CN104618298A - 一种基于数字信道化技术的并行数字解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于数字信道化技术的并行数字解调方法，所述方法是：采用基于低延时FFB的数字信道化技术，可实现更窄过渡带宽、更高旁瓣抑制比、更优频率选择性的信道划分；采用基于CAZAC序列的同步算法，在大频偏信道环境下，也可得到更高的同步精度。接收信号通过下变频和采样后，首先经过数字信道化模块实现多路信号的分离；再通过数字解调模块对每一路信号单独解调；最后将并行解调的结果显示在用户界面上。可以解调多种ASK、PSK、PAM、QAM信号。

Description

一种基于数字信道化技术的并行数字解调方法

技术领域

本发明涉及数字信道的解调技术领域，具体涉及一种基于数字信道化技术的并行数字解调方法。

背景技术

数字调制解调技术是当代通信技术发展的基石，在通信***中有着举足轻重的作用，移动通信、数字电视、移动互联网、网络通信、卫星通信、无线通信等等需要完依赖于数字调制解调***。传统的数字解调接收机，受硬件平台、工作频段、调制方式以及工作效率等限制，已经不能满足现代通信技术发展的要求了。基于软件无线电思想设计的通信***不受硬件结构的束缚，通过软件实现部分功能，大大降低了***改进和升级的代价，让不同***间的互联和兼容更畅通。

为了实现对时域重叠信号的全概率测量，数字信道化技术是一种非常实用和有效的方法。数字信道化接收机的特点是：瞬时频带宽，动态范围广，测量灵敏度高，且可以同时处理多个信号。它通过带通滤波器组对接收信号进行频域信道划分，可实现不同频率信号的分离，具有高灵敏度和频率分辨率。传统的信道化方案主要有，基于FFT和多项滤波器组的数字信道化。

常用的基于训练序列的同步方案有2种。方案一是在发送端将训练序列重复发送，接收端对接收信号进行延迟自相关，通过相关峰值的位置来判定时间同步点。缺点是受到频偏和码间干扰的影响，时间同步点可能误判。方案二是在接收端将接收序列与本地训练序列进行滑动互相关，在时间同步点上有尖锐的相关峰，通过门限检测判定时间同步点。缺点是计算复杂度相对较高，较大的频偏会破坏预期的互相关结果。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种基于数字信道化技术的并行数字解调方法，通过采用FFB算法和基于CAZAC的序列同步算法，解决了现有技术的问题。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：一种基于数字信道化技术的并行数字解调方法，其特征在于，包括天线接收模块、下变频模块、AD采样模块、数字信道化模块、时间同步模块、频率同步模块和星座图解映射模块；

天线接收模块接收射频信号，下变频模块对天线接收模块接收到的信号进行正交下变频；变频后的信号通过AD采样模块实现信号的数字化；数字化的信号进入数字信道化模块，实现时域重叠信号的分离；之后依次通过时间同步模块和频率同步模块，分别实现时间同步点的跟踪和频偏、相偏的校正，最后通过星座图解映射模块完成比特解码和星座图显示；

所述数字信道化模块包括低延时的FFB带通滤波器组，所述FFB带通滤波器组包括低通原型滤波器和高通原型滤波器，所述低通原型滤波器和高通原型滤波器均为半带滤波器；该FFB带通滤波器组将接收机带宽划分为N个子信道，信道总级数为L＝log₂(N)；其中，低通原型滤波器为高通原型滤波器为

用替换中的z^-1因子获得FFB的第i级低通滤波器传递函数用替换中的z^-1因子获得FFB的第i级高通滤波器传递函数其中，j为FFB的第i级的第j个滤波器，为j的二进制位倒序码；

所述时间同步点的跟踪和频偏、相偏的校正包括长度为L的CAZAC序列。

采用基于低延时FFB的数字信道化技术，可实现更窄过渡带宽、更高旁瓣抑制比、更优频率选择性的信道划分；采用基于CAZAC序列的同步算法，在大频偏信道环境下，也可得到更高的同步精度。接收信号通过下变频和采样后，首先经过数字信道化模块实现多路信号的分离；再通过数字解调模块对每一路信号单独解调；最后将并行解调的结果显示在用户界面上。可以解调多种ASK、PSK、PAM、QAM信号。

本发明在虚拟仪器的硬件平台上实现并行数字解调，可实现不同调制类型、载波频段、传输速率的通用解调***，符合软件无线电的思想。采用FFB算法代替FFT算法，可实现更窄过渡带宽、更高旁瓣抑制比、更优频率选择性，并研究了低延时FFB结构。研究基于CAZAC序列的同步算法，可在大频偏信道下实现更高的同步精度。

