CN104601259B - 具有同相正交信号失衡估测及校正技术的无线通*** - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种具有同相正交信号失衡估测及校正技术的无线通***，其根据已传送信号特征的信息来改善同相正交信号失衡估测与校正的正确性。通过使用信号调节、视窗化、与使用已接收信号的统计信息等技术，可提供比现有方案更好的镜像抑制性能。本发明所提供用于改善同相正交信号失衡估测与校正的正确性的技术，包含在传接器内使用一多个中频滤波器时，采用同相正交信号失衡的估测与校正的不同模式。上述的信号处理大多在数字基频处理模块内进行，以增进芯片面积与功率的效率。

Description

具有同相正交信号失衡估测及校正技术的无线通***
技术领域
本发明有关于无线通信***，特别有关于根据被处理信号特征的信息，以用于改善同相正交信号失衡现象的估测及校正准确度的技术。
背景技术
在一无线信号接收器当中，模拟数字转换器通常使用低的取样率。因此，所接收的射频信号必须先进混频器降频后才能进行后续处理。在符合全球移动通信***(GSM,Global System for Mobile communication)规格的接收器内，正交信号会被降频为中频信号，该中频信号通常可以是零中频(ZIF)信号或是超低中频(VLIF)信号。
理论上来说，正交混频会对镜像频段(image band)造成无限地衰减。然而，在现实的案例中，同相与正交信号总是会有些失衡(imbalance)的现象。其原因可能来自于局部震荡器(LO)所提供的信号在震幅与相位之间的不匹配，或者是由于温度变化以及元器件老化等。同相正交信号的失衡现象会导致不必要的镜像频段信号或镜像信号，以至于所需信号与造成干扰的镜像频段信号混和在一起。
当使用超低中频信号时，来自邻近载波的信号可以产生非常强的干扰镜像频段信号，其强度可以比所需信号强50-100分贝之多。请参见《在低中频接收器里用于处理同相正交信号失衡的先进数字信号处理器」。(Valkama,M；Renfors,M.；“Advanced DSP for I/Qimbalance compensation in a low-IF receiver”,IEEE International Conference onCommunications,2000.ICC 2000)然而，使用非零中频信号的好处之一，在于可以减少闪烁噪声(flicker noise or 1/f noise)的影响。为了避免会强烈干扰的镜像频段信号所导致的问题，接收器需要在同相正交信号线路之间有非常紧密的平衡，或者是使用某种同相正交信号的失衡估算及校正的机制。更进一步来说，在无线信号接收器当中的数字基频信号处理过程中，实作同相正交信号的失衡估算及校正的机制，比起在模拟信号阶段处理的解决方案，在消耗功率及使用芯片面积方面较为有利。
某些低中频信号接收器使用适应性的方法作为同相正交信号的失衡估算及校正的机制，可以参考下列的论文：《在低中频接收器里用于处理同相正交信号失衡的先进数字信号处理器》(Valkama,M；Renfors,M.；“Advanced DSP for I/Q imbalance compensationin a low-IF receiver”,IEEE International Conference on Communications,2000.ICC 2000)与《在90奈米CMOS制程的低中频信号接收器中使用适应性去关联法以补偿同相正交信号的不匹配》(Elahi.I.；Muhammad,K.；Balsara P.T.；“I/Q mismatchcompensation using adaptive de-correlation in a low-IF receiver in 90-nm CMOSprocess”,IEEE Journal of Solid-State Circuits,Feb.2006)。一个较不复杂的解决方案则可见《包含可选频率元件的非理想模拟接收器的同相正交失衡补偿》(Mailand,M.；Richter,R.；and Jentschel,H.J.“IQ-imbalance and its compensation for non-idealanalog receivers comprising frequency-selective components”,Adv.Radio Sci.,2006)。
