CN104682680A - 一种整流滤波方法及电路 - Google Patents

Abstract

一种整流滤波电路，包括桥式整流部分、第一开关、相互串联的第一电容和第二电容，以及用于检测输入电压和控制第一开关的电压检测控制电路；第一电容的正端和第二电容的负端分别为整流滤波电路的输出正端子和负端子；第一开关通断触点的一端连接第一、二电容的串联连接点，另一端连接交流输入端并与电压检测控制电路的输入正端相连；电压检测控制电路的负端与输出负端子相连接，第一输出端连接到第一开关的控制端，供电端与辅助电源的正极相连接；电压检测控制电路设置有预设值，并在检测到输入电压小于预设值时，控制第一开关导通；在检测到输入电压在预设值以上时，控制第一开关断开。本发明能大幅减小宽范围输入电压在低压区间的滤波容量，且实现成本低、占用空间小。

Description

一种整流滤波方法及电路

技术领域

本发明涉及小功率的AC-DC开关电源，特别涉及小功率宽电压输入的AC-DC开关电源的整流滤波方法及电路。

背景技术

工业与民用供电一般采用交流供电，工业中大部分的交流用电设备，例如电动机，采用三相交流电。而在日常生活中，多使用单相电，也称为照明电。图1示出的为随时间按正弦规律变化的我国民用单相交流电，称为交变正弦电压，变化一次所需要的时间称为交变电压的周期，用T表示，业界所说的220V，是指有效值，其峰值为倍有效值，即为：

$220V\×\sqrt{2}=311.1V$ ………………………………………………………式(1)

在世界范围内，受地域、经济、技术等因素的影响，各国的单相电网电压也不尽相同，例如，日本是100V/50Hz；美国、加拿大是120V/60Hz；中国、德国是220V/50Hz.；英国是240V/50Hz。

而事实上，工业与民用中的电子电路都需要直流电源提供能量。虽然有些情况下可用化学电池作为直流电源，但大多数情况下是利用电网提供的交流电经过转换而得到直流电的，甚至是隔离的直流电。

直流电压(或电流)的大小和方向不随时间变化。如用曲线表示电压，则是和水平时间轴平行的一条直线，但我们一般把方向不变，但电压(或电流)的大小随时间有所变化的也称为直流电压(或电流)。

随着国家标准对用电器的功率因数的进一步要求，目前，对消耗功率75W以上的各式电器设备都有功率因数要求，即要求电路的工作电流波形基本和电压波形相同。目前已有采用功率因数校正电路解决这一问题，功率因数校正电路简称为PFC电路，是Power Factor Correction的缩写。

注：75W数据来源于中国国家标准GB17625.1-1998，名为《低压电气及电子设备发出的谐波电流限值(设备每相输入电流≤16A)》。

而对于输入功率小于75W的各式电器设备，其内部的整流、滤波电路仍采用普通的整流电路加滤波电路的拓扑。

图2示出了半波整流滤波电路，U_AC为输入的正弦交流电压，二极管D为整流管，电容C_L为滤波电路的主体，电阻R_L为负载电路或等效的“负载”，U_L为输出的直流电压。用于交 流电输入时，由于图2电路只在U_AC的正半周工作，所以都用于小功率电路中，如5W以下的开关电源的整流电路中。图2电路中二极管D反接，即可工作在U_AC的负半周。

图3示出的就是全波整流滤波电路，一般无法直接用于市电整流，一般要经过变压器B1副边的中心抽头绕组，得到两组电压相同、相位相反的电压U₁和U₂，才可以使用。电压U₁和U₂经二极管Da和Db整流后输出直流电压，电容C_L为滤波电路的主体，电阻R_L为负载电路或等效的“负载”，U_L为输出的直流电压。

图4-1、图4-2、图4-3示出的是桥式整流电路，又叫全桥整流电路，这三种画法都常用，它们的连接关系是一致的，图4-2为简易画法。若电容C_L不接入，其输出波形和图5-1所示相同，为脉动直流电；电容C_L接入后，其输出波形为图5-2中实线所示，为较为平滑的脉动直流电。电路稳态以后，图4-1至图4-3中整流二极管Da和整流二极管Dc只在图5-2中t1至t2时间内导通；而整流二极管Db和整流二极管Dd只在图5-2中t3至t4时间内导通，二极管导通时对电容C_L充电，其它时间由电容C_L对负载R_L放电，若想直流电压平滑，电容C_L就要很大，而电容C_L加大，会导致t1至t2以及t3至t4的导通时间很短，充电电流极大，电路也只在这个时间消耗输入电流，引发电网电压波形畸变。这部分的原理也可参考人民邮电出版社出版的《稳定电源》1984年第一版，统一书号为：15045·总2790―无6260，该书的第35页图2·4·3也充分展示了这一原理，第34页第三段已说明：“对于电容滤波全波整流情况，根据图2·4·3，读者可自行分析。这分析也适用于桥式整流。”

利用滤波电容的存储作用，由多个电容和二极管可以获得几倍于变压器副边电压的输出电压，称为倍压整流电路。图6示出的是一种二倍压整流电路，U_AC为变压器副边电压的有效值。其工作的原理简述如下：当U_AC正半周期时，A点为“+”，B点为“-”，使得二极管D₁导通，D₂截止；C₁充电，电流如图中实线所示；C₁上的电压极性右为“+”，左为“-”，最大值可达当U_AC负半周期时，A点为“-”，B点为“+”，C₁上的电压与变压器副边电压相加，使得二极管D₂导通，D₁截止；C₂充电，电流如图中虚线所示；C₂上电压的极性下为“+”，上为“-”，最大值可达可见，是C₁对电荷的存储作用，使得输出电压(即电容C₂上的电压)为变压器副边峰值电压的2倍，利用同样原理可以实现所需倍数的输出电压。

随着经济全球化的到来，为了兼容各国的电网电压及三相电压，在很多行业，如电力行业，需要一种输入电压宽达85VAC至460VAC的开关电源，一般输入功率都小于75W。若使用常见的BOOST PFC电路需要使用两个耐压400V的电解电容串联作为PFC电路的输出滤 波电容，加上PFC其它电路部分，成本很高，而且由于采用了两级方案，器件总数增加，其使用可靠性下降。因此业界一般选用常规的单极桥式整流电路。

