通电感与变压器，以在半个工频周期内，第一电容分为充电时期与不充电时期，在第一电容不充电时期，亦即第一二极管不导通时期；且第一电容充电时期的平均功率与第一电容放电时期的平均功率视为相同；

根据电感与第一电容和变压器的能量匹配关系，运用能量守恒原理，由第一电容的容值、变压器匝比及源边绕组感量计算出电感的参数选取范围。

2.根据权利要求1所述的开关电源中应力平衡的优化方法，其特征在于：所述计算出电感的参数选取范围的数学关系式如下，

依设计需求的交流输入电压范围值[Vinmin，Vinmax]，根据公式计算得出第一电容两端的平均电压为V_{cdc_ave}；

依第一二极管建立的第一电容、电感与变压器的能量匹配关系，在半个工频周期内，第一电容分为充电时期与不充电时期，在第一电容不充电时期，亦即第一二极管不导通时期，根据公式

$t=\frac{\mathrm{\π}}{4\mathrm{\πf}}-\frac{\arcsin \left(\frac{V_{\min }}{\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }}\right)}{2\mathrm{\πf}}$

$E_1=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{DC}}{\left(\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }\right)}^2-\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{DC}}{V}_{\min }^2$

$P_{\mathrm{ave}}=\frac{E_1}{\frac{\mathrm{\π}}{2\mathrm{\πf}}-t_2},$

得出在第一电容不充电时期的平均功率Pave；

第一电容充电时期的平均功率与第一电容放电时期的平均功率视为相同，根据公式E₂＝P_ave×t，得出第一电容充电时期向变压器传输的能量E2；

根据公式得出半个工频周期内变压器传输的功率Pin_c；

根据公式得出平均占空比Dave；

根据公式计算得出电感的感量。

3.开关电源，包括整流桥、第一电容、电感、反激电路和第二电容，所述整流桥具有正输出端和负输出端，所述第一电容并联于整流桥的正输出端与负输出端之间；所述反激电路的原边电路包括变压器的原边绕组、第一开关管和驱动第一开关管的驱动模块，其特征在于：

还包括第一二极管及将第一二极管的阳极钳位在整流桥的负输出端电位的钳位电路，所述钳位电路，由第二开关管构成，所述开关电源电路的具体连接关系是，整流桥的正输出端与电感的一端连接，电感的另一端分别与第二开关管的漏极及第一二极管的阳极连接，第二开关管的源极与整流桥的负输出端连接；第一二极管的阴极分别与第二电容的一端及第一开关管的漏极连接，第一开关管的源极与原边绕组的同名端连接，原边绕组的异名端与第二电容的另一端连接；原边绕组的同名端还与整流桥的负输出端连接；第二开关管Q2与第一开关管Q1使用同一驱动模块；

所述第一二极管D1隔开/连通电感L1与变压器T1的回路，即

当第一开关管和第二开关管导通时，电感经第二开关管构成电感的励磁回路；同时，第二电容经变压器的原边绕组、第一开关管构成变压器的励磁回路，此时二极管D1隔开电感L1与变压器T1的回路；

当第一开关管和第二开关管关断时，第一二极管连通电感与变压器，形成单一电流回路，以将电感和变压器在励磁阶段所存储的能量转移输出，即通过第一二极管建立起第一电容、电感与变压器的能量匹配关系。

4.根据权利要求3所述的开关电源，其特征在于：所述第一电容、电感与变压器的能量匹配关系，表现为如下数学关系，即第一电容、变压器和电感的取值范围可通过如下公式依次估计出取值，

依设计需求的交流输入电压范围值[Vinmin，Vinmax]，根据公式计算得出第一电容两端的平均电压为V_{cdc_ave}；

依第一二极管建立的第一电容、电感与变压器的能量匹配关系，在半个工频周期内，第一电容分为充电时期与不充电时期，在第一电容不充电时期，亦即第一二极管不导通时期，根据公式

$t=\frac{\mathrm{\π}}{4\mathrm{\πf}}-\frac{\arcsin \left(\frac{V_{\min }}{\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }}\right)}{2\mathrm{\πf}}$

$E_1=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{DC}}{\left(\sqrt{2}{V}_{\mathrm{in}\min }\right)}^2-\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{DC}}{V}_{\min }^2$

$P_{\mathrm{ave}}=\frac{E_1}{\frac{\mathrm{\π}}{2\mathrm{\πf}}-t_2},$

得出在第一电容不充电时期的平均功率Pave；

第一电容充电时期的平均功率与第一电容放电时期的平均功率视为相同，根据公式E₂＝P_ave×t，得出第一电容充电时期向变压器传输的能量E2；

根据公式得出半个工频周期内变压器传输的功率Pin_c；

根据公式得出平均占空比Dave；

根据公式计算得出电感的感量。