CN104702543B - 预编码方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种预编码方法，通过接收发送端发送的导频信号；根据所述导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差；根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵；发送端根据所述预编码矩阵对需要发送的数据信号进行预编码，接收端分居所述预编码矩阵对接收的预编码信号进行解预编码。可以实现在统计信道状态信息条件下基于平均信干噪比准则的MIMO‑OFDM预编码能获得更好的MIMO预编码可靠性能和MIMO***容量，在低相关环境下获得优于基于码本预编码的可靠性能和MIMO***容量。

Description

预编码方法及装置

技术领域

本发明涉及移动通信领域，具体涉及一种预编码方法及装置。

背景技术

多输入多输出（MIMO）技术可以在不增加***带宽的条件下提高***空间吞吐率，也可以借助于对空间分集的有效利用显著改善信号传输质量。在MIMO***中，预编码技术是在发射端利用信道状态信息(channel statement information,CSI)对发送信号进行预处理以达到消除符号间干扰(ISI)或用户间干扰，提高***容量为目的的信号处理技术。常见的预编码类型主要包括线性预编码和非线性预编码。线性预编码主要有基于码本和非码本两种线性预编码。基于码本的预编码就是在收发端共享一个已知的码本集合，码本集中包含多个预编码矩阵，接收端根据信道估计的信道矩阵以某一性能指标在码本集中选择能使***性能最优的预编码矩阵，再将其码本序号反馈给发送端，发送端根据相关序号选择预编码矩阵进行预编码处理。采用基于码本的预编码所存在的问题包括，码本的设计应该是匹配信道特性的，而在实际应用中，***可能工作在不同的衰落环境中，天线间间隔也不尽相同，天线图案和极化也不尽相同，这使得码本的设计可能会变得极为复杂；此外，码本的设计通常还需要满足恒模特性、有限字符和嵌套特性等。这些因素在很大程度上影响和制约着基于码本的预编码技术方案更加灵活地满足实际***的不同要求。与基于码本的MIMO预编码相比，非码本MIMO预编码能根据信道条件的动态变化，灵活地选择与信道特性相匹配的预编码矩阵，可以更好地满足复杂时变环境下MIMO预编码要求。

现有的MIMO预编码难以在中低信噪比条件下同时兼顾预编码可靠性和***所实现的MIMO***容量这两大性能指标。

发明内容

本发明的目的是提供一种预编码方法，以实现基于平均信干噪比准则的预编码方法，从而在低相关环境下获得优于基于码本预编码的可靠性能和MIMO***容量。

为实现上述目的，本发明实施例一方面提供了一种预编码方法，所述方法包括：

接收发送端发送的上行/下行导频信号；

根据所述上行/下行导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差；

根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵；

在上/下行信道不满足对称性时，将所述预编码矩阵反馈给所述发送端，以便于所述发送端根据所述预编码矩阵为需要发送的数据信号进行预编码；

根据所述预编码矩阵，对接收到的数据信号进行解预编码。

基于第一方面，在第一种可能的实施方式中，所述根据上/下行所述导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差，进一步包括：

对接收到的导频信号进行导频符号位置的信道状态估计，以获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果；

对所述获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，执行线性内插，以获取待估计数据所在子载波上的信道估计结果；

根据所述相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，计算所述导频符号所在子载波上的噪声方差估计值；

根据所述噪声方差估计值获取相关时间内的统计信道状态信息，所述统计信道状态信息包括所述信道均值和所述信道协方差。

基于第一种可能的实施方式，在第二种可能的实施方式中，所述对接收到的导频信号进行导频符号位置的信道状态估计，以获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，具体包括：

将一个子帧内的N_p个导频符号Y_k,p(i_m)＝X_k,p(i_m)H_k,p(i_m)+W_k,p(i_m),0≤m≤N_p-1

整合为：Y_k,p＝X_k,pH_k,p+W_k,p

其中，k表示第k个子载波；i_m是存在导频信号的OFDM符号上的位置索引，N_p是一个子载波上的导频符号个数；为接收到的导频符号，为发送端发送的导频；N_r为接收天线数，N_t为发送天线数；是对应的频域噪声；H_k,p(i_m)表示在第k个子载波上的MIMO信道频域响应，且有

在所述的Y_k,p＝X_k,pH_k,p+W_k,p中，

根据所述的Y_k,p＝X_k,pH_k,p+W_k,p，得到MIMO信道第k个子载波上估计出的频域响应其中，为X_k,p的伪逆；

根据所述获取相干时间内的级联后的接收导频矩阵：

其中，H_k,p(i_m)≈H_k,p(i₀),m＝1,…,N_c，N_c>N_p为信道相关时间对应的等价OFDM符号数，其中：

根据所述相干时间内的级联后的接收导频矩阵：

得到在信道相关时间内基于导频符号的LS信道估计结果为：

其中，为的伪逆。

基于第二种可能的实施方式，在第三种可能的实施方式中，所述对所述获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，执行线性内插，以估计数据符号所在位置的信道估计结果，进一步包括：

