CN104718692A - 逆变器装置 - Google Patents

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Abstract

逆变器装置(101)的3级逆变器电路(120)具有：串联连接的第1至第4前级开关元件(S1～S4)；和浮动电容器(Cf)，其连接在第1前级开关元件(S1)与第2前级开关元件(S2)的连接点、和第3前级开关元件(S3)与第4前级开关元件(S4)的连接点之间，从第2前级开关元件(S2)与第3前级开关元件(S3)的连接点输出直流电源的中间电压。逆变器装置(101)的电桥电路(130)具备相对于第1至第4端子进行了电桥连接的第1、第2、第3以及第4后级开关元件，第1端子连接于所述第2前级开关元件与所述第3前级开关元件的连接点，第2端子连接于所述第2输入端。由此，提供一种能够降低开关动作损耗的逆变器装置。

Description

逆变器装置
技术领域
本发明涉及DC/AC逆变器装置，尤其涉及具备多级电路(multi-levelcircuit)的逆变器装置。
背景技术
近年来，例如太阳光发电***得到普及，从其高效率化的角度出发，对于电力***(以下，简称“***”)互连逆变器(interconnection inverter)而言非绝缘型成为主流。例如专利文献1(JP特开2006-223009号公报)中公开了一种逆变器装置，为了在绝缘型逆变器中产生正弦波电压(为了将正弦波电流向***注入)而具备输出3个以上的多个电压的多级电路。
在专利文献1的图1中，公开了一种5级逆变器的构成，在直流电源的正负极端子间设置4个电容器的串联电路、以及8个开关元件的串联电路，并在这些电容器的连接点与开关元件的连接点之间连接开关元件或二极管。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2006-223009号公报
发明内容
发明要解决的课题
对于多级电路而言，若将级数设为n则需要2(n-1)个开关元件。例如，在专利文献1中记载的5级逆变器的情况下，需要共计8个开关元件，这些各开关元件由于在载波频率下执行动作，因此在专利文献1中，难以降低开关动作损耗。
因此，本发明的目的在于，提供一种能够降低开关动作损耗的逆变器装置。
解决课题的手段
本发明是一种逆变器装置，其从第1输入端以及第2输入端输入直流电压，且从第1输出端以及第2输出端输出交流电压，所述逆变器装置的特征在于，具备：3级逆变器电路，其具有：串联连接在所述第1输入端与第2输入端之间的第1、第2、第3以及第4前级开关元件；和中间电压输出电路，其第1端连接于第1前级开关元件与第2前级开关元件的连接点、第2端连接于第3前级开关元件与第4前级开关元件的连接点，从第2前级开关元件与第3前级开关元件的连接点输出所述直流电源的中间电压；电桥电路，其具备相对于第1、第2、第3以及第4端子进行了电桥连接的第1、第2、第3以及第4后级开关元件，第1端子连接于所述第2前级开关元件与所述第3前级开关元件的连接点，第2端子连接于所述第2输入端，第3端子连接于所述第1输出端，第4端子连接于所述第2输出端；和产生平滑作用的至少1个电感器。
在该构成中，由于通过电桥电路使来自3级逆变器电路的输出发生极性反转，向所连接的***输出正弦波状的电流，因此根据***的电源频率(50Hz或60Hz)对电桥电路的各后级开关元件进行开关动作控制。因此，逆变器装置例如以载波频率20kHz对前级开关元件进行PWM控制，相对于此，以50Hz或60Hz对后级开关元件进行开关动作控制。结果，能够降低开关动作损耗。
此外，3级逆变器电路由与现有的逆变器装置所具备的多级电路相比数量少的开关元件构成，因此能够构成小型且低成本的逆变器装置。