但是，对于85VAC至460VAC的宽压输入开关电源等产品，其滤波电容的选择是一个令设计人员困惑的问题，上述的电压整流后的直流电压范围为：120V至650V，对于650V的直流电压，需要选用两个耐压400V的电容串联才能获得，如图2至图4系列中的电容C_L，需要串联才能获得，图7示出了电路，由电解电容C₁和C₂串联组成，实际使用时会分别在电解电容C₁和C₂并联上均压电阻。图8示出了输入电压为85VAC至460VAC的宽压输入开关电源的框图，U_AC为输入电压，为85VAC至460VAC的宽压输入，100为整流电路，半波整流和桥式整流电路都可以，电容C_L为滤波电容，101为功率级的DC/DC变换器，其输出为直流输出。

在输入U_AC为85VAC，输出满载的情况下，U_L的直流脉动幅值会很大，若想提供较为平滑的直流电压为后级DC/DC变换器供电，则需要较大的容量的滤波电容，而这个电容一旦确立，其在输入U_AC上升为高压情况下，就显得容量过大，造成不必要的浪费。下文示出了滤波电容容值的具体计算过程。

设开关电源的直流输出端输出功率为Po，图8中主功率级101的变换效率为η，那么高压端U_L的等效消耗功率为Pg，那么有： 

$\mathrm{Pg}=\frac{\mathrm{Po}}{\mathrm{\η}}$ …………………………………………………式(2)

开关电源的交流电压为U_AC，主功率级101的输入电压为Ug，那么，这时开关电源功率级101的等效的直流电阻R_D为：

$R_D=\frac{{\left(\mathrm{Ug}\right)}^2}{\frac{\mathrm{Po}}{\mathrm{\η}}}=\frac{{\left(\sqrt{2}{U}_{\mathrm{AC}}\right)}^2}{\frac{\mathrm{Po}}{\mathrm{\η}}}=\frac{2\mathrm{\η}{U_{\mathrm{AC}}}^2}{\mathrm{Po}}$ …………………………………式(3)

一般认为，该电阻R_D和高压滤波电容C_L的乘积，即时间常数τ，要大于整流后脉动直流电周期的3倍及以上，对于50Hz的交流电，整流后脉动直流电的频率为100Hz，其周期为10mS，那么时间常数τ要大于30mS，当然，越大，交流电整流后脉动直流电的纹波越小。

注：时间常数τ，要大于整流后脉动直流电周期的3倍及以上，这部分内容请参考童诗白主编的《模拟电子技术基础》第四版第522页至526页，该书ISBN号978-7-04-018922-3。“3倍”的要求是按照第525页式(10.3.4)的脉动系数S为0.2推导出来的，此时图8中U_L纹波电压已接近开关电源所能承受的下限，若要求纹波电压小，那么电容C_L要求容量更 大。

把式(3)代入时间常数公式，即滤波电容C_L的最小值为： 

$C=\frac{\mathrm{\τ}}{R_D}=\frac{\mathrm{\τ}}{\frac{2\mathrm{\η}{U_{\mathrm{AC}}}^2}{\mathrm{Po}}}=\frac{\mathrm{\τPo}}{2\mathrm{\η}{U_{\mathrm{AC}}}^2}$ ……………………………………式(4)

若用高压端的消耗功率Pg计算，即式(2)代入式(4)，上式(4)可以简化为： 

$C=\frac{\mathrm{\τ}}{2}\×\frac{\mathrm{Pg}}{{U_{\mathrm{AC}}}^2}$ …………………………………………………………式(5)

那么，对于输入电压为85VAC至460VAC的宽压输入的开关电源，如图8所示，若做成输出40W、12V的产品，若主功率级101的效率为85％，上述的时间常数τ取30mS，使用式(5)计算出在不同的输入电压U_AC下，实际所需的滤波电容C_L如下表一所示：

表一

从上表一可以看出，该40W电源为了确保在85VAC下正常工作，滤波电容需要取值100uF，由于要承受在高压下的高压650V，一般选100uF/400V电容4只，两只串联，再并联，如图9所示，实际使用时会分别在电解电容C₁和C₂和C₃和C₄并联上均压电阻，最后得到100uF的电容，成本较高，若采用工业界认可的并广为使用的日本NCC生产的100uF/400V低ESR的电解电容，约为4.4元一只，加上整流桥，总成本不低于18.8元。而且，4只高压电解电容的体积在设计时不容忽视，其占用的空间较大。

因此，对于输入功率小于75W的各式电器设备，其内部的整流、滤波电路若仍采用普通的整流滤波电路的拓扑，那么，在宽输入电压范围下，在低压输入时，滤波电容的耐压值利用不足，而在高压输入时，又存在容量裕量过大的问题，并且成本高，占用空间大。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是解决在宽输入电压范围下，现有整流滤波电路存在滤波电容利用不足，成本高，占用空间大的问题，提供一种整流滤波方法，能够为宽输入电压范围的不同电压区间提供不同的整流方式，以降低对滤波电容的要求，提高滤波电容容值和耐压值的利用率，并且实现成本相对降低、占用空间较小。

相对于此，本发明的另一个目的是，提供一种整流滤波电路，能够为宽输入电压范围的不同电压区间提供不同的整流方式，以降低对滤波电容的要求，提高滤波电容容值和耐压值的利用率，并且实现成本相对降低、占用空间较小。

本发明的目的是通过以下技术措施实现的：

一种整流滤波方法，包括如下步骤，交流输入经第一开关切换桥式整流器与两个串联电容所形成的连通回路，当交流输入的电压Uac小于预设值时，第一开关闭合，桥式整流器与两个串联电容形成2倍压整流滤波回路；当交流输入的电压Uac大于预设值时，第一开关断开，桥式整流器与两个串联电容形成桥式整流滤波回路。