在时域内对所述待估计数据符号所在位置的信道估计的具体步骤为：

H_k,data(l′)＝α₁×H_k,p,LS(l)+β₁×H_k,p,LS(l+Δl)

其中l′表示待估计数据位置的时域索引，且有l＜l′＜l+Δl，l表示导频信号在时域中所在位置，Δl表示时域相邻的两个导频信号的时域间隔，k代表导频信号所在子载波序号，插值系数α₁，β₁按以下方法计算

以及

在频域内对所述待估计数据位置频域索引上的信道状态信息的步骤，具体为：

H_k′(l)＝α₂×H_k,S(l)+β₂×H_k+Δk,S(l),S∈[p,data]；

其中k′表示待估计数据位置的频域索引，且有k＜k′＜k+Δk，k表示导频信号在频域中所在位置，Δk表示频域相邻的两个导频信号的频率间隔，插值系数α₂，β₂按以下方法计算

基于第三种可能的实施方式，在第四种可能的实施方式中，所述根据所述相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，计算所述导频符号所在子载波上的噪声方差估计值，具体为：

其中||H_k,p,LS(i_m+1)-H_k,p,LS(i_m)||_F代表Frobenius范数，i_m+1,i_m代表同一导频OFDM符号上相邻导频子载波序号，最终的噪声方差估计值可以由下式表示：

其中M为导频符号所占用的子载波总数。

基于第四种可能的实施方式，在第五种可能的实施方式中，所述根据所述噪声方差估计值获取相关时间内的统计信道状态信息，所述统计信道状态信息包括所述信道均值和所述信道协方差，具体包括：

根据通信信道的相关时间，选择时域滑窗长度L，其中所述滑窗长度对应为滑窗内子帧包括的导频符号数，根据信道的相关带宽，在频域从每个相干带宽所包含的M₀个导频子载波的信道估计结果计算出时刻i的个信道状态信息的均值：

以及协方差：

其中vec(·)代表将矩阵矢量化，(·)^H代表共轭转置。

基于第五种可能的实施方式，在第六种可能的实施方式中，所述根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵，进一步包括：

根据估计得到的所述***信道均值信道协方差和噪声方差将噪声的影响加入信道均值和信道协方差Φ_H，得到新的信道均值和信道协方差其中：

其中噪声协方差矩阵

根据和Φ_H,n，计算矩阵其中

其中X_[i,j]表示X的第ij个维数为N_r×N_r的子方块；

将矩阵Z^(s)进行Cholesky分解，得到矩阵L^(s)：

Z^(s)＝L^(s)·(L^(s))^H；

对L^(s)矩阵进行奇异值分解：

得到Z^(s)的特征值分解表达式

基于平均信干噪比准则的预编码矩阵按以下方法计算

其中

其中是矩阵的r个非零特征值，μ为注水因子。P为发送端携带用户数据的所有子载波和发射天线发送功率的总和。

基于第一方面，在第七种可能的实施方式中，所述采用预编码后接收端接收到的信号为：

Y_k(l)＝H_k(l)·B·X_k(l)+W_k(l)

其中

通过时域和频域二维线性内插估计得到非导频符号位置的信道状态信息H_k(l)，结合所述预编码矩阵B，确定等效的信道矩阵H_E,k(l)，即

H_E,k(l)＝Β·H_k(l)

根据等效的联合信道矩阵H_E,k(l)以最小均方误差为准则，接收端可以进行解预编码与MIMO检测的联合检测接收

第二方面，本发明实施例提供了一种预编码装置，所述装置包括：

接收单元，用于接收发送端发送的导频信号；

估计单元，用于根据上、下行导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差；

计算单元，用于根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵；

反馈单元，用于在上、下行信道不满足对称性时将所述预编码矩阵反馈给所述发送端，以便于所述发送端根据所述预编码矩阵为需要发送的数据信号进行预编码。

解码单元，用于根据所述预编码矩阵，对接收到的数据信号进行解预编码。

基于第二方面，在第一种可能的实施方式中，所述估计单元具体用于：

对接收到的导频信号进行导频符号位置的信道状态估计，以获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果；

对所述获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，执行线性内插，以获取待估计数据所在子载波上的信道估计结果；

根据所述相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，计算所述导频符号所在子载波上的噪声方差估计值；