进一步的，长度为L的CAZAC序列具体为：

c＝[c₁c₁c₂c₂]；

其中：

$c_1\left(k\right)=e^{\frac{\mathrm{j\π}(L-1)k^2}{L}},k=0,...,L-1$

$c_2\left(k\right)=e^{\frac{-\mathrm{j\π}(L-1)k^2}{L}},k=0,...,L-1$

载波频偏为：

$\mathrm{\Δ\ω}=\frac{\mathrm{\δ}+\mathrm{\ϵ}}{L};$

其中：δ为整数频偏；ε∈[-0.5,0.5]为小数频偏；

时间偏移和整数频偏为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\δ}=L-\frac{m_2-m_1}{2}\\ t_2=m_2+\mathrm{\δ}\\ t_1=m_1-\mathrm{\δ}\\ \end{array}\right.$

其中，c₁序列的时间同步点为t₁，互相关峰值位置为m₁；c₂序列的时间同步点为t₂，互相关峰值位置为m₂。

有益效果：

本发明在虚拟仪器的硬件平台上实现并行数字解调，实现了基于数字信道化的并行数字解调***。可实现不同调制类型、载波频段、传输速率的通用解调***，符合软件无线电的思想。采用FFB算法代替FFT算法，可实现更窄过渡带宽、更高旁瓣抑制比、更优频率选择性，并研究了低延时FFB结构。可解调多种ASK、PSK、PAM、QAM信号。研究基于CAZAC序列的同步算法，可在大频偏信道下实现更高的同步精度。

附图说明

图1为本发明的低延时FFB带通滤波器组结构图；

图2为本发明的FFB滤波特性与FFT的对比图；

图3为本发明设计的CAZAC序列在大频偏信道下的互相关结果图；

图4为本发明时间同步模块原理图；

图5为本发明频率同步模块原理图；

图6为本发明星座图解映射模块原理图；

图7为本发明***结构图。

图8为点FFT结构

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

一种基于数字信道化技术的并行数字解调方法，其特征在于，包括天线接收模块、下变频模块、AD采样模块、数字信道化模块、时间同步模块、频率同步模块和星座图解映射模块；

天线接收模块接收射频信号，下变频模块对天线接收模块接收到的信号进行正交下变频；变频后的信号通过AD采样模块实现信号的数字化；数字化的信号进入数字信道化模块，实现时域重叠信号的分离；之后依次通过时间同步模块和频率同步模块，分别实现时间同步点的跟踪和频偏、相偏的校正，最后通过星座图解映射模块完成比特解码和星座图显示；

所述数字信道化模块包括低延时的FFB带通滤波器组，所述FFB带通滤波器组包括低通原型滤波器和高通原型滤波器，所述低通原型滤波器和高通原型滤波器均为半带滤波器；该FFB带通滤波器组将接收机带宽划分为N个子信道，信道总级数为L＝log₂(N)；其中，低通原型滤波器为高通原型滤波器为

用替换中的z^-1因子获得FFB的第i级低通滤波器传递函数用替换中的z^-1因子获得FFB的第i级高通滤波器传递函数其中，j为FFB的第i级的第j个滤波器，为j的二进制位倒序码；

所述时间同步点的跟踪和频偏、相偏的校正包括长度为L的CAZAC序列。

本发明在虚拟仪器的硬件平台上实现并行数字解调，可实现不同调制类型、载波频段、传输速率的通用解调***，符合软件无线电的思想。采用FFB算法代替FFT算法，可实现更窄过渡带宽、更高旁瓣抑制比、更优频率选择性，并研究了低延时FFB结构。研究基于CAZAC序列的同步算法，可在大频偏信道下实现更高的同步精度。

进一步的，长度为L的CAZAC序列具体为：

c＝[c₁c₁c₂c₂]；

其中：

$c_1\left(k\right)=e^{\frac{\mathrm{j\π}(L-1)k^2}{L}},k=0,...,L-1$

$c_2\left(k\right)=e^{\frac{-\mathrm{j\π}(L-1)k^2}{L}},k=0,...,L-1$

载波频偏为：

$\mathrm{\Δ\ω}=\frac{\mathrm{\δ}+\mathrm{\ϵ}}{L};$

其中：δ为整数频偏；ε∈[-0.5,0.5]为小数频偏；

时间偏移和整数频偏为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\δ}=L-\frac{m_2-m_1}{2}\\ t_2=m_2+\mathrm{\δ}\\ t_1=m_1-\mathrm{\δ}\\ \end{array}\right.$