优选的，所述第一开关的闭合/断开由电压检测控制电路控制，所述电压检测控制电路的工作方式，是检测交流电Uac的电压峰值，或是检测交流电Uac的电压有效值。

优选的，所述电压检测控制电路的供电方式，是通过与整流滤波电路连接的后级开关电源的辅助电源获得供电，或是通过对交流电Uac整流滤波后的直流电压获得供电。

一种整流滤波电路，用于实现上述的整流滤波方法，包括交流输入端、桥式整流器、第一电容和第二电容，所述桥式整流器具有正输出端和负输出端，其特征在于：还包括第一开关，所述第一电容与第二电容串联连接，所述第一开关的一端连接于交流输入端的一端，第一开关的另一端连接于第一电容与第二电容的连接点，所述第一电容的另一端与桥式整流器的正输出端连接，所述第二电容的另一端与桥式整流器的负输出端连接；其中，交流输入经第一开关切换桥式整流器与两个串联电容所形成的连通回路，当交流输入的电压Uac小于预设值时，第一开关闭合，桥式整流器与串联的第一电容、第二电容形成2倍压整流滤波回路；当交流输入的电压Uac大于预设值时，第一开关断开，桥式整流器与串联的第一电容、第二电容形成桥式整流滤波回路。

优选的，所述整流滤波电路还包括控制第一开关的闭合/断开的电压检测控制电路，所述第一开关为常开型继电器，所述电压检测控制电路具有输入正端、输入负端、供电端和第一输出端，其中，电压检测控制电路的输入正端与第一开关的一端相连，输入负端与桥式整流器的负输出端连接，第一输出端与第一开关继电器绕组的一端连接，供电端与第一开关继电器绕组的另一端连接。

优选的，所述电压检测控制电路，包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C3、二极管D5、稳压二极管D6、NPN型三极管T1、NPN型三极管T2，其中，二极管D5的阳极引出作为电压检测控制电路的输入正端，二极管D5的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C3的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接NPN型三极管T2的基极；NPN型三极管T2的发射极连接电阻R2的另一端，同时连接电容C3的另一端，连接点形成电压检测控制电路的输入负端；NPN型三极管T2的集电极连接电阻R3的一端，其连接点同时连接稳压二极管D6的阴极，电阻R3的另一端引出作为供电端；稳压二极管D6的阳极连接NPN三极管T1的基极，NPN型三极管T1的发射极连接NPN型三极管T2的发射极，NPN型三极管T1的集电极引出作为第一输出端。

优选的，所述电压检测控制电路，包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C3、二极管D5、稳压二极管D6、稳压器IC1、NPN型三极管T1，其中，二极管D5的阳极引出作为电压检测控制电路的输入正端，二极管D5的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C3的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接稳压器IC1的参考端R，稳压器IC1的阳极A连接电阻R2的另一端，同时连接电容C3的另一端，连接点形成电压检测控制电路的输入负端；稳压器IC1的阴极K连接电阻R3的一端，其连接点同时连接稳压二极管D6的阴极，电阻R3的另一端引出作为供电端；稳压二极管D6的阳极连接NPN三极管T1的基极，NPN型三极管T1的发射极连接NPN型三极管T2的发射极，NPN型三极管T1的集电极作为第一输出端。

优选的，所述电压检测控制电路，包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4，电容C3、二极管D5、稳压二极管D6、稳压二极管D7，NPN型三极管T1、NPN型三极管T2，其中，二极管D5的阳极引出作为输入正端；二极管D5的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C3的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接NPN型三极管T2的基极，NPN型三极管T2的发射极连接稳压二极管D7的阴极，电阻R2的另一端分别与电容C3的另一端及稳压二极管D7的阳极相连，同时，电阻R2的另一端引出形成输入负端；NPN型三极管T2的发射极还与电阻R4的一端连接，NPN型三极管T2的集电极连接电阻R3的一端，其 连接点同时连接稳压二极管D6的阴极，电阻R3的另一端与电阻R4的另一端连接，同时电阻R3的另一端引出形成供电端；稳压二极管D6的阳极连接NPN三极管T1的基极，NPN型三极管T1的发射极连接稳压二极管D7的阳极，NPN型三极管T1的集电极引出作为第一输出端。

优选的，所述整流滤波电路的常开型继电器还可由常闭型继电器替代，NPN型三极管还可由PNP型三极管替代，其具体技术方案是，所述整流滤波电路还包括控制第一开关的闭合/断开的电压检测控制电路，所述第一开关为常闭型继电器，所述电压检测控制电路具有输入正端、输入负端、供电端和第一输出端，电压检测控制电路的输入正端与第一开关的一端连接，输入负端分别与桥式整流器的负输出端及第一开关继电器绕组的一端连接，第一输出端与第一开关继电器绕组的另一端连接；所述电压检测控制电路，包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容C3、二极管D5、稳压器IC1、PNP型三极管T4，其中，二极管D5的阳极引出作为输入正端；二极管D5的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C3的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接稳压器IC1的参考端R，稳压器IC1的阳极分别连接电阻R2的另一端及电容C3的另一端，同时稳压器IC1的阳极引出形成输入负端；稳压器IC1的阴极分别连接电阻R3的一端及电阻R4的一端，电阻R3的另一端连接PNP型三极管T4的发射极，同时电阻R3的另一端引出形成供电端；电阻R4的另一端与PNP型三极管T4的基极连接，PNP型三极管T4的集电极引出作为第一输出端。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