根据所述噪声方差估计值获取相关时间内的统计信道状态信息，所述统计信道状态信息包括所述信道均值和所述信道协方差。

通过本发明实施例提供的预编码方法，通过接收发送端发送的导频信号；根据所述导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差；根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵；将所述预编码矩阵反馈给所述发送端，以便于所述发送端根据所述预编码矩阵为需要发送的数据信号进行预编码。可以实现在统计信道状态信息条件下基于平均信干噪比准则的MIMO-OFDM预编码能更好地处理MIMO预编码可靠性能和MIMO***容量，在低相关环境下获得优于基于码本预编码的可靠性能和MIMO***容量。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为在TD-LTE***条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码技术实施示意图。

图2为TD-LTE***条件下接收端基于平均信干噪比准则的MIMO预编码接收处理示意框图。

图3是本发明实施例提供预编码方法的流程图；

图4为TD-LTE***条件下发送端基于平均信干噪比准则的MIMO预编码发送处理示意框图；

图5为高相关ETU1信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码的可靠性能示意图；

图6为高相关ETU1信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码***容量示意图；

图7为低相关ETU1信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码的可靠性能示意图；

图8为低相关ETU1信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码***容量示意图；

图9为高相关EVA1信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码可靠性能示意图；

图10为高相关EVA1信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码***容量示意图；

图11为低相关EVA1信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码可靠性能示意图；

图12为低相关EVA1信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码***容量示意图；

图13为高相关EPA信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码可靠性能示意图；

图14为高相关EPA信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码***容量示意图；

图15为低相关EPA信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码可靠性能示意图；

图16为低相关EPA信道条件下基于平均信干噪比准则的MIMO预编码***容量示意图；

图17为本发明实施例提供的预编码装置的结构示意图；

图18为本发明实施例提供的预编码装置的另一种结构示意图。

具体实施方式

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

本发明实施例提供的技术方案可以应用于各种无线通信网络，例如：全球移动通信（global system for mobile communication，简称为GSM）***、码分多址（codedivision multiple access，简称为CDMA）***、宽带码分多址（wideband code divisionmultiple access，简称为WCDMA）***、通用移动通信（universal mobiletelecommunication system，简称为UMTS）***、通用分组无线业务（general packetradio service，简称为GPRS）***、长期演进（long term evolution，简称为LTE）***、先进的长期演进（long term evolution advanced，简称为LTE-A）***、全球互联微波接入（worldwide interoperability for microwave access，简称为WiMAX）***等。术语“网络”和“***”可以相互替换。

在本发明实施例中，基站（base station，简称为BS）可以是与用户设备（userequipment，简称为UE）或其它通信站点如中继站点，进行通信的设备，基站可以提供特定物理区域的通信覆盖。例如，基站具体可以是GSM或CDMA中的基站收发台（base transceiverstation，简称为BTS）或基站控制器（base station controller，简称为BSC）；也可以是UMTS中的节点B（node B，简称为NB）或者UMTS中的无线网络控制器（radio networkcontroller，简称为RNC）；还可以是LTE中的演进型基站（evolutional node B，简称为ENB或eNodeB）；或者，也可以是无线通信网络中的提供接入服务的其他接入网设备，本发明并不限定。

在本发明实施例中，UE可以分布于整个无线网络中，每个UE可以是静态的或移动的。UE可以称为终端（terminal），移动台（mobile station），用户单元（subscriber unit），站台（station）等。UE可以为蜂窝电话（cellular phone），个人数字助理（personaldigital assistant，简称为PDA），无线调制解调器（modem），无线通信设备，手持设备（handheld），膝上型电脑（laptop computer），无绳电话（cordless phone），无线本地环路（wireless local loop，简称为WLL）台等。

图1示出了在TD-LTE***中实施本发明所提出的基于平均信干噪比准则的MIMO预编码的实施方案示意图。为了实施基于平均信干噪比准则的MIMO预编码，发送端信源信号经过加扰和调制处理后，送发送端预编码模块，根据预编码矩阵计算模块计算确定的预编码矩阵，对发送数据执行传输预编码处理，然后送资源粒子映射，再经过OFDM信号产生模块后产生OFDM符号送发送天线端口经MIMO-OFDM信道传输。为了实施基于平均信干噪比准则的MIMO预编码，TD-LTE***接收端经由接收天线端口接收信号，经过去CP，OFDM解调后，从时域信号变换回频域信号，然后解资源粒子映射，接着通过解预编码模块执行MIMO和预编码的联合检测，最后经过解调和解扰后还原出基站端发送的信源信号。在本发明实施例中，基站和用户设备均可作为执行本发明提供的方法的主体，例如，当基站作为接收端时，基站通过上行信道接收用户设备发送的导频信号，并获取信道均值和信道协方差，并计算预编码矩阵。相反，若基站作为发送端，则用户设备则为接收端，用户设备通过下行信道接收基站发送的导频信号，并计算预编码矩阵。