这些已经存在的解决方法并没有利用被处理信号特征的信息来改善同相正交信号失衡现象的估测及校正准确度。再者，根据本发明所提供的较佳实施例，同相正交信号失衡估计与同相正交信号失衡校正各自独立进行，这种作法不仅仅提高性能表现，还可以减少实作的复杂度。
发明内容
本发明提供在无线通***内的同相正交信号失衡估测与校正的新方法。这些新技术里用已传送信号与已接收信号的特征信息，以达到比现有技术更好的校正性能。在本发明中所描述的方法也比先前的解决方法具有实作上的优势。
根据本发明，接收器计算多个度量，供特征化已接收信号的多个特性。这些度量至少是根据同相正交取样信号的一区块进行计算，接着被提供给一处理模块。该处理模块使用这些数值来设定一同相正交信号失衡校正模块，该同相正交信号失衡校正模块在已接收信号被提取传送信息之前，对该已接收信号进行校正。该同相正交信号失衡校正模块通常被设定为对同相正交取样信号的至少一区块进行校正。
在本发明的一实施例中，被提供给该处理模块的多个度量包含已接收信号内同相正交信号的功率以及其互相关值。在本发明的更一实施例当中，接收器也计算同相正交取样信号的直流电偏移。
该处理模块所计算的同相正交信号失衡校正模块的组态值可能是单一多个形 式的等化器权重。在计算同相正交信号失衡校正模块的组态值时，该处理模块也可以推导出同相正交信号相位与增益失衡的代表值。
该处理模块可以使用已接收信号的多个取样区块的特性所对应的多个度量，用于改善所计算的校正组态值的正确性。本发明提供几种方法，用于结合多个取样区块所对应的多个度量。
该处理模块也可以利用已传送信号特征的先验知识，用于推算同相正交信号失衡校正模块的组态值。可以用已传送信号的同相信号的功率与正交信号的功率以及其互相关来表示上述先验知识。
接收器所所知的同相正交信号增益与相位失衡范围的知识，也可以被该处理模块用来改善同相正交信号失衡校正程序的正确性。
接收器可以设计成，同相正交信号失衡校正模块所校正的同相正交信号的取样区块不同于同相正交信号失衡估测模块所估测的同相正交信号的取样区块。比方说，同相正交信号失衡估测模块所估测的同相正交信号取样可以源自一测试信号，该测试信号的特征已经为该接收器所知，且所推导出来的校正组态值可以用于来自另一不同且未知信号的同相正交信号取样上。
根据本发明的一个方面，可以在产生度量以特征化该以接收信号时，对已接收信号进行信号调节(conditioning)的技术。在本发明的一实施例中，上述的信号调节包含对已接收信号上适用一视窗化信号。在另一实施例中，虽然不对已接收信号适用该视窗化信号，但在计算关于该已接收信号特征的多个度量时，将视窗化信号的影响包含在内。在本发明的更一实施例当中，适用于已接收信号的信号调节技术是以一数字滤波的形式进行。信号调节的组态值可用于应付接收器处理时的预期缺陷，例如频率偏移等。上述信号调节的组态值可以根据如频率偏移等的已接收信号的特征而变化。
根据本发明的另一个方面，可以控制已传送信号的特征以便符合改善同相正交信号失衡估测的某些设计门槛。在本发明的一实施例中，同时考虑到已传送信号的频谱以及用于同相正交信号失衡估测的取样数量，以便最小化某一成本函数，其表示同相正交信号失衡估测误差。
附图说明
图1为一无线信号接收器的一简化方块示意图。
图2显示了第二个邻近干扰源出现时对同相正交信号失衡所造成的影响。
图3为第三代移动通信合作计画(3GPP)技术标准TS45.005第二邻近频道性能所要求的镜像抑制比(IRR,image rejection ratio)的一示意图。
