CN110221645A - 一种纹波电流产生电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种纹波电流产生电路，在实现电解电容放电能量回收以及低频脉动电流充电的同时，减小充电开关损耗，实现电解电容平均老化电压跟随输入电压，不受放电电流影响。包括一输入电压，一开关电路，一电感、一电容；开关电路、电感和电容串联后形成串联电路，串联电路的两端连接到输入电源Vin的两端；所述电感和电容的谐振周期在开关电路开通时间的三分之四至4倍之间。电源Vin给电容充电时无需提供高于电容老化所需电压的电压，可以做到无开关损耗充电。

Description

一种纹波电流产生电路

技术领域

本发明涉及一种纹波电流产生电路，特别涉及用于测试电解电容的低频充电纹波电流的 产生电路。

背景技术

目前，在电子***供电***中，开关电源应用很多。对于输入功率在75W以下，对功率 因素(PF，Power Factor，也称功率因数)不作要求的场合，反激式(Fly-back)开关电源由于电 路拓扑简单，输入电压范围宽，元件少，可靠性相对高，具有广泛的应用。反激式开关电源 简称为反激开关电源，常见的拓扑如图1所示。该图原型来自张兴柱博士所著的书号为 ISBN978-7-5083-9015-4的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第60页。由整流桥101、滤波 电路200、以及基本反激拓扑单元电路300组成，实用的电路在整流桥前还加有EMI(Electromagnetic Interference)等保护电路，以确保反激开关电源的电磁兼容性达到使用要求。

图1中滤波电路200一般由电解电容CL构成。设计一个开关电源时，经常面临该电解 电容的寿命问题，而它的寿命一般由耐压、等效串联电阻(ESR，是Equivalent SeriesResistance 的缩写)、纹波电流(Ripplecurrent)、损耗角(tgδ)等因素所决定，特别是最大纹波电流，又 称为最大允许纹波电流，或者称为额定纹波电流(IRAC)。其定义为：在最高工作温度条件下 电容器最大所能承受的交流纹波电流有效值。并且指定的纹波电流为标准频率(一般为 100Hz-120Hz)的正弦波。

电解电容在实际使用时，有其特殊的纹波电流。充电时，为交流电达到接近电压峰值时 产生的充电电流，这在授权公告号CN102594175B的说明书0008段中有充分的说明。充电的 电流频率为交流电的频率的两倍，为低频脉动电流。而在放电时，是高频纹波电流，基本上 为反激式开关电源的功率级的激磁电流。若是电流断续模式，波形为三角波。上述的《开关 电源功率变换器拓扑与设计》第162页的图10-9(b)有展现，由于为公知技术，这里不再用图 形展示。

综上所述，电解电容在反激式开关电源中作为输入整流滤波电容使用时，其纹波电流是： 充电为低频脉动电流充电，放电为高频纹波电流放电。

为了设计反激开关电源的寿命需要设计电解电容的使用寿命，这就需要模拟电解电容应 用时的实际纹波电流对电解电容进行寿命测试。对于电解电容纹波的测试，专利授权公告号 CN105242737A的专利文献给出了一种纹波电流产生方法及电路，如图2所示，包括一直流 源、一电感、一变压器、一电容(为被测电容)、一二极管和控制及驱动电路。该专利文献还 给出了另外一种实施例，如图3所示。包括一直流源、一电感、一变压器、一电容(为被测 电容)、一二极管和控制及驱动电路，可实现电解电容的充放电功能，具有成本低、耗能低、 接线简单、体积小的特点。但是图2所示的电路仅能实现电解电容高频充放电的寿命验证， 图3所示的电路仅能实现电解电容直流电流充电，高频电流放电的寿命验证。实际上，开关 变换器中的电解电容的工作电流特点为：低频脉动电流充电、高频脉动电流放电。因此该专 利所提出的方法及电路均不符合低频脉动电流充电的这个要求。

针对低频脉动电流充电的要求，专利申请号201811177216.X的专利方案如图4所示。该 方案的基本原理在专利申请号201811177216.X的第一实施例中有详细描述，摘录如下：

(1)控制及驱动电路的驱动信号Vg2以工频电压的2倍频率且以小于1ms开通时间对功率 管Q2进行控制，实现被测电容C1的充电，低频脉动电流充电电路工作在断续导通模式，充 电电流的表达式为ic(t)＝(Vin-Vc)/L1*t，其中Vin为直流源电压，Vc为被测电容端电压；当功 率管Q2关断时，电感L1的电流经二极管D2进行续流，一直维持到充电电流下降到0，续 流阶段的充电电流表达式为ic(t)＝Ipk-(Vc)/L1*t，其中Ipk为电感L1的峰值电流，Vc为被测 电容端电压，如此获得低频的充电电流纹波，模拟实际应用场合的桥式整流电路对电解电容 的充电特性，其中，电感L1还可避免电路出现较大充电电流的冲击，二极管D2给电感L1 提供续流回路；