图2示出了在TD-LTE***条件下接收端基于平均信干噪比准则的MIMO预编码接收处理示意框图。接收端经由接收天线端口接收信号，去除循环前缀CP，OFDM解调后，从时域信号变换回频域信号；接着经过解资源粒子映射；信道估计模块根据接收的导频信号估计出导频符号位置的信道增益，并统计出信道均值和信道协方差，然后预编码计算模块根据信道均值和信道协方差计算确定预编码矩阵，在发送端不能利用信道互易性估计信道状态信息时，接收端将通过反馈信道将预编码矩阵反馈给发送端以便实施预编码处理。预编码矩阵以及根据导频符号位置信道估计实施二维线性内插计算得到的数据符号位置的信道估计将送解预编码与MIMO联合检测模块。解预编码与MIMO联合检测结果经过解层映射、解调、解扰后，还原出发送端发送消息。

基于上述***，本发明实施例提供了一种预编码方法，在本实施例中，发送端可以是手机或者基站，对应的，接收端可以是基站或者手机，当发送端为手机时，接收端为基站，当发送端为基站时，接收端为手机，如图3所示，所述的方法包括：

301，接收端接收发送端发送的上行/下行导频信号；

302，接收端根据所述上行/下行导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差；

更具体的，该步骤进一步包括：接收端对接收到的导频信号进行导频符号位置的信道状态估计，以获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果；

对所述获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，执行线性内插，以获取待估计数据在所述导频信号所在子载波上的信道估计结果；

根据所述相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，计算所述导频符号所在子载波上的噪声方差估计值；

根据所述噪声方差估计值获取相关时间内的统计信道状态信息，所述统计信道状态信息包括所述信道均值和所述信道协方差。

303，接收端根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵；

304，在上/下行信道不满足对称性时，接收端将所述预编码矩阵反馈给所述发送端，以便于所述发送端根据所述预编码矩阵为需要发送的数据信号进行预编码；

305，接收端根据所述预编码矩阵，对接收到的数据信号进行解预编码。

具体而言，所述的对接收到的导频信号进行导频符号位置的信道状态估计，以获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，可以通过如下的方式实现：

TD-LTE***接收端经由接收天线端口接收，去除循环前缀CP、OFDM解调后所接收到的频域导频信号为

Y_k,p(i_m)＝X_k,p(i_m)H_k,p(i_m)+W_k,p(i_m),0≤m≤N_p-1 (1)

其中i_m是存在导频信号的OFDM符号上的位置索引，N_p是一个子载波上的导频符号个数；为接收到的导频符号，N_r为接收天线数，k表示第k个子载波；为发送端发送的导频矩阵，N_t为发送天线数；是对应的频域噪声；H_k,p(i_m)表示在DFT频率k上的MIMO信道频率响应，且有

将一个子帧内的N_p个导频符号整合在一起

Y_k,p＝X_k,pH_k,p+W_k,p (3)

其中

在(3)式测量信号的基础上，可以得到导频符号的LS信道估计结果为：

其中为X_k,p的伪逆。考虑实际***中信道增益在信道相干时间内没有明显变化，即H_k,p(i_m)≈H_k,p(i₀),m＝1,…,N_c，其中N_c>N_p为信道相关时间对应的等价OFDM符号数，则(3)式可以重写为如下的级联观测信号序列：

其中

在(5)式测量信号的基础上，可以得到在信道相关时间内基于导频符号的LS信道估计结果为：

其中为的伪逆。

在估计出导频符号位置信道状态信息的基础上，通过时域和频域二维线性内插即可推导得出非导频符号位置的信道状态信息；也就是对所述获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，执行线性内插，以获取待估计数据在所述导频信号所在子载波上的信道估计结果；

首先，在时域内对所述待故居数据位置的时域索引上的信道状态信息的步骤，具体为：

H_k,data(l′)＝α₁×H_k,p,LS(l)+β₁×H_k,p,LS(l+Δl) (7)

其中l′表示待估计数据位置的时域索引且有l＜l′＜l+Δl，l表示导频信号在时域中所在位置，Δl表示时域相邻的两个参考信号的时域间隔，k代表导频信号所在子载波序号，插值系数α₁，β₁按以下方法计算

经过时域内插后可以获得导频符号所在子载波在时域非导频符号位置的信道估计结果。

之后，在频域内对所述待故居数据位置的时域索引上的信道状态信息的步骤，具体为：

H_k′(l)＝α₂×H_k,S(l)+β₂×H_k+Δk,S(l),S∈[p,data] (9)

其中k′表示待估计数据位置的频域索引且有k＜k′＜k+Δk，k表示导频信号在频域中所在位置，Δk表示频域相邻的两个参考信号的频率间隔，插值系数α₂，β₂按以下方法计算