优选如下构成：所述第1后级开关元件以及所述第4后级开关元件被同时接通或断开，所述第2后级开关元件以及所述第3后级开关元件被同时断开或接通，并且，所述第1、所述第2、所述第3以及所述第4后级开关元件的开关动作频率是在所述第1输出端与所述第2输出端之间产生的交流电源电压的频率，所述第1、所述第2、所述第3以及所述第4前级开关元件的开关动作频率高于所述第1、所述第2、所述第3以及所述第4后级开关元件的开关动作频率，是由所述电感器产生平滑作用的频率。
通过该构成，能够作为向***供给电力的逆变器装置来使用。
也可以为如下构成：还具备：检测来自所述第1输出端以及所述第2输出端的输出电流以及输出电压的单元；对所述输出电流相对于正弦波的电流目标值的误差即电流误差进行放大的单元；求出使所述电流误差减少的方向的电压校正值的单元；将所述电压校正值重叠于所述输出电压的检测值来求出电压目标值的单元；求出所述电压目标值的PWM调制信号的PWM调制单元；通过所述PWM调制信号，对所述第1、所述第2、所述第3以及所述第4前级开关元件进行驱动的开关元件驱动单元；和根据电流的符号，对所述电桥电路的状态进行切换的单元。
通过该构成，能够产生正弦波状的希望的电压。
所述中间电压输出电路也可以具有浮动电容器，该浮动电容器的第1端连接于所述第1前级开关元件与所述第2前级开关元件的连接点，第2端连接于所述第3前级开关元件与所述第4前级开关元件的连接点。
通过该构成，能够输入单一极性的直流电压，来产生正弦波电压。
所述中间电压输出电路也可以具有：串联连接在所述第1输入端以及所述第2输入端之间的第1电容器以及第2电容器；第1二极管，其阴极连接于所述第1前级开关元件与所述第2前级开关元件的连接点，阳极连接于所述第1电容器与所述第2电容器的连接点；和第2二极管，其阴极连接于所述第1电容器与所述第2电容器的连接点，阳极连接于所述第3前级开关元件与所述第4前级开关元件的连接点。
通过该构成，能够输入单一极性的直流电压，来产生正弦波电压。
优选如下构成：所述电感器设置于所述第2前级开关元件以及所述第3前级开关元件的连接点与所述第1端子之间、或者所述第4前级开关元件以及所述第2输入端的连接点与所述第2端子之间的至少一方。
通过该构成，能够减少开关动作所引起的电压变动的影响。
发明效果
根据本发明，通过以***的电源频率(50Hz或60Hz)来对后级开关元件进行开关动作控制，从而能够降低开关动作损耗。此外，能够由数量少的开关元件构成，能够构成小型、低成本的逆变器装置。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的逆变器装置的电路图。
图2是表示4个前级开关元件的状态与输出电压的关系的图。
图3是图2所示的4个状态下的3级逆变器电路的等效电路图。
图4是表示以3级逆变器电路的输出电压为基础而可能取得的电压的范围的图。
图5是表示4个前级开关元件的状态、4个后级开关元件的状态、以及输出电压的瞬时值的关系的图。
图6是表示图5所示的8个状态CP1～CP4下的电流路径的图。
图7是表示图5所示的8个状态CP5～CP8下的电流路径的图。
图8是表示5级的电压、输出电压Vu的目标值Vu*的关系的图。
图9是表示图8的时间划分、电压划分以及开关动作模式的关系的图。
图10是对输出电压Vu进行了PWM控制时的PWM调制电压Vu_pwm以及目标值Vu*的波形图。
图11是产生4个前级开关元件以及4个后级开关元件的栅极信号的驱动控制部的框图。
图12是表示驱动控制部的电压目标值Vu*的产生电路部的详细构成的图。
图13是以电压目标值Vu*为基础来产生4个前级开关元件的栅极信号的电路部分的详细电路图。
图14是表示基于PWM调制部的输出信号以及开关元件驱动部的输出信号的开关元件的状态的图。
图15是实施方式2所涉及的逆变器装置的电路图。
图16是表示4个前级开关元件的状态、4个后级开关元件的状态、以及输出电压Vu的瞬时值的关系的图。
图17是表示图16所示的状态CP1～CP3下的电流路径的图。
图18是表示图16所示的状态CP4～CP6下的电流路径的图。