其中，c₁序列的时间同步点为t₁，互相关峰值位置为m₁；c₂序列的时间同步点为t₂，互相关峰值位置为m₂。

本发明采用的FFB结构，是通过借鉴FFT蝶形结构后提出的，DFT的公式： $X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)W_N^{\mathrm{kn}},$ 其中 $W_N^{\mathrm{kn}}=e^{-\frac{j2\mathrm{\πkn}}{N}}.$

FFT的滤波器结构原理如下：

将x(n)按n的奇偶分成2组可得：

$\begin{array}{c}X\left(k\right)=\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(2r\right)W_N^{2\mathrm{kr}}+\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}x(2r+1)W_N^{k(2r+1)}\\ =\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(2r\right)W_N^{2\mathrm{kr}}+W_N^k\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}x(2r+1)W_N^{2\mathrm{kr}}\\ =\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(2r\right)W_{N/2}^{\mathrm{kr}}+W_N^k\underset{r=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}x(2r+1)W_{N/2}^{\mathrm{kr}}\\ =G\left(k\right)+W_N^{k}H\left(k\right)\end{array}$

所以有：

$\left\{\begin{array}{c}X\left(k\right)=G\left(k\right)+W_N^{k}H\left(k\right),k=\mathrm{0,1},...,N/2-1\\ X(k+N/2)=G\left(k\right)-W_N^{k}H\left(k\right),k=\mathrm{0,1},...,N/2-1\end{array}\right.$

由式可得，一个N点的DFT可以通过2个N/2的DFT获得，据此可以得到8点的FFT的蝶形图如图8所示。

由上图可得：

$\left\{\begin{array}{c}{x}_{10}\left(n\right)=x_{00}\left(n\right)+W_8^0{x}_{00}(n-4)\\ x_{11}\left(n\right)=x_{00}\left(n\right)-W_8^0{x}_{00}(n-4)\end{array}\right.$

变换到Z域可得：

$\left\{\begin{array}{c}{X}_{10}\left(z\right)=X_{00}\left(z\right)\×(1+W_8^0{z}^{-4})=X_{00}\left(z\right)H_{10}\left(z\right)\\ X_{11}\left(z\right)=X_{00}\left(z\right)\×(1-W_8^0{z}^{-4})=X_{00}\left(z\right)H_{11}\left(z\right)\end{array}\right.$

所以第一级蝶形运算是让输入信号通过H₁₀(z)和H₁₁(z)这2个滤波器，同理可得：

$\left\{\begin{array}{c}{X}_{20}\left(z\right)=X_{10}\left(z\right)\×(1+W_8^0{z}^{-2})=X_{10}\left(z\right)H_{20}\left(z\right)\\ X_{22}\left(z\right)=X_{10}\left(z\right)\×(1-W_8^0{z}^{-2})=X_{10}\left(z\right)H_{22}\left(z\right)\\ X_{21}\left(z\right)=X_{11}\left(z\right)\×(1+W_8^2{z}^{-2})=X_{11}\left(z\right)H_{21}\left(z\right)\\ X_{23}\left(z\right)=X_{11}\left(z\right)\×(1-W_8^2{z}^{-2})=X_{11}\left(z\right)H_{23}\left(z\right)\end{array}\right.$

所以第二级蝶形运算是让输入信号通过H₂₀(z)、H₂₁(z)、H₂₂(z)和H₂₃(z)这4个滤波器，同理可得第三级蝶形运算中的滤波器为：

$H_{30}=1+W_8^0{z}^{-1},H_{31}=1+W_8^1{z}^{-1},H_{32}=1+W_8^2{z}^{-1},H_{33}=1+W_8^3{z}^{-1},H_{34}=1-W_8^0{z}^{-1},$

$H_{35}=1-W_8^1{z}^{-1},H_{36}=1-W_8^2{z}^{-1},H_{37}=1-W_8^3{z}^{-1}.$

观察这些滤波器可以发现如下式的规律。

$\left\{\begin{array}{c}{H}_{10}=1+W_8^0{z}^{-4}\\ H_{20}=1+W_8^0{z}^{-2}\\ H_{30}=1+W_8^0{z}^{-1}\\ H_{30}+H_{34}=H_{31}+H_{35}=H_{32}+H_{36}=H_{33}+H_{37}=2\end{array}\right.$