经过频域内插后可以估计得到所有数据符号位置的信道估计结果。

由(6)式可知

之后，根据所述相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，计算所述导频符号所在子载波上的噪声方差估计值；

具体通过如下方式实现，由于同一OFDM符号上相邻导频子载波上信道的增益非常接近，即H_k,p(i_m)≈H_k,p(i_m+1)，可以利用这一特点采用以下方法直接推导出导频符号所在子载波k上的噪声方差估计

其中||H_k,p,LS(i_m+1)-H_k,p,LS(i_m)||_F代表Frobenius范数。最终总的噪声方差估计值可以由下式表示：

其中M表示导频符号所占用的子载波总数。

最后，根据通信信道的相关时间，合理选择时域滑窗长度L（对应为滑窗内子帧包括的导频符号数），根据信道的相关带宽，在频域从每个相干带宽所包含的M₀个导频子载波的信道估计结果通过以下方法估计计算出时刻i的个信道状态信息的均值和协方差其中N为携带用户数据的子载波总数。

其中，vec(·)代表矩阵的矢量化，(·)^H代表共轭转置。

以上在计算信道状态信息的均值和协方差时，根据频域相干带宽内相邻的M₀个导频符号所在子载波信道估计结果统计计算频域相干带宽内信道状态信息的均值和协方差由于在相干带宽内不同子载波信道特性近似相同，可以认为相关带宽内每个子载波对应的信道状态信息的均值均为协方差为

考在MIMO预编码***中，B代表预编码矩阵，H代表N_r×N_t的MIMO信道，其中N_r为接收天线数，N_t为发射天线数，A代表接收检测矩阵，则对应的误差矢量的协方差矩阵为

其中

R_y＝E{yy^H}＝HBB^HH^H+R_n (18)

若复高斯白噪声的协方差矩阵接收端采用线性最小均方误差LMMSE检测矩阵，即

协方差矩阵可以进一步写为：

则对应的第i个发送符号的信干噪比SINR_i和其对应的MSE_i有以下关系：

其中

其中b_i表示矩阵B的第i列矢量，[X]_i,j表示矩阵X的i行j列元素。则所有发送符号的信干噪比之和可以表示如下：

在总发送功率约束条件下，可以将优化目标设置为最大化所有发送符号的信干噪比之和以确定预编码矩阵B，即对应的预编码优化设计问题可以描述为以下优化问题

其中P/N表示发送端分配给每个子载波的总发送功率,Tr(·)表示迹。根据迹的交换性质Tr(AB)＝Tr(BA)，目标函数可以等效如下：

E_H{tr(B^HH^HHB)}＝E_H{tr(HBB^HH^H)}＝E_H{tr(HQH^H)} (25)

其中Q＝BB^H表示发送预编码的自相关矩阵。如果复高斯白噪声的协方差矩阵则上述目标函数的形式保持不变，只需作如下替换：

其中表示Kronecker积。

针对(24)式优化问题的求解可以计算确定平均信干噪比准则下的最佳预编码矩阵B。定义其中unvec(·)是vec(·)的逆运算符，且利用变量的零均值和迹交换性质，并基于(16)式中的统计DCSIT信道模型，(24)式中的目标函数可以进一步写为：

其中

其中(·)^T表示矩阵的转置，这里利用了迹函数性质Tr(A^HB)＝(vec(A))^Hvec(B)，并结合信道协方差Φ_H的定义。将(28)式代入(27)式，并根据Kronecker积的运算性质，目标函数可以变换为：

其中(·)^*表示矩阵的共轭，(29)式中应用了迹的等式性质Tr(A)＝Tr(A^T)。N_rN_t×N_rN_t维矩阵的第(i,j)个N_r×N_r子矩阵是比例单位阵，即其中q_ij表示Q的第i行j列元素，δ_rs是Kronecker delta函数(δ_rs＝1,r＝s;δ_rs＝0,r≠s)，式中根据矩阵的特殊形式以及矩阵的迹等于矩阵对角线元素之和这一定义。(29)式可以进一步简化如下：

其中X_[i,j]表示X的第(i，j)个N_r×N_r子矩阵。因此(24)式中的目标函数可以重写为

因为Z矩阵的元素是半正定矩阵子块的迹，Z矩阵也是半正定的。可以证明矩阵Q的基与Z一致，即如果表示Z的特征值分解，则Q的特征值分解为

其中，Λ_Q表示Q的特征值矩阵。将Z的特征值分解和上式代入目标函数，Λ_Q的求解问题就变成了如下优化问题

其中λ_Zi，λ_Qi分别代表Z，Q的特征值。因为Z矩阵由信道均值及信道协方差表示。若考虑子信道平均分配发送功率，即Λ_Q的对角线元素等于若考虑发送功率通过功率注水分配给每根发送天线，则Λ_Q按以下方法计算