第一，能够为宽输入电压范围的不同电压区间提供不同的整流方式，以降低对滤波电容的要求，提高滤波电容容值和耐压值的利用率，从而使小容量的滤波电容也能满足设计要求；

第二，由于滤波电容容量的减小，极大的减小了整机的开机冲击电流，提升了可靠性；

第三，体积减小，节约了电路板的面积，使得整机的重量降低，进一步降低了成本。

附图说明

图1为随时间按正弦规律变化的交流电压波形图；

图2为现有半波整流滤波电路的电路图；

图3为现有全波整流滤波电路的电路图；

图4-1为现有桥式整流滤波电路的电路图；

图4-2为现有桥式整流滤波电路的电路图，其中整流桥采用简易画法；

图4-3为现有桥式整流滤波电路的另一种画法的电路图；

图5-1为现有桥式整流电路，不接滤波电容输出的脉动直流电波形图；

图5-2为现有桥式(或全波)整流电路接上滤波电容时的输出电压波形图；

图6为现有2倍压整流滤波电路的电路原理图；

图7为现有两电容串联使用以实现原电容设计性能的实际接线电路图；

图8为输入电压为85VAC至460VAC的宽压输入开关电源的电路原理框图；

图9为图8开关电源中滤波电容C_L实际使用的接线电路图；

图10为本发明第一实施例的整流滤波电路的电路原理图；

图11为本发明第一实施例的整流滤波电路在开关S1闭合时的实际等效电路原理图；

图12为本发明第二实施例的整流滤波电路的原理框图；

图13为本发明第二实施例的整流滤波电路的电路原理图；

图14为本发明第三实施例的整流滤波电路的电路原理图；

图15为本发明第四实施例的整流滤波电路的电路原理图；

图16为本发明第五实施例的整流滤波电路的电路原理图。

具体实施方式

为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的五种具体实施方式进行详细说明之前，先对背景技术部分所提到的现有技术结合附图加以说明。

在现有技术方案中，开关电源框图图8中的等效电容C_L采用图9的连接方式，如图9所示，一种电容滤波电路，包括电容C1、C2、C3、C4，四个电容为先串联再并联的结构形式，即电容C1、C2串联连接形成一串联支路，电容C3、C4串联连接形成另一串联支路，两串联支路再并联连接，以满足宽压输入的要求。

遵循上述初始技术方案的连接关系，对于这种整流滤波电路，在解决电容的裕量选择问题时，是采用多个电容通过串、并联的组合形式来增大电容的实用裕量。因此，在宽输入电压范围下，在低压输入时，滤波电容的耐压值利用不足，而在高压输入时，又存在容量裕量过大的问题，并且成本高，占用空间大。虽然现有技术对此问题提供了多种电容的串、并联组合结构，但在实际使用中，均未能解决电容的选择问题。或者说，对于滤波电路的电容取值问题，一味通过电容串、并联的叠加结构来平衡电容的取值裕量，会导致电容的取值裕量不断增大。若不增加电容的取值裕量，则电路的工作可靠性和实际使用寿命就很难得到保障。也就是说，不突破现有宽输入电压电路的滤波方法，就难以平衡电容的取值裕量与宽输入电压范围电路对使用寿命、可靠性越来越高的设计要求的矛盾。

本发明的具体实施方式，就是针对现有技术中的滤波电路所作出的改进。本发明的基本改进思路是，减小现有技术方案的输出电压在全输入电压范围内的变化范围，从而充分利用滤波电容的耐压和容值两方面的裕量。并从电路结构方面，打破传统的整流桥与电容滤波电路的连接模式，使整流桥与电容的连接结构随输入电压的不同区间进行变形。

据此思路，本发明首先创新整流滤波方法，一种整流滤波方法，包括如下步骤，

交流输入经第一开关切换桥式整流器与两个串联电容所形成的连通回路，

当交流输入的电压Uac小于预设值时，第一开关闭合，桥式整流器与两个串联电容形成2倍压整流滤波回路；

当交流输入的电压Uac大于预设值时，第一开关断开，桥式整流器与两个串联电容形成桥式整流滤波回路。预设值可通过对宽输入电压的合理划分来确定。宽输入电压范围即由该预设值划分为高输入电压区间和低输入电压区间。

再基于此种创新的整流滤波方法，改进实现该方法的相关元件的电路连接结构，一种整流滤波电路，用于实现上述的整流滤波方法，包括交流输入端、具有正输出端和负输出端的桥式整流器、第一电容和第二电容，还包括第一开关，第一电容与第二电容串联连接，第一开关的一端连接于交流输入端的一端，第一开关的另一端连接于第一电容与第二电容的连接点，第一电容的另一端与桥式整流器的正输出端连接，第二电容的另一端与桥式整流器的负输出端连接；

其中，交流输入经第一开关切换桥式整流器与两个串联电容所形成的连通回路，

当交流输入的电压Uac小于预设值时，第一开关闭合，桥式整流器与串联的第一电容、第二电容形成2倍压整流滤波回路；

当交流输入的电压Uac大于预设值时，第一开关断开，桥式整流器与串联的第一电容、第二电容形成桥式整流滤波回路。

本发明通过重新对整流桥与电容的连接结构进行功能拆解和再设计，将现有的整流桥与电容进行巧妙地连接，以借助第一开关使整流桥与电容的连接关系随输入电压的变化区间而发生相应的连接变形，从而变换不同整流滤波方式，使电容的实际裕量适应不同电压区间的需求。下面分别对实现此设计思路的五种具体实施方式作出详细说明。

第一实施例 

图10示出了本发明第一实施例的整流滤波电路的电路原理图，一种整流滤波电路，包括一个集成的或者由分立二极管(图中为D1、D2、D3、D4)连接组成公知的桥式整流器100，桥式整流器的正输出端是整流滤波电路的输出正端子，桥式整流器的负输出端是整流滤波 电路的输出负端子；整流滤波电路包括第一开关S1和相互串联的电容C1、电容C2，电容C1的两端分别连接桥式整流器的输出正端和电容C2的正极，电容C2的两端分别连接电容C1的负极和桥式整流器的输出负端；开关S1的一端连接于交流输入的任意一端，另一端连接于电容C1、C2的连接点。当输入的交流电压小于预设值时，让开关S1闭合，整流滤波电路切换到2倍压整流；当输入的交流电压大于预设值时，让开关S1断开，整流滤波电路切换到桥式整流。第一开关S1在本实施例中，为手动开关，可以由用户或厂家根据实际的输入电压范围来设定。