图19是实施方式3所涉及的逆变器装置的电路图。
具体实施方式
<实施方式1>
图1是实施方式1所涉及的逆变器装置的电路图。
实施方式1所涉及的逆变器装置101具备：与直流电源连接的第1输入端IN1以及第2输入端IN2；和输出交流电压的第1输出端OUT1以及第2输出端OUT2。对第1输入端IN1以及第2输入端IN2施加例如通过太阳光发电面板而发电的直流电压Vdc。从第1输出端OUT1以及第2输出端OUT2输出单相双线式的交流电压。在输出电压为202Vrms的情况下，与单相双线式配电线互连来进行注入。在输出电压为101Vrms的情况下，设为自立运转而与负载连接。
在第1输入端IN1与第2输入端IN2之间，连接有3级逆变器电路120。3级逆变器电路120输出被输入的H(高压)侧的电位至L(低压)侧的电位的范围内的电位。第1输入端IN1成为H(高压)侧，第2输入端IN2成为L(低压)侧，对第1输入端IN1施加Vdc。3级逆变器电路120的H(高压)侧的电位为Vdc，L(低压)侧的电位为0，因此3级逆变器电路120的输出端(S-T间)的电位取Vdc～0的范围。
3级逆变器电路120具备串联连接在第1输入端IN1与第2输入端IN2之间的第1前级开关元件S1、第2前级开关元件S2、第3前级开关元件S3以及第4前级开关元件S4。此外，3级逆变器电路120具备第1端连接于第1前级开关元件S1与第2前级开关元件S2的连接点、第2端连接于第3前级开关元件S3与第4前级开关元件S4的连接点的浮动电容器(中间电压输出电路)Cf。
在3级逆变器电路120与第1输出端OUT1以及第2输出端OUT2之间连接有电桥电路130。电桥电路130对第1状态和第2状态进行切换，所述第1状态是将3级逆变器电路120的输出经由第1电感器L1连接到第1输出端OUT1的状态，所述第2状态是将3级逆变器电路120的输出经由第2电感器L2连接到第2输出端OUT2的状态。第1状态对应于***的电源频率的前半周期，第2状态对应于***的电源频率的后半周期。另外，只要平滑作用的效果处于允许范围，则也可以没有第1电感器L1和第2电感器L2的任意一方。
电桥电路130具有第1端子S、第2端子T、第3端子U以及第4端子W。第1端子S连接于第2前级开关S2与第3前级开关S3的连接点。第2端子T与第2输入端IN2连接。第3端子U与第1输出端OUT1连接。第4端子W与第2输出端OUT2连接。
对于这些第1端子S、第2端子T、第3端子U以及第4端子W，电桥连接有第1后级开关元件S1U、第2后级开关元件S2U、第3后级开关元件S1W以及第4后级开关元件S2W。具体来说，第1后级开关元件S1U连接在第1端子S与第3端子U之间。第2后级开关元件S2U连接在第3端子U与第2端子T之间。第3后级开关元件S1W连接在第1端子S与第4端子W之间。第4后级开关元件S2W连接在第4端子W与第2端子T之间。
4个前级开关元件S1～S4以及4个后级开关元件S1U、S2U、S1W、S2W均为MOS-FET，在图1中还图示了体二极管。由于将3级逆变器电路120的前级开关元件S1～S4串联连接，因此能够对4个开关元件S1～S4分别使用低耐压的开关元件。因此，能够不用IGBT(Insulated GateBipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)而是用MOS-FET来构成该4个前级开关元件S1～S4，能够实现低成本、高效率化。
此外，串联连接的前级开关元件S3、S4、后级开关元件S1U、S2U、以及后级开关元件S1W、S2W，连接于公共电位线(与第2输入端IN2连接的信号线)。由此，各开关元件能够通过以公共的电源进行驱动的驱动器IC来进行开关动作控制，因此能够避免驱动器电路构成的复杂化。此外，与以往相比能够减少前级开关元件的数量，因此能够减少高压侧驱动器IC的数量，实现低成本化。