所以，H₁₀、H₂₀滤波器的系数可以通过将滤波器H₃₀的系数***零值来得到。即：N点FFT的前面各级滤波器系数都可以通过最后一级的滤波器系数的插值来得到。最后一级滤波器有一半是原型为1+z^-1，并用代替z^-1得到的低通滤波器；另一半为原型为1-z^-1，同样用代替z^-1的高通滤波器。

综上，FFT可以看作一组级联的滤波器组，N通道的FFT，总级数为L＝log₂(N)，第i级各子滤波器传递函数和(j表示：第i级的第j个滤波器)，可以通过用替换1+z^-1和1-z^-1中的z^-1因子获得，其中为j的二进制位倒序码。(1+z^-1和1-z^-1是FFT的低通和高通原型滤波器)。

将FFT中的1+z^-1低通原型滤波器替换为1-z^-1高通原型滤波器替换为为了降低计算复杂度，将和设计为FIR半带滤波器，用户可以根据自己的需求设计，这2个滤波器的过渡带，实现滤波特性的灵活配置。根据原型滤波器的对称性可得：即也可以只设计低通

例如64通道的FFB的可以设计为：

表1：64通道各级滤波器系数

则对于N通道FFB，总级数为L＝log₂(N)，第i级各子滤波器传递函数和可以通过将替换和中的z^-1因子获得，其中为j的二进制位倒序码。

FFT可以看作一组级联的滤波器组，N通道的FFT，总级数为L＝log₂(N)，第i级各子滤波器传递函数和可以通过用替换1+z^-1和1-z^-1中的z^-1因子获得，其中为j的二进制位倒序码，j是第i级的第j个滤波器。(1+z^-1和1-z^-1是FFT的低通和高通原型滤波器)

FFB需要首先，设计FIR半带滤波器和替代FFT中的1+z^-1和1-z^-1原型滤波器。可以根据需要设计这2个滤波器的过渡带，非常灵活。N通道的FFB需要设计L＝log₂(N)组和i＝0…L-1。然后，搭建与FFT滤波器组一样的级联结构，第i级各子滤波器传递函数和通过将替换和中的z^-1因子获得，其中为j的二进制位倒序码。

附图1所示为低延时FFB带通滤波器组结构，第1级滤波器为4通道滤波器，它们对应的传递函数分别是G₀₀₀(z)、G₀₀₁(z)、G₀₀₂(z)和G₀₀₃(z)。

G₀₀₀(z)是低通滤波器，它的带宽为π/4，第i通道的传递函数和第0通道的传递函数的关系为：

G_00i(z)＝G₀₀₀(e^-jπi/2z)

第一级滤波器设计为单级4通道等纹滤波器，而非通过2级的半带滤波器来实现，可以节约很多延时。后面各级滤波器都设计为FIR半带滤波器。M路输出信号为通过每个信道的时域信号，信道号的排列顺序为(0-M-1)的二进制位倒序。

附图2所示为基于FFT和FFB的信道划分的对比，图中，横坐标为归一化的频率，纵坐标为归一化的增益。可以看出FFB的旁瓣的抑制达到-57dB左右，而传统的FFT只有-13dB；FFB中各个信道的过渡带比FFT的窄很多；FFB的信道的顶部也比FFT的平坦很多。因此基于FFB的数字信道化可以实现更窄过渡带宽、更高旁瓣抑制比、更优频率选择性。

CAZAC序列可以根据需要灵活设计序列长度，模值恒定，零自相关，互相关峰值与其均值的比值很高，傅里叶正反变换后仍然是CAZAC序列。本发明设计的长度为L的CAZAC序列为c＝[c₁c₁c₂c₂]，其中：

$c_1\left(k\right)=e^{\frac{\mathrm{j\π}(L-1)k^2}{L}},k=0,...,L-1$

$c_2\left(k\right)=e^{\frac{-\mathrm{j\π}(L-1)k^2}{L}},k=0,...,L-1$

载波频偏为：其中，δ为整数频偏，ε∈[-0.5,0.5]为小数频偏。通过分析可知：整数频偏对c₁序列和c₂序列的影响都是使它们产生循环移位，但是它们的移位方向是完全相反的；而时间偏移对于2个序列的影响是同相的。所以，可求出时间偏移和整数频偏为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\δ}=L-\frac{m_2-m_1}{2}\\ t_2=m_2+\mathrm{\δ}\\ t_1=m_1-\mathrm{\δ}\\ \end{array}\right.$

其中，c₁序列的时间同步点为t₁，互相关峰值位置为m₁；c₂序列的时间同步点为t₂，互相关峰值位置为m₂。

附图3为c序列在频偏为(2π×3.3)/64时与c₁和c₂序列的互相关结果。从图中分析可知，相关峰值位置很明显，即门限值可设的动态范围很大；且有L-(m₂-m₁)/2＝3，它等于整数频偏。