本发明的整流滤波电路的工作原理及使用方法说明是：

当第一开关S1断开时，这是一个很典型的桥式整流电路，第一电容C1和第二电容C2相互串联，总的滤波电容容值为串联之后的值，允许的最大输出电压为第一电容C1和第二电容C2的耐压值之和，适合于输入电压较高时的整流滤波场合。通常，要求第一电容和第二电容为相同规格、品牌、批次的电容。可见，在桥式整流时，电容C1、C2是串联工作，仅起到一个分立电容的作用，此时耐压值被提高，可以适应于高输入电压区间的设计需求。

当第一开关闭合时，本发明的整流滤波电路的等效电路图如图11所示，整流器中只有D2、D3参与电路工作，设U_AC为输入交流输入电压的有效值。其工作原理简述如下：当U_AC正半周期时，二极管D₃导通，D₂截止，C₂充电，电流如图中实线所示，C₂上的电压极性上为“+”，下为“-”，最大值可达当U_AC负半周期时，二极管D₃截止，C₂上的电压继续保持，D₂导通；C₁充电，电流如图中虚线所示；C₁上电压的极性同样是上为“+”，下为“-”，最大值可达由于电容C1和C2是串联使用，因此，整个整流滤波电路的输出电压为可见，是第一开关S1的闭合，使得电路由全波整流切换到了2倍压整流。在2倍压整流时，电容C1、C2并联充电，串联放电，输出电压较桥式整流倍增，使得滤波电容的容值要求减小，适应于低输入电压区间的设计需求。

以输入电压范围85-460VAC为例，当输入电压在85-176VAC时，设置第一开关闭合，做二倍压整流滤波，理想情况下，得到的输出电压范围为240V-498VDC；当输入电压高于176VAC时，设置第一开关断开，做全波整流，得到的输出电压范围为249-650VDC，这近似于将后级变换器的输入电压范围缩减了一半，从而可以大大减小滤波电容的容量，具体的计算过程如下。

当输入电压范围为85-176VAC时，闭合开关S1，作2倍压整流。此时，依据背景技术中的计算方法可得，

$C=\frac{\mathrm{\τ}}{R_D}=\frac{\mathrm{\τ}}{\frac{8\mathrm{\η}{U_{\mathrm{AC}}}^2}{\mathrm{Po}}}=\frac{\mathrm{\τPo}}{8\mathrm{\η}{U_{\mathrm{AC}}}^2}$ …………………………………………式(6)

对比式(4)可知，因为整流后的电压变为原来的2倍，所以，滤波电容的容值可以减小到原来的1/4，改善效果非常显著。

而上述改进技术方案，工作在宽输入电压范围时，可以自动检测输入电压的值，与预设值比较，控制第一开关的断开与闭合。其基本原理和上述相似，这里不再赘述。

由于高压小容量电解电容价格比高压大容量电解电容低，且体积比较小。因此，在宽输入电压范围的小功率AC-DC开关电源中，此举可以大大减小整流滤波电路的体积和成本。这在实施例中会给出数据对比。

下面，以一组实际数据说明本发明带来的有益效果。图10所示电路中，整流二极管D1、D2、D3、D4使用的是桥堆KBL4010，规格为4A/1000V，相互串联的C1、C2为56uF/400V的电解电容，其等效电容为28uF/800V，品牌同为日本NCC的同系列电容，开关S1为ROCKERSWITCH，型号为3010。

电路连接好后，按设计要求来设置开关S1的通断，仍然设置为当输入电压为85～176VAC时闭合开关S1，高于这个范围时断开开关S1。在不同的电压下，本发明电路提供的滤波容量为表二所示：

表二

从上表可以看到，本发明在极宽的电压范围内，实际使用的滤波电容容值都比计算出来的C_L容量最小值要大，完全可以满足使用需求。

显而易见，两只56uF/400V电解电容的体积比背景技术中的四只100uF/400V的体积要小得多，增加的元件S1也比一颗电解电容的体积小，所以，本发明总体所占空间很小。此外，由于滤波电容容值的减小，可以极大减小开机冲击电流，提升了***的可靠性。

第二实施例 

上述的第一实施例有一个不足的地方是，电路不能根据输入电压的变化来自动选择适合整流方式，这在一定程度上限制了其使用范围。第二实施例就是为改进这个不足而实现的，可以根据输入电压的变化来选择合适的整流方式。

图12为本发明第二实施例的整流滤波电路的原理框图，也是第三、四、五实施例的原理图框图；作为上述技术方案的进一步改进，本实施例与第一实施例的不同之处在于，整流滤波电路还包括一个电压检测控制电路102，当检测到输入的交流电压低于预设值时，控制第一开关S1闭合；当检测到输入电压高于预设值时，控制第一开关S1断开。优选地，此方案中的第一开关S1可以为继电器。下面简称该方案为本发明的改进技术方案。

其中，改进技术方案中电压检测控制电路的工作方式有两种，第一种方式为电压检测控制电路102检测交流输入电压的电压峰值，第二种方式为电压检测控制电路102检测交流输入电压的电压有效值。

上述改进技术方案中电压检测控制电路的供电方式有两种，一种方式为电压检测控制电路102通过与整流滤波电路连接的后级开关电源的辅助电源获得供电，另一种方式为电压检测控制电路102通过对输入交流电整流滤波后的直流电压获得供电。

图13示出了本发明第二实施例的整流滤波电路的电路原理图，一种整流滤波电路，包括交流输入端104和105、桥式整流器100、一第一开关103(为常开继电器)、一第一电容C1、一第二电容C2和电压检测控制电路102，桥式整流器100具有输出正端106和输出负端107；电容C1和C2为同规格电容，相互串联；电压检测控制电路102包括输入正端109、输入负端110、供电端108和第一输出端111。其中，交流输入端104连接电压检测控制电路102的输入正端109，交流输入端104同时还连接第一开关103常开触点的一端，第一开关103常开触点的另一端连接电容C1的负极以及电容C2的正极；输出负端107连接电压检测控制电路102的电压检测输入负端110，负端子107同时还连接第二电容C2负极，输出正端子106连接第一电容的正输入端；第一开关103(为常开继电器)绕组的一端连接电压检测控制电路102的第一输出端111，继电器绕组的另一端连接供电端108。