图2是表示4个前级开关元件S1～S4的状态和输出电压(电位)Vo的关系的图。在此，4个前级开关元件S1～S4采用4个状态H、Mc、Md、L。图3是图2所示的4个状态下的3级逆变器电路120的等效电路图。
在前级开关元件S1、S2为ON(接通)、前级开关元件S3、S4为OFF(断开)的状态H下，输出电压Vo为Vdc。在前级开关元件S3、S4为ON、前级开关元件S1、S2为OFF的状态L下，输出电压Vo为0。在前级开关元件S1、S3为ON、前级开关元件S2、S4为OFF的状态Mc下，输出电压Vo为Vdc-Vc。在此Vc是浮动电容器Cf的充电电压。若假设Vc＝Vdc/2，则输出电压Vo＝Vdc/2。在前级开关元件S2、S4为ON、前级开关元件S1、S3为OFF的状态Md下，输出电压Vo为Vc。在此若假设Vc＝Vdc/2，则输出电压Vo＝Vdc/2。
由于浮动电容器Cf的充电电荷量与放电电荷量可以视为相等，因此状态Mc下的输出电压Vo与状态Md下的输出电压Vo相等。即浮动电容器Cf的充电电压Vc以Vdc的1/2即Vdc/2作为平均来进行充放电。只要针对浮动电容器Cf的充放电时间常数相对于开关动作频率而言充分大，则上述充电电压Vc的变动幅度小，可以视为
图4是表示以3级逆变器电路120的输出电压为基础而可能取得的电压的范围的图。如上所述，通过4个前级开关元件S1～S4的开关动作，来选择4个状态H、Mc、Md、L，由此能够在Vdc～0的范围内输出电压。而且，通过由电桥电路130对上述的第1状态和第2状态进行切换(极性反转)，从而构成5级电路。
图5是表示4个前级开关元件S1～S4的状态、4个后级开关元件S1U、S2U、S1W、S2W的状态、以及端子U-W的输出电压Vu的瞬时值(端子U-W的瞬时电压差)的关系的图。图6以及图7是表示图5所示的8个状态CP1～CP8下的电流路径的图。
状态CP1、CP8对应于图3以及图4的状态H，状态CP2、CP7对应于图3以及图4的状态Mc，状态CP3、CP6对应于图3以及图4的状态Md，状态CP4、CP5对应于图3以及图4的状态L。
所述输出电压Vu的瞬时值是Vdc、Vdc/2、0、-Vdc/2、-Vdc这5级中的任意一者。对4个前级开关元件S1～S4例如以载波频率20kHz被PWM控制，使得来自3级逆变器电路120的输出成为向***注入的电流的正弦波的半波状。此外，4个后级开关元件S1U、S2U、S1W、S2W，在***的电源频率(50Hz或60Hz)的前半周期和后半周期，对来自3级逆变器电路的输出的极性进行反转。即，4个前级开关元件S1～S4的开关动作频率高于4个后级开关元件S1U、S2U、S1W、S2W的开关动作频率。此外，4个前级开关元件S1～S4的开关动作频率是通过第1电感器L1和第2电感器L2产生平滑作用的频率。结果，向***注入正弦波状的电流。
像这样，对4个后级开关元件S1U、S2U、S1W、S2W不是以载波频率而是以***的电源频率被进行开关动作控制，因此能够实现开关动作损耗的降低。此外，通过3级逆变器电路120和电桥电路130的构成来实现5级的输出，由此能够减少开关元件的数量，能够实现小型且低成本的构成。
图8是表示5级的电压、输出电压Vu的目标值Vu*的关系的图，图9是表示图8的时间划分、电压划分以及开关动作模式的关系的图。在图8中，涂上灰色的范围表示电压的可能取得的范围。
从这些图可知，在输出电压Vu的目标值Vu*处于0～Vdc/2的范围时(时间划分I、III)，通过PWM控制，结果反复进行图6所示的4个状态中的、状态CP4→CP2→CP4→CP3→CP4→CP2→···这种状态转变。此外，在输出电压Vu的目标值Vu*处于Vdc/2～Vdc的范围时(时间划分II)，通过PWM控制，结果反复进行图6所示的4个状态中的、状态CP2→CP1→CP3→CP1→CP2→CP1→···这种状态转变。
