CN209497396U - 一种功率开关前置的ac-dc电路 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种功率开关前置的AC‑DC电路，包括：测流电路、测压电路、控制电路及功率电路；测流电路用于获得电感电流信号；测压电路用于获得电容电压信号；控制电路用于输入电感电流信号与电容电压信号，输入端分别与测流电路及测压电路相连，输出端与功率电路中功率开关的门极相连；功率电路输入单相交流电压，输出单路直流电压；功率电路包括：二极管整流桥、升压电感、电解电容、逆导型开关及反向快速恢复二极管；逆导型开关二极管位于整流桥前。本实用新型所用器件数量少，仅需单只驱动电源和工作电源，支持开关频率更高，电感取值更小，适合高频化发展方向；增加了反向恢复二极管，从而可以采用现有低成本的工频二极管整流桥。
Description
技术领域
本实用新型涉及电力电子变换技术领域，特别涉及一种功率开关前置的AC-DC电路。
背景技术
单相AC-DC变换器领域包含多种具体电路，其中包括单相有源功率因数校正器(APFC)，单相APFC包括功率开关后置的传统有桥APFC、功率开关前置的有桥APFC以及功率开关置于桥中的APFC。
功率开关置于桥前的APFC要求升压电感置于网侧，功率开关置于升压电感与单相二极管整流桥之间。根据所用功率开关的形式，分为以下四类：
(1)双向可控开关，需要采取隔离驱动、电流互感器(CT)检测电感电流，共计需要四只功率器件(功率开关+功率二极管)和两路独立工作电源(控制电源+驱动电源)；
(2)双向可控开关，需要采取隔离驱动、线性隔离放大器检测电感电流，共计需要四只功率器件(功率开关+功率二极管)和三路独立工作电源(控制电源+驱动电源)；
(3)单向开关，无需采取隔离驱动，需要采用电流互感器(CT)检测电感电流，共计需要四只功率器件(功率开关+功率二极管)和单路独立工作电源(控制电源+驱动电源)；
(4)单向开关，无需采取隔离驱动，需要线性隔离放大器检测电感电流，共计需要四只功率器件(功率开关+功率二极管)和两路独立工作电源(控制电源+驱动电源)。
现有APFC的模拟控制器尤其是单级APFC均适合采用分流电阻检测电感电流，这样整个单相APFC只需一路+15V驱动电源兼控制电源，既简单又经济。经过分析，以上四种方案均不适合采用现有的APFC模拟控制器。采用现有APFC控制器需要满足以下几点才能使用现有的APFC模拟控制器：(1)在适当位置使用分流电阻检测电感电流；(2)采用分压电阻检测电容电压；(3)无需检测电源电压。这样可以采用单周期控制模拟控制器设计APFC的控制电路。
另外一个问题是，单相AC-DC变换器，包括功率开关置于桥前的单相AC-DC电路，需要超高频化发展，为此需要减少网侧电感取值，以便降低成本和尺寸，并实现在板安装使。换言之，高频化发展需要更小的网侧感量。恰恰由于感量较小，在轻载、瞬时网流较低时，原有功率开关置于桥前的单相AC-DC电路中及时采用分流电阻压降，也不能复现电感电流瞬时值，因而控制电路出现偏差，造成控制失败。较低感值时，这种控制失败是必然的，与开关频率高低无关，此时只有电感电流基波在起作用，与高频纹波电流无关。
基于以上分析，采用单周期控制原理的模拟控制器需要解决的关键问题是：(1)确保分流电阻压降代替电感电流瞬时值问题；(2)确保所用普通功率二极管不会遭受反向恢复较慢而损坏问题。
实用新型内容
本实用新型针对上述现有技术中存在的问题，提出一种功率开关前置的AC-DC电路，能够支持较大功率等级输出，使得网侧感量更小，适合高频化的发展趋势；在原有的电路基础上，增加了反向恢复二极管，使得在功率开关导通时，快速反向截止，从而可以采用现有低成本的工频二极管整流桥。
为解决上述技术问题，本实用新型是通过如下技术方案实现的：
本实用新型公开了一种功率开关前置的AC-DC电路，包括：
测流电路、测压电路、控制电路及功率电路；其中，
所述测流电路用于获得电感电流信号；
所述测压电路用于获得电容电压信号；
所述控制电路用于输入电感电流信号、电容电压信号，并用于产生驱动PWM信号，其输入端分别与测流电路及测压电路相连，其PWM输出端与功率电路中功率开关的门极相连；
所述功率电路用于完成AC-DC功率变换，其输入端输入单相正弦交流电压和正弦交流电流，其输出端输出单路直流电压；