电压检测控制电路102在本实施例中，为第一种工作方式，为检测交流输入电压的电压峰值。电压检测控制电路102包括：电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C3、二极管D5、 稳压二极管D6、NPN型三极管T1、T2。电压检测控制电路102的连接关系为：二极管D5的阳极作为电压检测输入正109；二极管D5的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C3的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接NPN型三极管T2的基极，NPN型三极管T2的发射极连接电阻R2的另一端，同时连接电容C3的另一端，连接点形成电压检测输入负110；NPN型三极管T2的集电极连接电阻R3的一端，其连接点同时连接稳压二极管D6的阴极，电阻R3的另一端连接供电端108；稳压二极管D6的阳极连接NPN三极管T1的基极，三极管T1的发射极连接电压检测输入负110，三极管T1的集电极作为第一输出端111。

桥式整流部分100为公知电路，这里不再赘述。

其工作原理为，二极管D5和电容C3组成半波整流电路，电容C3的端电压值等于交流输入端子104和105之间交流电压经半波整流后形成的脉动直流电的峰值，这是由于电阻R1取值很大，消耗电流极小的缘故。当交流电压小于预设值时，电容C3的端电压经电阻R1和电阻R2分压后，不足以引起NPN型三极管T2导通，其集电极为高电平，足以击穿稳压二极管D6，此时，供电端108的电压经电阻R3、稳压二极管D6、NPN管T1的基极-发射极，形成通路，三级管T1导通，继电器RLY吸合，整流滤波电路切换到2倍压整流，输出电压为

当交流电压超过预设值时，电容C3的端电压经电阻R1和电阻R2分压后，足以引起NPN型三极管T2导通，其集电极到负端子110之间电压为低电平，其电压一般小于0.7V，不足以击穿稳压二极管D6。因此，三极管T1不导通，继电器RLY不吸合，整流滤波电路切换到桥式整流，输出电压为

预设值的选取一般需要综合考虑输入电压范围中点，及实际电网电压及其波动，以最大限度地利用本发明所带来的优点。

下面，以一组实际数据说明本发明第二实施例所带来的有益效果，图13所示电路中，整流二极管D1、D2、D3、D4使用的是桥堆KBL4010，规格为4A/1000V；相互串联的C1、C2为56uF/400V的电解电容，品牌同为日本NCC的同系列电容；开关103为12V 16.7mA常开型继电器；电阻R1为四只1MΩ电阻串联所得，总阻值为4MΩ、电阻R2为9.31KΩ、电阻R3为15KΩ；电容C3为1uF/400V的电解电容串联所得，总容值为0.5uF；二极管D5为1N4007；NPN型三极管T1、T2为491，稳压二极管D6为5.1V稳压管，供电端108的电压为12VDC。

电路焊好后，实测预设值为170VAC左右，调节电阻R1或R2都可以调节预设值的值。实测在不同的电压下，本发明电路提供的滤波容量为表四所示：

表四

从上表可以看到，本发明在极宽的电压范围内，实际使用的滤波电容容值都比计算出来的C_L容量最小值要大，完全可以满足使用需求。

显而易见，本实施例同样达到了第一实施例的体积小、成本低、冲击电流小的效果，且电路可以根据输入电压自动进行切换，极大的扩大了本发明的适用范围。

第三实施例 

图14示出了本发明第三实施例的整流滤波电路的电路原理图。本实施例是在第二实施例的基础上所做出的改进，与第二实施例的不同之处仅在于电压检测控制电路102的结构。电压检测控制电路102在本实施例中，仍为第一种工作方式，为检测交流输入电压的电压峰值。电压检测控制电路102包括：电阻R1、R2、R3、R4，电容C3、二极管D5、稳压二极管D6、D7，NPN型三极管T1、T2。电压检测控制电路102的连接关系为：二极管D5的阳极作为电压检测输入正109，二极管D5的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C3的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接NPN型三极管T2的基极；电阻R2的另一端与C3的另一端相连，形成电压检测输入负110。NPN型三极管T2的发射极连接稳压二极管D7的阴极，其连接点通过电阻R4与供电端108连在一起；稳压二极管D7的阳极连接于电压检测输入负110；NPN型三极管T2的集电极连接电阻R3的一端，其连接点同时连接稳压二极管D6的阴极，R3的另一端连接供电端108；稳压二极管D6的阳极连接NPN三极管T1的基极，三极管T1的发射极连接电压检测输入负110，三极管T1的集电极作为第一输出端111。

桥式整流部分100为公知电路，这里不再赘述。

先说明一下新增电路部分的工作原理和带来的有益效果，对比第二实施例，本实施例新增加了电阻R4和稳压二极管D7，由于电路工作在极宽的输入电压下，为了降低电阻R4带来的功耗，流过R4的电流一般会控制在200uA以下，尽管如此，稳压二极管D7仍获得一定的稳压值，会比标称值小好多，正因为稳压二极管D7的存在，使得NPN型三极管T2基极和电阻连接点的电压被抬高，即电压检测控制电路102的虚拟“参考电压”成为NPN型三极管T2基极到发射极压降加上稳压二极管D7的实际稳压值。由于参考电压被大幅提升，NPN型三极管T2基极到发射极压降因为温度而产生的变化与参考电压相比，所占的比例较小，提高了电路的温度稳定性。

相应地，作为对电路的润饰，电阻R4可以用小电流的恒流源取代，稳压二极管D7的稳压值也可以由二极管的正向串联所得。

同时，相较于第二实施例，继电器RLY还可以单独连接于另一个供电点112。供电点108比112提供的电流可以小一个数量级，电压也可以有差异，但它们是共地连接的。供电点分开连接可以方便器件参数及供电连接点的选取。

电路的工作原理如下：当输入电压小于预设值时，电容C3的端电压经电阻R1和电阻R2分压后，不足以引起NPN型三极管T2导通，其集电极为高电平，供电端108的电压经电阻R3、稳压二极管D6、NPN管T1的基极-发射极，形成通路，三级管T1导通，继电器RLY吸合，整流滤波电路切换到2倍压整流，输出电压为