(2)控制及驱动电路的驱动信号Vg1以高频(如65KHz)对功率管Q1进行控制，实现电 解电容的放电，并获得高频的放电电流，模拟实际应用场合中的电能变换拓扑的能量传递过 程，通过反激变压器将电解电容所释放的能量回馈到输入电源端，实现能量回馈功能。

电路测试仿真结果如图5所示(图中黑色阴影是由波形密集所导致)，图中仿真波形符号 说明：Vds为功率管Q1的漏源极电压，Vc为电解电容端电压，Ip为变压器原边绕组电流， Iin为输入电流，Ic为被测电容上电流，Is为变压器副边二极管D1上电流，通过观察被测电 容上的电流可知：

[t0，t1]阶段：输入电源经低频脉动电流充电主电路给被测电容充电，被测电容上的电流 Ic快速上升，被测电容端电压Vc快速上升，一直维持到t1时刻，此时电流Ic和电压Vc达 到最大；该阶段被测电容也在进行进行高频放电。

[t1，t2]阶段：电解电容继续维持高频放电，一直到t2时刻。

图6和图7分别为被测电容充放电的仿真波形展开图，电路在进行上述过程的循环工作。

根据以上原理描述，Q2导通时充电电流表达式为ic(t)＝((Vin-Vc)/L1)*t，可知充电电流在Q2导通过程中持续增大，同时增大速度由电感两端的电压差Vin-Vc和电感L1决定。意味着 Q2关断时处于大电流关断，会出现较大的开关损耗。而电感L1的电流通过二极管D2续流 并截止时，由于D2存在反向恢复时间，也会出现一定的开关损耗。因此当电解电容充电电 流增加时，该方案充电电路的开关损耗会显著上升。

由于电容的放电能量来源于充电能量，因此如果放电电流越大，就要求充电电流也越大。 如图6所示，实际续流阶段的充电电流ic(t)＝Ipk-((Vc)/L1)*t由于Vc很大，因此ic(t)在极短时 间内就降低为零，全周期平均之后的充电电流极小。因此电解电容的平均充电电流基本等于 Q2导通时的充电电流在全周期内的平均值。Q2导通时的充电电流ic(t)＝((Vin-Vc)/L1)*t。充 电时间t即摘录说明中Q2的开通时间，一般固定为1ms。电解电容老化电压Vc需要根据老 化要求设定，一般为电解电容的额定电压。为了保证ic(t)能够随着放电电流的变化而变化， 就要求电感L1或者电源电压Vin随着ic(t)的变化而变化。因为电感L1制作完成后难以实时 改变，这就导致电解电容在不同的电流下老化时，需要电源电压跟随老化电流变化而变化。

综上所述，对于电解电容低频脉动充电电流，现有的充电方案存在充电开关损耗大，电 源电压需要随着测试电流调节而改变的问题。

发明内容

鉴于现有电解电容老化方案存在的问题，本发明提供一种纹波电流产生电路，在实现电 解电容放电能量回收以及低频脉动电流充电的同时，减小充电开关损耗，实现电解电容平均 老化电压跟随电源电压，不受测试电流影响。

本发明的技术方案如下：

一种纹波电流产生电路，其特征在于：包括一输入电源、一开关电路、一电感、一电容； 所述开关电路、电感和电容串联后形成串联电路，串联电路的两端连接到输入电源Vin的两 端，所述电感和电容的谐振周期为开关电路开通时间的三分之四至4倍之间。

优选的，所述的纹波电流产生电路，还包括单向导通电路，所述单向导通电路连接在所 述串联电路的任意两个元器件之间，单向导通电路的连接方向要能使电流从输入电压Vin正 流向输入电源Vin负，阻止电流从输入电源Vin负流向输入电源Vin正。

优选的，所述的单向导通电路包括第一二极管。

优选的，上述方案中所述的纹波电流产生电路中，所述开关电路包括一控制及驱动电路 和MOS管，MOS管的漏极作为开关电路的一端，MOS管的源极作为开关电路的另一端，MOS管的栅极连接控制及驱动电路，控制及驱动电路控制MOS管的开通和关断。

优选的，所述的纹波电流产生电路，还包括第二二极管，第二二极管的阳极连接在电容 和电感串联电路的一端。第二二极管的阴极连接在电容和电感串联电路的另一端。

本发明的有益效果在于：电源Vin给电容充电时无需提供高于电容老化所需电压的电压。 充电电路的开关损耗小于现有方案，如果电感和电容谐振周期为开关电路开通时间的2倍时 可以做到无开关损耗充电。