其中，是矩阵的r个非零特征值，μ为注水因子。

具体来说，根据估计得到的MIMO-OFDM***信道均值信道协方差和噪声方差将噪声的影响加入信道均值和信道协方差中，得到新的信道均值和信道协方差其中

其中，噪声协方差矩阵根据和Φ_H,n，计算矩阵其中：

其中X_[i,j]表示X的第ij个个维数为N_r×N_r的子方块。将矩阵Z^(s)进行Cholesky分解，得到矩阵L^(s)

Z^(s)＝L^(s)·(L^(s))^H (38)

然后对L^(s)矩阵进行奇异值分解

从而得到Z^(s)的特征值分解表达式

则基于平均信干噪比准则的预编码矩阵按以下方法计算

其中

若考虑将发送功率P平均分配给每根发送天线，则按以下方法计算

若考虑发送功率通过功率注水分配给每根发送天线，则按以下方法计算

其中是矩阵的r个非零特征值，μ为注水因子。

观察预编码矩阵B的形式，为功率分配矩阵，反映了功率分配情况，是矩阵Z^(s)的酉矩阵，其列矢量相互正交的特性将复用信号分解到几个相互正交的方向传输，可以看作为多模波束赋形矩阵，而输入成形矩阵可以认为是单位阵I。而限制条件则满足总功率恒定特性。显然，采用(41)式所示的预编码矩阵，接收端的平均信干噪比为

由前述分析可见，在根据统计DCSIT信息计算确定每个子载波预编码矩阵时，预编码方案主要取决与每个子载波信道的信道均值信道协方差考虑到频域相干带宽内不同子载波信道的信道均值信道协方差基本相同，在实际计算确定不同子载波信道的预编码矩阵时，可以对应地可以按频域相干带宽把信道分成组计算确定对应的预编码矩阵。

在接收端，在接收到发送端发送的采用反馈的预编码矩阵发送的数据后，采用预编码后接收端接收信号为：

Y_k(l)＝H_k(l)·B·X_k(l)+W_k(l) (46)

其中接收端在估计出导频符号位置信道状态信息的基础上，通过时域和频域二维线性内插估计得到非导频符号位置的信道状态信息H_k(l)，结合计算确定的预编码矩阵B，可以计算确定等效的信道矩阵H_E,k(l)，即

H_E,k(l)＝Β·H_k(l) (47)

根据等效的联合信道矩阵H_E,k(l)以最小均方误差为准则，接收可以进行解预编码与MIMO检测的联合检测接收

图4示出了在TD-LTE***条件下为了实施基于平均信干噪比准则的MIMO预编码发送端端处理示意框图。在上下行链路满足互易性时，发送端经由天线端口接收信号，SC-FDMA解调后，接着经过解资源粒子映射，信道估计模块根据接收的上行导频信号估计出导频符号位置的信道增益，并统计出信道均值和信道协方差，然后预编码计算模块根据信道均值和信道协方差计算确定下行预编码矩阵。在发送端不能利用信道互易性估计信道状态信息时，发送端将由反馈信道接收由接收端计算确定的预编码矩阵以便发送端实施预编码处理。

图5-图16比较了SVD线性预编码(平均功率分配SVD-ave和功率注水SVD-wf)、DCSIT条件下的基于平均信干噪比准则的MIMO预编码(SINR mean)方案和基于最大化SINR码本选择方案的码本预编码(平均功率分配SINRave和功率注水SINRwf)在ETU1、EVA1和EPA信道条件下的误码率性能和***容量，其中信道状态信息的反馈时延均为一个子帧的发送时间，反馈粒度为一个子帧，闭环码本反馈方案中PMI的时域反馈粒度为一个子帧，频域反馈粒度为2个资源块，线性预编码SVD的时域反馈粒度为一个OFDM符号，频域反馈粒度为1个资源块，仿真条件如表1所示。从图5-图16可得出以下结论：

第一方面，从预编码可靠性能和采用预编码所实现的***遍历容量来看，SVD-wf能在预编码性能和***容量间取得最佳的折中，SVD-ave次之，信干噪比均值SINRave和SINRwf的预编码性能基本与基于SINR准则的码本预编码相当。

第二方面，在低相关信道条件下，基于信干噪比均值SINRave和SINRwf的预编码方案能获得接近SVD预编码方案的可靠性能，以及***容量与基于SINR准则的码本预编码相当。这表明，基于信干噪比均值的预编码方案为低相关信道条件下的预编码实施提供了一种可行的技术方案。

第三方面，在低信噪比区域，SINRave预编码可靠性能优于SINRwf预编码，而***容量略劣于SINRwf，在高信噪比区域，两种功率分配方案的预编码性能相当。这表明，功率注水方案对基于平均SINR准则预编码的性能增益不大，而平均分配功率实施简单，SINRave预编码是一种简单有益的技术方案。