附图4为本发明时间同步模块原理图，可以把该模块的实现分成互相关模块，能量门限计算模块和整数频偏与时间偏移估计模块。互相关模块需要完成接收序列与c₁和c₂序列的互相关运算，由于本地c₁和c₂序列是已知的，所以本发明用滤波器代替互相关器来完成互相关的工作。滤波器的系数设计为c₁和c₂序列的倒序。CORDIC算法是用角度的不断偏摆来逼近目标旋转角度的方法。它是计算逼近的方法，每次偏转的角度与计算基数有关，所以只有移位和加减运算。因此，能量门限计算模块和后续的相位计算都使用CORDIC算法来节约FPGA资源。整数频偏与时间偏移估计模块根据上文的计算式进行计算。

附图5为本发明频率同步模块原理图。时间同步模块已经完成了整数频偏的估计，在频率同步模块首先要完成小数频偏估计，再进行频偏、相偏的补偿。补偿模块首先计算输入信号的原始相位；再估计相偏值；最后根据频偏和相偏的估计值对接收信号进行相位补偿。

附图6为本发明星座图解映射模块原理图。该模块首先根据用户配置的调制信号类型，得到12个使能信号，例如当配置的信号类型为16QAM时，只有16QAM解调模块的使能为“true”，其他都为“false”。各解调模块根据调制信号的编码真值表，利用最小欧式距离的方法，把输入的幅值和相位译码为比特流。有使能时开始译码，无使能时不工作，最后将有使能的解调模块的输出作为星座图解映射模块的输出。

附图7为本发明***结构图，下变频模块对接收信号进行正交下变频。AD采样实现信号的数字化。数字信道化模块采用低延时FFB带通滤波器组，将接收机带宽划分为多个子信道，实现时域重叠信号的分离。时间频率同步模块实现接收信号的幅度和相位补偿。星座图解映射模块完成比特解码。对信道化模块后的信号进行并行解调，将得到的并行比特码和星座图在用户界面上显示。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种基于数字信道化技术的并行数字解调方法，其特征在于，包括天线接收模块、下变频模块、AD采样模块、数字信道化模块、时间同步模块、频率同步模块和星座图解映射模块；

天线接收模块接收射频信号，下变频模块对天线接收模块接收到的信号进行正交下变频；变频后的信号通过AD采样模块实现信号的数字化；数字化的信号进入数字信道化模块，实现时域重叠信号的分离；之后依次通过时间同步模块和频率同步模块，分别实现时间同步点的跟踪和频偏、相偏的校正，最后通过星座图解映射模块完成比特解码和星座图显示；

所述数字信道化模块包括低延时的FFB带通滤波器组，所述FFB带通滤波器组包括低通原型滤波器和高通原型滤波器，所述低通原型滤波器和高通原型滤波器均为半带滤波器；该FFB带通滤波器组将接收机带宽划分为N个子信道，信道总级数为L＝log₂(N)；其中，低通原型滤波器为高通原型滤波器为

用替换中的z^-1因子获得FFB的第i级低通滤波器传递函数用替换中的z^-1因子获得FFB的第i级高通滤波器传递函数其中，j为FFB的第i级的第j个滤波器，为j的二进制位倒序码；

所述时间同步点的跟踪和频偏、相偏的校正包括长度为L的CAZAC序列。

2.如权利要求1所述的一种基于数字信道化技术的并行数字解调方法，其特征在于，所述长度为L的CAZAC序列具体为：

c＝[c₁c₁c₂c₂]；

其中：

$c_1\left(k\right)=e^{\frac{\mathrm{j\π}(L-1)k^2}{L}},k=0,...,L-1$

$c_2\left(k\right)=e^{\frac{-\mathrm{j\π}(L-1)k^2}{L}},k=0,...,L-1$

载波频偏为：

$\mathrm{\Δ\ω}=\frac{\mathrm{\δ}+\mathrm{\ϵ}}{L};$

其中：δ为整数频偏；ε∈[-0.5,0.5]为小数频偏；

时间偏移和整数频偏为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\δ}=L-\frac{m_2-m_1}{2}\\ t_2=m_2+\mathrm{\δ}\\ t_1=m_1-\mathrm{\δ}\end{array}\right.$

其中，c₁序列的时间同步点为t₁，互相关峰值位置为m₁；c₂序列的时间同步点为t₂，互相关峰值位置为m₂。