附图说明

图1是现有技术的反激开关电源拓扑；

图2是现有技术中纹波电流产生电路之一；

图3是现有技术中纹波电流产生电路之二；

图4是现有技术中低频脉动电流充电电路；

图5是现有技术中低频脉动电流充电电路测试仿真波形图；

图6是被测电容充放电的仿真波形展开图之一；

图7是被测电容充放电的仿真波形展开图之二；

图8是本发明第一施例电路原理图；

图9是本发明第一实施例的波形图；

图10是本发明第二实施例电路原理图；

图11是本发明第二实施例的波形图；

图12是一种状态下Vout的电压波形以及电感L1的仿真电流波形；

图13是另一种状态下Vout的电压波形以及电感L1的仿真电流波形。

具体实施方式

实施例一

本发明的第一实施例电路原理图如图8所示，包括开关电路K2、电感L1、电容C1和输 入电源Vin，R1为被老化电容C1的负载。开关电路K2、电感L1和电容C1形成串联电路， 开关电路K2、电感L1和电容C1的串联位置可以互换，不影响串联电路的工作原理和本发明 的有益效果。串联电路的两端连接到输入电源Vin的两端，负载连接在C1的两端。在本实施 例中，K2的一端作为串联电路的一端，K2的另一端连接L1的一端，L1的另一端连接C1的 一端，C1的另一端作为串联电路的另一端。

基本工作过程为：当开关电路K2连通时，电源Vin电压比电容C1电压高，电源Vin通过电感L1给电容C1充电并开始谐振。当电感和电容谐振到四分之一个周期时，C1的电压上升到和Vin电压相等，电感L1给电容C1充电的电流最大。当电感和电容谐振到二分之一个周期时，电感电流刚好完全充到电容C1上，这时电容C1的电压Vc1比电源电压Vin高。并 且此时Vc1-Vin等于K2刚导通时Vin-Vc1的值。此时由于电容电压高于电源电压，因此电容 C1开始给电源反向放电。当电感和电容谐振到四分之三个周期时，电容C1电压下降到和电 源Vin电压相等，而电感L1给电源的充电电流变为最大。

谐振的波形如图9所示。电感和电容的谐振周期为开关电路开通时间的三分之四至4倍 之间，相对应的开关电路的开通时间为电感和电容的谐振周期的四分之一至四分之三之间。 如果电感和电容的谐振周期为开关电路开通时间的三分之四，开关电路关断时刻为图9中t3 时刻。如果电感和电容的谐振周期为开关电路开通时间的2倍，开关电路关断时刻为图9中 t2时刻。如果电感和电容的谐振周期为开关电路开通时间的4倍，开关电路关断时刻为图9 中t1时刻。由图9可知，当在t1～t3时刻之间关断开关电路，电容的电压Vc1都不小于电源 Vin的电压。因此本方案每次都能将电容电压Vc1充到电源Vin电压上。电源Vin只需保持 跟电容老化电压Vc1一致即可，不需要跟随测试电流变化而变化。

开关电路在t1～t2之间关断时，开关电路关断时的电流小于最大充电电流。由于同样面 积下三角波峰值电流大于正弦波峰值电流，因此本方案开关损耗小于现有方案的开关损耗， 能实现本发明的目的。

开关电路在t2时刻关断时，关断瞬间开关电路没有电流，因此没有开关损耗。因此开关 电路关断时的开关损耗小于现有方案，能实现本发明的目的。

开关电路在t2～t3之间关断时，开关电路关断时的电流小于最大充电电流。正弦波正负 电流峰值绝对值相同。由于同样面积下三角波峰值电流大于正弦波峰值电流，因此本方案开 关损耗小于现有方案的开关损耗，能实现本发明的目的。

实施例二

本发明第二实施例如图10所示，本实施例是在第一实施例的基础上做的改进。串联电路 中增加了单向导通电路，单向导通电路可以连接在开关电路K2、电感L1和电容C1中任意两 个元器件之间，单向导通电路的连接方向要能使电流从输入电压Vin正流向输入电源Vin负， 阻止电流从输入电源Vin负流向输入电源Vin正。本实施例选择了其中一种串联电路的串联 方式，将单向导通电路连接在了L1和C1之间。串联电路的其他串联方式，以及单向导通电 路连接在其他任意两个元器件之间，都与本实施例的工作原理相同，并且能达到相同的技术 效果。