综合考虑***所能实现的可靠性能和***容量，加之***实现对信道状态信息的要求来看，基于信干噪比均值准则预编码方案是一种在DCSIT条件下合理的预编码技术方案。

相应的，本发明实施例还提供了一种预编码装置，所述装置可以是基站也可以是用户设备，当所述装置为基站时，基站为接收端，发送端为用户设备，相反，若所述装置为用户设备，则基站为发送端，接收端为用户设备，由图17可见，所述装置包括：

接收单元701，用于接收发送端发送的导频信号；

估计单元702，用于根据上、下行导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差；

计算单元703，用于根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵；

反馈单元704，用于在上、下行信道不满足对称性时将所述预编码矩阵反馈给所述发送端，以便于所述发送端根据所述预编码矩阵为需要发送的数据信号进行预编码。

解码单元705，用于根据所述预编码矩阵，对接收到的数据信号进行解预编码。

进一步地，所述估计单元具体用于：

对接收到的导频信号进行导频符号位置的信道状态估计，以获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果；

对所述获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，执行线性内插，以获取待估计数据所在子载波上的信道估计结果；

根据所述相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，计算所述导频符号所在子载波上的噪声方差估计值；

根据所述噪声方差估计值获取相关时间内的统计信道状态信息，所述统计信道状态信息包括所述信道均值和所述信道协方差。

关于本实施例中预编码装置如何计算信道均值和协方差，以及获得预编码矩阵的方法，可以参考前述的实施例，不多赘述。

如图18所示，本发明实施例还提供了一种预编码装置，所述装置可以是基站也可以是用户设备，当所述装置为基站时，基站为接收端，发送端为用户设备，相反，若所述装置为用户设备，则基站为发送端，接收端为用户设备，由图18可见，所述装置包括发射机182、接收机181、存储器183以及分别与发射机182、接收机181和存储器183连接的处理器184。当然，基站还可以包括天线、基带处理部件、中射频处理部件、输入输出装置等通用部件，本发明实施例在此不再任何限制。

其中，存储器183中存储一组程序代码，且处理器184用于调用存储器中存储的程序代码，用于执行以下操作：

通过接收机接收发送端发送的上行/下行导频信号；

根据所述上行/下行导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差；

根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵；

通过发射机在上/下行信道不满足对称性时，将所述预编码矩阵反馈给所述发送端，以便于所述发送端根据所述预编码矩阵为需要发送的数据信号进行预编码；

根据所述预编码矩阵，对接收到的数据信号进行解预编码。

需要说明的是，图17和图18所示的预编码装置可以用于实现以上方法实施例所提供的任一种方法，在此不再赘述。

专业人员应该还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器（RAM）、内存、只读存储器（ROM）、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种预编码方法，其特征在于，所述方法包括：

接收发送端发送的上行/下行导频信号；

根据所述上行/下行导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差；

根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵；

在上/下行信道不满足对称性时，将所述预编码矩阵反馈给所述发送端，以便于所述发送端根据所述预编码矩阵为需要发送的数据信号进行预编码；

根据所述预编码矩阵，对接收到的数据信号进行解预编码。

2.如权利要求1所述的预编码方法，其特征在于，所述根据上/下行所述导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差，进一步包括：

对接收到的导频信号进行导频符号位置的信道状态估计，以获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果；

对所述获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，执行线性内插，以获取待估计数据所在子载波上的信道估计结果；

根据所述相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，计算所述导频符号所在子载波上的噪声方差估计值；

根据所述噪声方差估计值获取相关时间内的统计信道状态信息，所述统计信道状态信息包括所述信道均值和所述信道协方差。

3.如权利要求2所述的预编码方法，其特征在于，所述对接收到的导频信号进行导频符号位置的信道状态估计，以获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，具体包括：

将一个子帧内的N_p个导频符号Y_k,p(i_m)＝X_k,p(i_m)H_k,p(i_m)+W_k,p(i_m),0≤m≤N_p-1整合为：Y_k,p＝X_k,pH_k,p+W_k,p

其中，k表示第k个子载波；i_m是存在导频信号的OFDM符号上的位置索引，N_p是一个子载波上的导频符号个数；为接收到的导频符号，为发送端发送的导频；N_r为接收天线数，N_t为发送天线数；是对应的频域噪声；H_k,p(i_m)表示在第k个子载波上的MIMO信道频域响应，且有