所述功率电路包括：二极管整流桥、升压电感、电解电容、逆导型开关以及反向快速恢复二极管；所述逆导型开关设置于所述功率电路的交流侧，且位于所述二极管整流桥前以及升压电感之后；所述反向快速恢复二极管设置于所述二极管整流桥之后以及所述电解电容之前；进一步地，
所述测流电路包括：第一分流电阻R1；
所述测压电路包括：第二分压电阻R2、第三分压电阻R3以及第四分压电阻R4；
所述控制电路包括：第一模拟控制器AC1；
所述功率电路包括：第一升压电感L1、第一功率开关T1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7以及储能电容C1；其中，
所述测流电路的第一分流电阻R1的一端与直流输出负极DCN(即地)相连，所述第一分流电阻R1的另一端与所述功率电路的第三二极管D3和第四二极管D4的共阳极端相连，并引出电感电流信号iL,s；
所述测压电路的第二分压电阻R2的一端与所述功率电路的第五二极管D5的阴极、第一电容C1的正极相连后与直流输出正极DCP相连，所述第二分压电阻R2的另一端与第三分压电阻R3的一端相连，第三分压电阻R3的另一端与第四分压电阻R4的一端相连，并引出电容电压信号uo,s，第四分压电阻R4的另一端与直流输出负极DCN相连；
所述控制电路的模拟控制器AC1输入电感电流信号iL,s，并输入电容电压信号uo,s，输出PWM驱动信号与功率电路中的第一功率开关T1的门极相连；
所述功率电路的第六二极管D6的阴极、第七二极管D7的阴极与第一功率开关T1的集电极相连，第一功率开关T1的发射极与直流输出负极DCN相连，第六二极管D6的阳极与第一升压电感的一端、第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极相连，第七二极管D7的阳极与单相电源零线ACN、第三二极管D3的阳极、第四二极管D4的阴极相连，第一升压电感的另一端与单相电源火线ACL相连，第一二极管D1的阴极、第三二极管D3的阴极相连后与第五二极管D5的阳极相连，第五二极管D5的阴极与测压电压中第二分压电阻的一端、第一储能电容C1的一端相连和直流输出正极DCP相连，第一储能电容C1的另一端与直流输出负极DCN相连。
较佳地，所述控制电路为单周控制电路。
较佳地，所述功率电路还用于获得网侧单位功率因数。
相较于现有技术，本实用新型具有以下优点：
(1)本实用新型的功率开关前置的AC-DC电路，将功率开关前置，位于整流桥之前，能够支持较大功率等级输出，使得网测感量更小，适合高频华的发展趋势；在原有的电路基础上，增加了反向恢复二极管，使得在功率开关导通时，快速反向截止，从而可以采用现有低成本的工频二极管整流桥；
(2)本实用新型的功率开关前置的AC-DC电路，无论出于单相正弦交流电源正半周和负半周，只要第一功率开关T1导通，第一升压电感L1的电流就完全流过第一分流电阻R1，由下流向上；当第一功率开关T1断开，第一升压电感L1的电流续流，电感电流仍然完全流过第一分流电阻R1，由下流向上，从而可以完全采用现有的模拟控制器；
(3)本实用新型的功率开关前置的AC-DC电路，通过反向快速恢复型FRD即第五二极管D5的使用，完全消除了第一功率开关S1导通时第一二极管D1和/或第二二极管D2反向恢复较慢而造成第一功率开关S1过流损坏问题、损耗问题和电磁干扰问题；
(4)本实用新型的功率开关前置的AC-DC电路，特别适合较低和极低升压电感感值的应用，支持更高的开关频率，满足单相AC-DC变换器的高频化发展趋势。在高开关频率下，单位时间内电感充电与放电次数成倍增加，为此可以支持更大的输出功率，电感电流纹波更加小，为此可以适当增加电感纹波或使得电感纹波保持同前，因此可以降低电感取值；反向快速恢复型FRD即第五二极管D5反向恢复越快，越有利于提升开关频率。
当然，实施本实用新型的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
下面结合附图对本实用新型的实施方式作进一步说明：
图1为本实用新型的一实施例的功率开关前置的AC-DC电路的原理图。
具体实施方式
下面对本实用新型的实施例作详细说明，本实施例在以本实用新型技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本实用新型的保护范围不限于下述的实施例。