在本实施例中，单向导通电路是二极管D3，但不限于一定是二极管，也可以是其他单向 导通的元器件。

在本实施例中，开关电路K2包括MOS管Q2和控制及驱动电路103，控制及驱动电路的 一端输出控制信号Vg2连接Q2的栅极，控制Q2的导通及关断；控制及驱动电路的另一端接 输入电源Vin负；Q2的漏极和源极分别作为开关电路的两端。MOS管Q2可以是NMOS管，也可以是PMOS管，不影响串联电路的工作原理。

优选的，还可以增加二极管D2，D2的阳极连接在电容C1和电感L1串联电路的一端。第 二二极管的阴极连接在电容C1和电感L1串联电路的另一端。

增加D2的作用是：电感L1和电容C1谐振到谐振周期的二分之一之前K2就断开时，电 感L1还有谐振电流。这时二极管D2、L1和C1形成电流回路，让电感L1可以继续给电容C1充电，从而提高充电效率。增加D3的作用是：电感L1和电容C1谐振到谐振周期的二分之一后，即谐振到图9中的t2时刻后，谐振电流开始为负，也就是电流从输入电源Vin负流向输入电源Vin正。D3阻止了负的谐振电流流过，也就是L1和C1在t2时刻停止谐振。

Q2的开关周期为Tq2＝10mS，MOS管开通时间为Ton＝1mS，即开通的占空比为10％。被老 化电容的规格为100uF/450V电解电容，根据L1和C1谐振周期为开关电路开通时间的三分之 四至4倍之间，可计算电感L1的选值范围。L1和C1谐振周期计算公式为：

当T＝4/3Ton＝1.33mS，L＝0.448mH。

当T＝2Ton＝2mS，L＝1mH。

当T＝4Ton＝4mS,L＝4mH。

计算电感L1的选值范围为0.448mH～4mH。

电感选值为1mH时，输入Vin＝450V,经仿真输出Vout的电压波形以及电感L1的电流波 形如图11所示。由仿真波形可知，电解电容老化电压Vout在450V上下波动，平均值等于 Vin。同时当开关管Q2关断时，流过Q2的电流为零。

电感选值为4mH，输入Vin＝450V,经仿真输出Vout的电压波形以及电感L1的电流波形如 图12所示。由仿真波形可知，电解电容老化电压Vout在最高点可以达到450V，平均值小于 Vin。同时当开关管Q2关断时，流过Q2的电流处于最大值，因此Q2存在开关损耗。

电感选值为0.448mH，输入Vin＝450V,经仿真输出Vout的电压波形以及电感L1的电流波 形如图13所示。由仿真波形可知，电解电容老化电压Vout在450V上下波动，平均值等于 Vin。同时当开关管Q2关断时，流过Q2的电流为零。但是电感L1的充电电流波形只维持了0.75mS。由谐振周期计算公式可知，随着电感L1的减小，L1的电流充电时间会越来越明显的偏离1mS的充电时间指标。

根据以上仿真结果可知，本发明的技术方案在电感电容谐振周期T＝4/3Ton～2Ton时，电 解电容的平均电压等于电源电压Vin,但是充电时间在0.75mS～1mS之间。基本满足充电时间 在误差范围之内实现电解电容电压跟随输入电压，同时开关管为零电流开通和关断。

电感电容谐振周期T＝2Ton～4Ton时，充电时间为1mS，但是电解电容的平均电压低于电 源电压Vin,同时可以保证电解电容的最高电压不低于电源电压Vin。基本满足电解电容电压 跟随输入电压的要求。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明 的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术 人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰 也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种纹波电流产生电路，其特征在于：包含一输入电源、一开关电路、一电感、一电容；所述开关电路、电感和电容串联后形成串联电路，串联电路的两端连接到输入电源Vin的两端，所述电感和电容的谐振周期为开关电路开通时间的三分之四至4倍之间。

2.根据权利要求1所述的纹波电流产生电路，其特征在于：还包括单向导通电路，所述单向导通电路连接在所述串联电路的任意两个元器件之间，单向导通电路的连接方向要能使电流从输入电压Vin正流向输入电源Vin负，阻止电流从输入电源Vin负流向输入电源Vin正。

3.根据权利要求2所述的纹波电流产生电路，其特征在于：所述的单向导通电路包括第一二极管。

4.根据权利要求1至3任意一项所述的纹波电流产生电路，其特征在于：所述开关电路包括一控制及驱动电路和MOS管，MOS管的漏极作为开关电路的一端，MOS管的源极作为开关电路的另一端，MOS管的栅极连接控制及驱动电路，控制及驱动电路控制MOS管的开通和关断。

5.根据权利要求4所述的纹波电流产生电路，其特征在于：还包括第二二极管，第二二极管的阳极连接在电容和电感串联电路的一端，第二二极管的阴极连接在电容和电感串联电路的另一端。