在所述的Y_k,p＝X_k,pH_k,p+W_k,p中，

根据所述的Y_k,p＝X_k,pH_k,p+W_k,p，得到MIMO信道第k个子载波上估计出的频域响应其中，为X_k,p的伪逆；

根据所述获取相干时间内的级联后的接收导频矩阵：

其中，H_k,p(i_m)≈H_k,p(i₀),m＝1,…,N_c，N_c>N_p为信道相关时间对应的等价OFDM符号数，其中：

根据所述相干时间内的级联后的接收导频矩阵：

得到在信道相关时间内基于导频符号的LS信道估计结果为：

其中，为的伪逆。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述对所述获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，执行线性内插，以估计数据符号所在位置的信道估计结果，进一步包括：

在时域内对所述待估计数据符号所在位置的信道估计的具体步骤为：

H_k,data(l′)＝α₁×H_k,p,LS(l)+β₁×H_k,p,LS(l+Δl)

其中l′表示待估计数据位置的时域索引，且有l＜l′＜l+Δl，l表示导频信号在时域中所在位置，Δl表示时域相邻的两个导频信号的时域间隔，k代表导频信号所在子载波序号，插值系数α₁，β₁按以下方法计算

以及

在频域内对所述待估计数据位置频域索引上的信道状态信息的步骤，具体为：

H_k′(l)＝α₂×H_k,S(l)+β₂×H_k+Δk,S(l),S∈[p,data]；

其中k′表示待估计数据位置的频域索引，且有k＜k′＜k+Δk，k表示导频信号在频域中所在位置，Δk表示频域相邻的两个导频信号的频率间隔，插值系数α₂，β₂按以下方法计算

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据所述相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，计算所述导频符号所在子载波上的噪声方差估计值，具体为：

其中||H_k,p,LS(i_m+1)-H_k,p,LS(i_m)||_F代表Frobenius范数，i_m+1,i_m代表同一导频OFDM符号上相邻导频子载波序号，最终的噪声方差估计值由下式表示：

其中M为导频符号所占用的子载波总数。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述根据所述噪声方差估计值获取相关时间内的统计信道状态信息，所述统计信道状态信息包括所述信道均值和所述信道协方差，具体包括：

根据通信信道的相关时间，选择时域滑窗长度L，其中所述滑窗长度对应为滑窗内子帧包括的导频符号数，根据信道的相关带宽，在频域从每个相干带宽所包含的M₀个导频子载波的信道估计结果计算出时刻i的个信道状态信息的均值：

以及协方差：

其中vec(·)代表将矩阵矢量化，(·)^H代表共轭转置。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵，进一步包括：

根据估计得到的***信道均值信道协方差和噪声方差将噪声的影响加入信道均值和信道协方差Φ_H，得到新的信道均值和信道协方差其中：

其中噪声协方差矩阵

根据和Φ_H,n，计算矩阵其中

其中X_[i,j]表示X的第ij个维数为N_r×N_r的子方块；

将矩阵Z^(s)进行Cholesky分解，得到矩阵L^(s)：

Z^(s)＝L^(s)·(L^(s))^H；

对L^(s)矩阵进行奇异值分解：

得到Z^(s)的特征值分解表达式

基于平均信干噪比准则的预编码矩阵按以下方法计算

其中

其中是矩阵的r个非零特征值，μ为注水因子， P为发送端携带用户数据的所有子载波和发射天线发送功率的总和。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，采用预编码后接收端接收到的信号为：

Y_k(l)＝H_k(l)·B·X_k(l)+W_k(l)

其中

通过时域和频域二维线性内插估计得到非导频符号位置的信道状态信息H_k(l)，结合所述预编码矩阵B，确定等效的信道矩阵H_E,k(l)，即

H_E,k(l)＝Β·H_k(l)

根据等效的联合信道矩阵H_E,k(l)以最小均方误差为准则，接收端进行解预编码与MIMO检测的联合检测接收

9.一种预编码装置，其特征在于，所述装置包括：

接收单元，用于接收发送端发送的导频信号；

估计单元，用于根据上、下行导频信号进行信道状态信息估计，以获取信道均值和信道协方差；

计算单元，用于根据所述信道均值和信道协方差，计算预编码矩阵；

反馈单元，用于在上、下行信道不满足对称性时将所述预编码矩阵反馈给所述发送端，以便于所述发送端根据所述预编码矩阵为需要发送的数据信号进行预编码；

解码单元，用于根据所述预编码矩阵，对接收到的数据信号进行解预编码。

10.如权利要求9所述的预编码装置，其特征在于，所述估计单元具体用于：

对接收到的导频信号进行导频符号位置的信道状态估计，以获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果；

对所述获取在信道相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，执行线性内插，以获取待估计数据所在子载波上的信道估计结果；

根据所述相关时间内基于导频符号的最小二乘信道估计结果，计算所述导频符号所在子载波上的噪声方差估计值；

根据所述噪声方差估计值获取相关时间内的统计信道状态信息，所述统计信道状态信息包括所述信道均值和所述信道协方差。