本实用新型的功率开关前置的AC-DC电路包括：测流电路、测压电路、控制电路以及功率电路。其中，测流电路用于获得电感电流信号；测压电路用于获得电容电压信号。控制电路用于输入电感电流信号与电容电压信号，其输入端分别与测流电路以及测压电路相连，其PWM输出端与功率电路中功率开关的门极相连；功率电路用于完成AC-DC功率变换，其输入端输入单相交流电压，借助功率开关的通断，完成AC-DC功率变换，输出端输出单路直流电压；功率电路包括：二极管整流桥、升压电感、电解电容、逆导型开关以及反向快速恢复二极管；所述逆导型开关设置于所述功率电路的交流侧，且位于所述二极管整流桥前以及升压电感之后；所述反向快速恢复二极管设置于所述二极管整流桥之后以及所述电解电容之前。
下面结合具体实例进行详细描述。
图1为本实用新型的一实施例的功率开关前置的AC-DC电路的原理图。
请参考图1，本实施例的功率开关前置的AC-DC电路中，测流电路包括：第一分流电阻R1；测压电路包括：第二分压电阻R2、第三分压电阻R3以及第四分压电阻R4；控制电路包括：第一模拟控制器AC1；功率电路包括：第一升压电感L1、第一功率开关T1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7以及储能电容C1。
其中，测流电路的第一分流电阻R1的一端与直流输出负极DCN(即地)相连，第一分流电阻R1的另一端与所述功率电路的第三二极管D3和第四二极管D4的共阳极端相连，并引出电感电流信号iL,s；
测压电路的第二分压电阻R2的一端与功率电路中第五二极管D5的阴极、第一电容C1的正极相连后与直流输出正极DCP相连，第二分压电阻R2的另一端与第三分压电阻R3的一端相连，第三分压电阻R3的另一端与第四分压电阻R4的一端相连，并引出电容电压信号uo,s，第四分压电阻R4的另一端与直流输出负极DCN(即地)相连；
控制电路的模拟控制器AC1输入电感电流信号iL,s，并输入电容电压信号uo,s，供电电源为+15V，输出PWM驱动信号与功率电路中的第一功率开关T1的门极相连；
功率电路的第六二极管D6的阴极、第七二极管D7的阴极与第一功率开关T1的集电极相连，第一功率开关T1的发射极与直流输出负极DCN(即地)相连，第六二极管D6的阳极与第一升压电感的一端、第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极相连，第七二极管D7的阳极与单相电源零线ACN、第三二极管D3的阳极、第四二极管D4的阴极相连，第一升压电感的另一端与单相电源火线ACL相连，第一二极管D1的阴极、第三二极管D3的阴极相连后与第五二极管D5的阳极相连，第五二极管D5的阴极与测压电压中第二分压电阻的一端、第一储能电容C1的一端相连和直流输出正极DCP相连，第一储能电容C1的另一端与直流输出负极DCN(即地)相连；
本实施例的功率开关前置的AC-DC电路，无论出于单相正弦交流电源正半周和负半周，只要第一功率开关T1导通，第一升压电感L1的电流就完全流过第一分流电阻R1，由下流向上；当第一功率开关T1断开，第一升压电感L1的电流续流，电感电流仍然完全流过第一分流电阻R1，由下流向上，实现第一分流电阻压降完全反映了第一升压电感电流，由此可以采用现有功率因数控制器；并且通过反向快速恢复型FRD即第五二极管D5的使用，完全消除了第一功率开关S1导通时第一二极管D1和/或第二二极管D2反向恢复较慢而造成第一功率开关S1过流损坏问题、损耗问题和电磁干扰问题；特别适合较低和极低升压电感感值的应用，支持更高的开关频率，满足单相AC-DC变换器的高频化发展趋势。在高开关频率下，单位时间内电感充电与放电次数成倍增加，为此可以支持更大的输出功率，电感电流纹波更加小，为此可以适当增加电感纹波或使得电感纹波保持同前，因此可以降低电感取值；反向快速恢复型FRD即第五二极管D5反向恢复越快，越有利于提升开关频率。
本实用新型的实施例一的一组参数为：
网压ui,s：85V～——264V～；
直流输出电压uo,s：对于模拟控制器，可设定在+380V～+400V，允许较软的输出特性；
负载：2.0kW或更大；
开关频率：100kHz～200kHz；
升压电感L1：75μH～150μH，16A～25A；
二极管D1～D4：构成一只普通功率二极管整流桥，载流35A@100℃壳温，耐压600V；
二极管D5：构成一只共阴极的反向快速恢复二极管，载流35A@100℃壳温，耐压600V；
二极管D6～D7：构成一只共阴极的反向快速恢复二极管，载流35A@100℃壳温，耐压600V；
功率开关T1：IGBT或功率MOSFET，载流35A@100℃壳温，耐压600V；