此外，在输出电压Vu的目标值Vu*处于0～-Vdc/2的范围时(时间划分IV、VI)，通过PWM控制，结果反复进行图7所示的4个状态中的、状态CP5→CP6→CP5→CP7→CP5→CP6→···这种状态转变。此外，在输出电压Vu的目标值Vu*处于-Vdc/2～-Vdc的范围时(时间划分V)，通过PWM控制，结果反复进行图7所示的4个状态中的、状态CP6→CP8→CP7→CP8→CP6→CP8→···这种状态转变。
图10是对输出电压Vu进行了PWM控制时的PWM调制电压Vu_pwm以及目标值Vu*的波形图。在此，三角波Vcr11、Vcr12是输出电压为0～Vdc时的PWM调制用的参考电压波形。信号Fp是目标值Vu*的绝对值信号。
像这样，在目标电压Vu*处于0～Vdc/2的范围内时，以0和Vdc/2这2个值进行PWM调制，在目标电压Vu*处于Vdc/2～Vdc的范围内时，以Vdc/2和Vdc这2个值进行PWM调制。同样，在目标电压Vu*处于0～-Vdc/2的范围内时，以0和-Vdc/2这2个值进行PWM调制，在目标电压Vu*处于-Vdc/2～-Vdc的范围内时，以-Vdc/2和-Vdc这2个值进行PWM调制。
这样，由于利用多个电压电平通过PWM调制来生成正弦波电压，因此流过电感器L1、L2的脉动电流变小，电感器L1、L2所产生损耗得到降低，因而能够使用小型的电感器L1、L2。
图11是在使用于***互连的情况下，产生4个前级开关元件S1～S4以及4个后级开关元件S1U、S2U、S1W、S2W的栅极信号的驱动控制部201的框图。在图11中，各信号的含义如下。
iu*：输出电流的目标值
iu：输出电流的检测值
Vu*：电压目标值
Vu：电压检测值
ΔVu：电压校正值
由该驱动控制部201和图1所示的逆变器装置101构成电力***互连逆变器装置。
在图11中，PI控制部41以输出的电流误差(iu*-iu)为基础，通过PI运算来求出使该电流误差(iu*-iu)减少的方向的电压校正值ΔVu。
通过对***的电压检测值Vu加上电压校正值ΔVu来进行校正，成为电压目标值Vu*。
符号转换部60对输出电流的检测值iu的零交叉(zero cross)进行检测，对后级开关元件S1U、S2W赋予栅极信号。符号转换部60在电流值iu为正时输出高电平的信号。NOT电路G1对符号转换部60的输出信号进行反转来对后级开关元件S2U、S1W赋予栅极信号。
反转部70进行电压目标值Vu*的符号反转，将电压目标值Vu*的半周期信号(正的全波整流波形那样的信号)Fp赋予给调制部1。
图12是表示图11所示的、驱动控制部201的电压目标值Vu*的产生部的详细构成的图。
正弦波产生部31产生输出电流的目标值iu*的信号(正弦波)。该正弦波是与***的电压相位同相的(同步的)信号。如上所述，PI控制部41以电流误差(iu*-iu)为基础，通过PI运算来求出使该电流误差(iu*-iu)减少的方向的电压校正值ΔVu。系数部51对(Vu+ΔVu)乘以给定的系数来生成电压目标值Vu*。该系数根据反馈增益来决定。
图13是以电压目标值Vu*为基础来产生4个前级开关元件S1～S4以及4个后级开关元件S1U、S2U、S1W、S2W的栅极信号的部分的详细图。
反转部70进行电压目标值Vu*的符号反转，将电压目标值Vu*变换为正的半周期信号Fp，并赋予给调制部1。
调制部1由PWM调制部81和开关元件驱动部91构成。PWM调制部81将用三角波对目标值Vu*的周期信号进行了调制的信号赋予给开关元件驱动部91。PWM调制部81由2个三角波Vcr11、Vcr12的产生部和2个比较器构成。
图14是表示基于PWM调制部81的输出信号Q11、Q12以及开关元件驱动部91的输出信号的开关元件S1～S4的状态的图。
通过以上所示的构成，从逆变器装置101向电力***注入正弦波电流。而且，通过对电压目标值Vu*进行校正使得输出电流的检测值iu等于目标值iu*，从而进行反馈控制，向***注入目标值的电流。
<实施方式2>