当交流电压超过预设值时，电容C3的端电压经电阻R1和电阻R2分压后，足以引起NPN型三极管T2导通，其集电极到负端子110之间电压为集电极-发射极的导通电压与D7的稳压值之和，不足以击穿稳压二极管D6。因此，三极管T1不导通，继电器RLY不吸合，整流滤波电路切换到桥式整流，输出电压为

通过简单的电路调试，本实施例即可实现与第二实施例相同的目的。本实施例电路提供的滤波容量和上表四完全相同：

本实施例相较于第二实施例，增加了一些元件，但相差不大。

故第三实施例仍可实现发明目的。

第四实施例 

图15示出了本发明第四实施例的整流滤波电路的电路原理图。本实施例是在第二实施例的基础上所做出的改进，与第二实施例不同的是，电压检测控制电路102的结构。第二实施例中的NPN型三极管T2被稳压器IC1取代，稳压器IC1为TL431这种可调节精密并联 稳压器，也是一种集成电路，它有三个引脚：阳极A、阴极K、参考端R。分别取代NPN型三极管T1的发射极、集电极、基极。

其它连接关系完全同第二实施例，这里不再详说。调节电阻R1和R2的比值，使得输入电压在预设值时，稳压器IC1的参考端R的电压为标称的参考电压，一般为2.50V左右，注意：也有1.25V左右的型号的TL431。

当输入电压U_AC小于预设值时，稳压器IC1的参考端R的电压小于标称的参考电压2.50V，这时稳压器IC1的阴极K只消耗0.4mA以下的电流，电阻R3可以这样选取：

$R3\≤\frac{V_{\mathrm{CC}}-V_{D6}-0.7V}{0.4\mathrm{mA}}$ ………………………………………………式(7)

其中，V_CC为供电点108的电压值，U_D6为稳压二极管D6的稳压值，0.7V为三极管T1的基极到发射极的导通电压。0.4mA为TL431的最小工作电流，不同厂家的TL431最小工作电流略有不同，可以调整0.4mA这个值重新代入式(7)。

这时由于稳压器IC1消耗0.4mA以下的电流，在电阻R3上产生的压降比较小，稳压二极管D6阴极的电压足以击穿稳压二极管D6，若电阻R3再取小一点，流经稳压二极管D6的电流会增大，D6处于稳压的状态，那么这时三极管T1导通，继电器RLY吸合，整流滤波电路切换到2倍压整流，输出电压为

当输入电压U_AC在预设值以上时，稳压器IC1的参考端R的电压大于标称的参考电压2.50V，这时稳压器IC1的阴极K消耗很大的电流，这个电流直到阴极K下降至2.50V才稳定下来，这是TL431的固有特性。那么这时稳压二极管D6阴极电压低于其稳压值，D6截止，三极管T1不导通，继电器RLY不吸合，整流滤波电路切换到桥式整流，输出电压为

同样，若电阻R3用一只几毫安的恒流管、恒流电路取代，电路的工作能耗进一步降低。

下面，以一组实际数据说明本实施例带来的有益效果，图15所示电路中，整流二极管D1、D2、D3、D4使用的是桥堆KBL4010，规格为4A/1000V；相互串联的C1、C2为56uF/400V的电解电容，品牌同为日本NCC的同系列电容；开关103为12V 16.7mA常开型继电器；电阻R1为电阻串联所得，总阻值为4.664MΩ、电阻R2为47KΩ、电阻R3为12KΩ；电容C3为1uF/400V的电解电容串联所得，总容值为0.5uF；二极管D5为1N4007；稳压器IC1为TL431(2.5V)，NPN型三极管T1为491，稳压二极管D6为5.1V稳压管，供电端108的电压为12VDC。

电路焊好后，实测预设值为165VAC左右，调节电阻R1或R2都可以调节预设值的值。实测在不同的电压下，本发明电路提供的滤波容量和上表四完全相同。

相较于第二实施例，本实施例将NPN三极管T2换成了稳压器TL431，成本相差不大。

第五实施例

图16示出了本发明第五实施例的整流滤波电路的电路原理图，与第四实施例不同的是，第四实施例中的第一开关103由常开型继电器换成常闭型继电器，NPN三极管T1换成PNP三极管T4。不同之处所涉及的具体连接关系是，在电阻R3上并联上电阻R5和PNP型三极管T4，即PNP型三极管T4的发射极连接电阻R3的一端，三极管T4的基极通过电阻R5连接电阻R3的另一端，PNP型三极管T4的集电极引出作为第一输出端111，第一输出端111连接第一开关103继电器RLY的线圈绕组的一端，线圈绕组的另一端连接整输出负端子107。

当输入电压U_AC小于预设值时，稳压器IC1的参考端R的电压小于标称的参考电压2.50V，这时稳压器IC1的阴极K只消耗0.4mA以下的电流，电阻R3取得较小，确保PNP型三极管T4不导通，这时继电器RLY不吸合，其常闭触点处于连通状态，整流滤波电路切换到2倍压整流，输出电压为

当输入电压U_AC在第一预设值以上时，稳压器IC1的参考端R的电压大于标称的参考电压2.50V，这时稳压器IC1的阴极K消耗很大的电流，这个电流直到阴极K下降至2.50V才稳定下来。那么这时在电阻R3产生的压降很大，先选取合适的R5，确保PNP型三极管T4的输出电流足以驱动继电器RLY动作，继电器RLY吸合后，这时继电器RLY的常闭触点处于断开状态，整流滤波电路切换到桥式整流，输出电压为

从而实现了本发明的目。应当指出的是，因本实施例使用的是常闭型继电器，在高压输入开机时，若继电器来不及断开，电解电容C1、C2以及后端电路将因为2倍压整流而产生过压风险。在实际应用时，需注意规避。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在本发明电路的基本拓扑中加入不同的控制策略和电压检测策略，进一步得到各种相似的电路，适应其它的工作环境；在不脱离本发明的精神和范围内，还可以对实施例中的电路做出若干改进和润饰；这些相似的电路以及改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (9)