电容C1：电解电容，2*330μF，450V；
电阻R1：分流电阻，2mΩ，3W；
分压电阻R2与R3：2MΩ，1/4W；
分压电阻R4：25.8kΩ，1/4W。
模拟控制器AC1：单周期模拟APFC控制器IR1155S。
本实用新型可以应用于单相AC-DC变换器领域，能够支持输出直流电压以及网侧单位功率因数，特别适合较低和极低升压电感感值的应用，由此支持更高的开关频率，满足单相AC-DC变换器的高频化发展趋势；在原有的电路基础上，增加了反向恢复二极管，使得在功率开关导通时，快速反向截止，从而可以采用现有低成本的工频二极管整流桥。
此处公开的仅为本实用新型的优选实施例，本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本实用新型的原理和实际应用，并不是对本实用新型的限定。任何本领域技术人员在说明书范围内所做的修改和变化，均应落在本实用新型所保护的范围内。
Claims (3)
1.一种功率开关前置的AC-DC电路，其特征在于，包括：测流电路、测压电路、控制电路及功率电路；所述测流电路用于获得电感电流信号；所述测压电路用于获得电容电压信号；所述控制电路用于输入电感电流信号、电容电压信号，并用于产生驱动PWM信号，其输入端分别与测流电路及测压电路相连，其PWM输出端与功率电路中功率开关的门极相连；所述功率电路用于完成AC-DC功率变换，其输入端输入单相正弦交流电压和正弦交流电流，其输出端输出单路直流电压；所述功率电路包括：二极管整流桥、升压电感、电解电容、逆导型开关以及反向快速恢复二极管；所述逆导型开关设置于所述功率电路的交流侧，且位于所述二极管整流桥前以及升压电感之后；所述反向快速恢复二极管设置于所述二极管整流桥之后以及所述电解电容之前；
其中，所述测流电路包括：第一分流电阻R1；
所述测压电路包括：第二分压电阻R2、第三分压电阻R3以及第四分压电阻R4；
所述控制电路包括：第一模拟控制器AC1；
所述功率电路包括：第一升压电感L1、第一功率开关T1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7以及储能电容C1；其中，
所述测流电路的第一分流电阻R1的一端与直流输出负极DCN相连，所述第一分流电阻R1的另一端与所述功率电路的第三二极管D3和第四二极管D4的共阳极端相连，并引出电感电流信号iL,s；
所述测压电路的第二分压电阻R2的一端与所述功率电路的第五二极管D5的阴极、第一电容C1的正极相连后与直流输出正极DCP相连，所述第二分压电阻R2的另一端与第三分压电阻R3的一端相连，第三分压电阻R3的另一端与第四分压电阻R4的一端相连，并引出电容电压信号uo,s，第四分压电阻R4的另一端与直流输出负极DCN相连；
所述控制电路的模拟控制器AC1输入电感电流信号iL,s，并输入电容电压信号uo,s，输出PWM驱动信号与功率电路中的第一功率开关T1的门极相连；
所述功率电路的第六二极管D6的阴极、第七二极管D7的阴极与第一功率开关T1的集电极相连，第一功率开关T1的发射极与直流输出负极DCN相连，第六二极管D6的阳极与第一升压电感的一端、第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极相连，第七二极管D7的阳极与单相电源零线ACN、第三二极管D3的阳极、第四二极管D4的阴极相连，第一升压电感的另一端与单相电源火线ACL相连，第一二极管D1的阴极、第三二极管D3的阴极相连后与第五二极管D5的阳极相连，第五二极管D5的阴极与测压电压中第二分压电阻的一端、第一储能电容C1的一端相连和直流输出正极DCP相连，第一储能电容C1的另一端与直流输出负极DCN相连。
2.根据权利要求1所述的功率开关前置的AC-DC电路，其特征在于，所述控制电路为单周控制电路。
3.根据权利要求1或2所述的功率开关前置的AC-DC电路，其特征在于，所述功率电路还用于获得网侧单位功率因数。
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| CN113985138A (zh) * | 2021-09-26 | 2022-01-28 | 杭州市电力设计院有限公司 | 电动汽车充电机升压电感电流间接测算方法及测压电路 |
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