图15是实施方式2所涉及的逆变器装置的电路图。
在实施方式2所涉及的逆变器装置102中，在第1输入端IN1与第2输入端IN2之间连接有3级逆变器电路121。3级逆变器电路121具备串联连接在第1输入端IN1与第2输入端IN2之间的第1前级开关元件S1、第2前级开关元件S2、第3前级开关元件S3以及第4前级开关元件S4。
在第1前级开关元件S1与第2前级开关元件S2的连接点、和第3前级开关元件S3与第4前级开关元件S4的连接点之间，串联连接有二极管D1、D2。此外，在第1输入端IN1与第2输入端IN2之间，串联连接有电容器C1、C2。电容器C1、C2分别为相同容量。二极管D1、D2的连接点与电容器C1、C2的连接点连接。二极管D1、D2和电容器C1、C2相当于本发明的中间电压输出电路。
电桥电路130以及电感器L1、L2等其他构成与实施方式1相同，因此省略说明。
图16是表示4个前级开关元件S1～S4的状态、4个后级开关元件S1U、S2U、S1W、S2W的状态、以及端子U-W的输出电压Vu的瞬时值(端子U-W的瞬时电压差)的关系的图。图17是表示图16所示的状态CP1～CP3下的电流路径的图。图18是表示图16所示的状态CP4～CP6下的电流路径的图。
如实施方式1中所说明的那样，在输出电压Vu的目标值Vu*处于0～Vdc/2的范围时，通过PWM控制，反复进行图17所示的3个状态中的、状态CP3与状态CP2的状态转变。此外，在输出电压Vu的目标值Vu*处于Vdc/2～Vdc的范围时，通过PWM控制，结果反复进行图17所示的3个状态中的、状态CP1与状态CP2的状态转变。
由于电容器C1、C2的容量大，因此在电流通过电容器C1、C2的情况下，输出电压Vo为Vdc/2。
此外，在输出电压Vu的目标值Vu*处于0～-Vdc/2的范围时，通过PWM控制，反复进行图18所示的3个状态中的、状态CP4与状态CP5的状态转变。此外，在输出电压Vu的目标值Vu*处于-Vdc/2～-Vdc的范围时，通过PWM控制，反复进行图18所示的3个状态中的、状态CP5与状态CP6的状态转变。
另外，在状态CP2、CP5下，由于前级开关元件S3也ON(接通)，因此与***之间向双方向中的任意一个方向流动电流。
像这样，实施方式2所涉及的逆变器装置102与实施方式1同样地，通过3级逆变器电路121和电桥电路130的结构来构成了5级电路。该逆变器装置102不是以载波频率而是以***的电源频率来对4个后级开关元件S1U、S2U、S1W、S2W进行开关动作控制，因此能够降低开关动作损耗。此外，通过3级逆变器电路121和电桥电路130的构成来实现5级的输出，由此能够减少开关元件的数量，能够小型且低成本地构成。
<实施方式3>
在实施方式1以及实施方式2中，第1电感器L1设置于电桥电路130与第1输出端OUT1之间，第2电感器L2设置于电桥电路130与第2输出端OUT2之间。但是，第1电感器L1和第2电感器L2也可以设置于3级逆变器电路120与电桥电路130之间。
图19是实施方式3所涉及的逆变器装置的电路图。在实施方式3所涉及的逆变器装置103中，第1电感器L1的一端连接于3级逆变器电路120的第2前级开关S2与第3前级开关S3的连接点。第1电感器L1的另一端与电桥电路130的第1端子S连接。此外，第2电感器L2的一端连接于3级逆变器电路120的第4前级开关S4与第2输入端IN2的连接点。第2电感器L2的另一端与电桥电路130的第2端子T连接。其他构成与实施方式1相同，因此省略说明。
在本实施方式中，电感器的平滑作用也与实施方式1以及实施方式2相同。另外，只要平滑作用的效果处于允许范围，则也可以没有第1电感器L1和第2电感器L2中的任意一方。
通过将电感器设置于电桥电路130的前级，从而电桥电路130的前级开关元件的漏极-源极电压成为更稳定的状态，因此能够减少开关动作所引起的电压变动的影响。
符号说明
41-PI控制部