1.一种整流滤波方法，包括如下步骤，

交流输入经第一开关切换桥式整流器与两个串联电容所形成的连通回路，

当交流输入的电压Uac小于预设值时，第一开关闭合，桥式整流器与两个串联电容形成2倍压整流滤波回路；

当交流输入的电压Uac大于预设值时，第一开关断开，桥式整流器与两个串联电容形成桥式整流滤波回路。

2.按照权利要求1所述的整流滤波方法，其特征在于：

第一开关的闭合/断开由电压检测控制电路控制，所述电压检测控制电路的工作方式，是检测交流电Uac的电压峰值，或是检测交流电Uac的电压有效值。

3.按照权利要求2所述的整流滤波方法，其特征在于：

所述电压检测控制电路的供电方式，是通过与整流滤波电路连接的后级开关电源的辅助电源获得供电，或是通过对交流电Uac整流滤波后的直流电压获得供电。

4.一种整流滤波电路，用于实现权利要求1所述的整流滤波方法，包括交流输入端、桥式整流器、第一电容和第二电容，所述桥式整流器具有正输出端和负输出端，其特征在于：还包括第一开关，所述第一电容与第二电容串联连接，所述第一开关的一端连接于交流输入端的一端，第一开关的另一端连接于第一电容与第二电容的连接点，所述第一电容的另一端与桥式整流器的正输出端连接，所述第二电容的另一端与桥式整流器的负输出端连接；

其中，交流输入经第一开关切换桥式整流器与两个串联电容所形成的连通回路，

当交流输入的电压Uac小于预设值时，第一开关闭合，桥式整流器与串联的第一电容、第二电容形成2倍压整流滤波回路；

当交流输入的电压Uac大于预设值时，第一开关断开，桥式整流器与串联的第一电容、第二电容形成桥式整流滤波回路。

5.按照权利要求4所述的整流滤波电路，其特征在于：还包括控制第一开关的闭合/断开的电压检测控制电路，所述第一开关为常开型继电器，所述电压检测控制电路具有输入正端、输入负端、供电端和第一输出端，其中，电压检测控制电路的输入正端与第一开关的一端相连，输入负端与桥式整流器的负输出端连接，第一输出端与第一开关继电器绕组的一端连接，供电端与第一开关继电器绕组的另一端连接。

6.按照权利要求5所述的整流滤波电路，其特征在于：所述电压检测控制电路，包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C3、二极管D5、稳压二极管D6、NPN型三极管T1、NPN型三极管T2，其中，二极管D5的阳极引出作为电压检测控制电路的输入正端，二极管D5的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C3的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接NPN型三极管T2的基极；NPN型三极管T2的发射极连接电阻R2的另一端，同时连接电容C3的另一端，连接点形成电压检测控制电路的输入负端；NPN型三极管T2的集电极连接电阻R3的一端，其连接点同时连接稳压二极管D6的阴极，电阻R3的另一端引出作为供电端；稳压二极管D6的阳极连接NPN三极管T1的基极，NPN型三极管T1的发射极连接NPN型三极管T2的发射极，NPN型三极管T1的集电极引出作为第一输出端。

7.按照权利要求5所述的整流滤波电路，其特征在于：所述电压检测控制电路，包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电容C3、二极管D5、稳压二极管D6、稳压器IC1、NPN型三极管T1，其中，二极管D5的阳极引出作为电压检测控制电路的输入正端，二极管D5的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C3的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接稳压器IC1的参考端R，稳压器IC1的阳极A连接电阻R2的另一端，同时连接电容C3的另一端，连接点形成电压检测控制电路的输入负端；稳压器IC1的阴极K连接电阻R3的一端，其连接点同时连接稳压二极管D6的阴极，电阻R3的另一端引出作为供电端；稳压二极管D6的阳极连接NPN三极管T1的基极，NPN型三极管T1的发射极连接NPN型三极管T2的发射极，NPN型三极管T1的集电极作为第一输出端。

8.按照权利要求5所述的整流滤波电路，其特征在于：所述电压检测控制电路，包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4，电容C3、二极管D5、稳压二极管D6、稳压二极管D7，NPN型三极管T1、NPN型三极管T2，其中，二极管D5的阳极引出作为输入正端；二极管D5的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C3的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接NPN型三极管T2的基极，NPN型三极管T2的发射极连接稳压二极管D7的阴极，电阻R2的另一端分别与电容C3的另一端及稳压二极管D7的阳极相连，同时，电阻R2的另一端引出形成输入负端；NPN型三极管T2的发射极还与电阻R4的一端连接，NPN型三极管T2的集电极连接电阻R3的一端，其连接点同时连接稳压二极管D6的阴极，电阻R3的另一端与电阻R4的另一端连接，同时电阻R3的另一端引出形成供电端；稳压二极管D6的阳极连接NPN三极管T1的基极，NPN型三极管T1的发射极连接稳压二极管D7的阳极，NPN型三极管T1的集电极引出作为第一输出端。

9.按照权利要求4所述的整流滤波电路，其特征在于：还包括控制第一开关的闭合/断开的电压检测控制电路，所述第一开关为常闭型继电器，所述电压检测控制电路具有输入正端、输入负端、供电端和第一输出端，电压检测控制电路的输入正端与第一开关的一端连接，输入负端分别与桥式整流器的负输出端及第一开关继电器绕组的一端连接，第一输出端与第一开关继电器绕组的另一端连接；所述电压检测控制电路，包括电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容C3、二极管D5、稳压器IC1、PNP型三极管T4，其中，二极管D5的阳极引出作为输入正端；二极管D5的阴极连接电阻R1的一端，同时连接电容C3的一端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，其连接点同时连接稳压器IC1的参考端R，稳压器IC1的阳极分别连接电阻R2的另一端及电容C3的另一端，同时稳压器IC1的阳极引出形成输入负端；稳压器IC1的阴极分别连接电阻R3的一端及电阻R4的一端，电阻R3的另一端连接PNP型三极管T4的发射极，同时电阻R3的另一端引出形成供电端；电阻R4的另一端与PNP型三极管T4的基极连接，PNP型三极管T4的集电极引出作为第一输出端。