60-符号转换部(sign conversion unit)
70-反转部(inverting unit)
101、102-逆变器装置
120、121-3级逆变器电路
130-电桥电路
201-驱动控制部
G1-NOT电路
S1、S2、S3、S4-前级开关元件
S1U、S2U、S1W、S2W-后级开关元件
Cf、C1、C2-电容器(中间电压输出电路)
D1、D2-二极管(中间电压输出电路)
L1、L2-电感器
IN1、IN2-输入端子
OUT1、OUT2-输出端子

Claims (6)

1.一种逆变器装置，其从第1输入端以及第2输入端输入直流电压，从第1输出端以及第2输出端输出交流电压，所述逆变器装置具备：
3级逆变器电路，其具有：串联连接在所述第1输入端与第2输入端之间的第1、第2、第3以及第4前级开关元件；和中间电压输出电路，其第1端连接于第1前级开关元件与第2前级开关元件的连接点、第2端连接于第3前级开关元件与第4前级开关元件的连接点，从第2前级开关元件与第3前级开关元件的连接点输出所述直流电源的中间电压；
电桥电路，其具备相对于第1、第2、第3以及第4端子进行了电桥连接的第1、第2、第3以及第4后级开关元件，第1端子连接于所述第2前级开关元件与所述第3前级开关元件的连接点，第2端子连接于所述第2输入端，第3端子连接于所述第1输出端，第4端子连接于所述第2输出端；和
产生平滑作用的至少1个电感器。
2.根据权利要求1所述的逆变器装置，其中，
所述第1后级开关元件以及所述第4后级开关元件被同时接通或断开，
所述第2后级开关元件以及所述第3后级开关元件被同时断开或接通，并且，
所述第1、所述第2、所述第3以及所述第4后级开关元件的开关动作频率是在所述第1输出端与所述第2输出端之间产生的交流电源电压的频率，
所述第1、所述第2、所述第3以及所述第4前级开关元件的开关动作频率高于所述第1、所述第2、所述第3以及所述第4后级开关元件的开关动作频率，是由所述电感器产生平滑作用的频率。
3.根据权利要求1或2所述的逆变器装置，其中，
还具备：
检测来自所述第1输出端以及所述第2输出端的输出电流以及输出电压的单元；
对所述输出电流相对于正弦波的电流目标值的误差即电流误差进行放大的单元；
求出使所述电流误差减少的方向的电压校正值的单元；
将所述电压校正值重叠于所述输出电压的检测值来求出电压目标值的单元；
求出所述电压目标值的PWM调制信号的PWM调制单元；
通过所述PWM调制信号，对所述第1、所述第2、所述第3以及所述第4前级开关元件进行驱动的开关元件驱动单元；和
通过电流检测值的符号，对所述电桥电路的状态进行切换的单元。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的逆变器装置，其中，
所述中间电压输出电路具有浮动电容器，该浮动电容器的第1端连接于所述第1前级开关元件与所述第2前级开关元件的连接点，第2端连接于所述第3前级开关元件与所述第4前级开关元件的连接点。
5.根据权利要求1～3中任一项所述的逆变器装置，其中，
所述中间电压输出电路具有：
串联连接在所述第1输入端以及所述第2输入端之间的第1电容器以及第2电容器；
第1二极管，其阴极连接于所述第1前级开关元件与所述第2前级开关元件的连接点，阳极连接于所述第1电容器与所述第2电容器的连接点；和
第2二极管，其阴极连接于所述第1电容器与所述第2电容器的连接点，阳极连接于所述第3前级开关元件与所述第4前级开关元件的连接点。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的逆变器装置，其中，
所述电感器设置于所述第2前级开关元件以及所述第3前级开关元件的连接点与所述第1端子之间、或者所述第4前级开关元件以及所述第2输入端的连接点与所述第2端子之间的至少一方。
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