图4显示了不同的同相正交信号振幅与相位失衡值所对应的镜像抑制比。
图5为具有同相正交信号失衡估测及校正功能的数字前端的数字基频处理模块的一简化方块示意图。
图6为同相正交信号失衡校正模块的一简化方块示意图。
图7为同相正交信号失衡估测模块的一简化方块示意图。
图8为不特别移除直流电偏移的具有同相正交信号失衡估测及校正功能的数字基频处理模块的一简化方块示意图。
图9为不特别移除直流电偏移的同相正交信号失衡估测模块的一简化方块示意图。
图10显示了在固定频率误差的情况下使用视窗化技术所导致的镜像抑制改善状况。
图11显示了具有视窗化技术的同相正交信号失衡估测模块的一简化方块示意图。
图12显示了具有滤波功能的同相正交信号失衡估测模块的一简化方块示意图。
图13显示了一带通滤波器对同相正交信号失衡估测模块的信号频谱的影响。
图14显示了通过在同相正交信号失衡估测模块之前使用信号调节技术所造成校正后镜像抑制的情况。
符号说明
110 天线
120 射频信号前端
130 传接器
131 混频器
132 混频器
133 局部震荡器
134 低通滤波器
140 数字基频信号模块
141 模拟数字转换器
142 数字滤波器
143 同相正交信号处理电路
144 数字信号处理模块
510 数字前端模块
520 同相正交信号失衡估测模块
530 同相正交信号失衡校正模块
540 测试信号产生器
550 直流电偏移移除电路
810 同相信号功率估测模块
815 同相信号权重功率估测模块
820 正交信号功率估测模块
825 正交信号权重功率估测模块
830 同相正交信号关联估测模块
835 同相正交信号权重关联估测模块
840 同相信号直流电偏移估测模块
850 正交信号直流电偏移估测模块
860 同相信号直流电权重估测模块
870 正交信号直流电权重估测模块
900 数字滤波器
具体实施方式
本发明所提供的实施例提供利用被处理信号特征的信息来改善一无线信号接收器的同相正交信号失衡现象的估算及校正准确度。透过信号调节、视窗化，以及利用已接收信号或已传送信号的统计数据，这些技术可被用来提高现有解决方案中镜像抑制的性能。本发明提供了一些用于改善同相正交信号失衡现象的估算及校正准确度的技术，包含不同模式的同相正交信号失衡现象的估算及同相正交信号失衡现象的校正。上述的处理过程多在数字基频信号处理阶段内进行，以增进芯片面积与功率的使用效率。
图1显示了一超低中频(VLIF)接收器的一简化方块示意图。由天线110所接收的信号被输入到射频信号前端120的滤波与放大电路内。所接收的信号接着被提供到传接器电路130。所接收的信号与局部震荡器133的输出信号被输出到两个混频器131与132，用于将正交信号降频为独立的同相信号与正交信号。被降频的信号接着通过低通滤波器134以增进接收器的选择性并且被提供到数字基频信号模块140。
这些信号被输入到模拟数字转换器141，经由数字滤波器142后，再送到同相正交信号处理电路143。数字基频信号模块140还包含数字信号处理模块144。
在一低中频接收器的架构内，同相信号与正交信号的相位及振幅的失衡会产生镜像信号，其可能严重干扰到所需信号。对于全球移动通信***/通用封包无线服务(GPRS)/增强型通用封包无线服务(EGPRS)***而言，上述的问题相当地严重，因为其接收器需要能够在有强烈的邻近频道干扰的情况下还能够正确地操作。这个问题将描述如下：
由天线110所接收的信号可以由下列方程式(1)的数学模型加以描述：
方程式(1)
其中wc表示角载波频率。
信号u(t)可以包含所需的信号以及干扰信号，其可以如下列方程式所描述：
方程式(2)
其中w(t)表示所需的基频信号，i(t)表示以基频形式存在的干扰信号，而wi为干扰信号相对于所需信号的角度频率。一般来说，信号u(t)也会包含噪声部分。
所以上述表示接收信号的数学模型可以重新写成：
方程式(3)
局部震荡器的输出信号可以下列数学模型表示：
xLo(t)＝cos(wLot)+j×g×sin(wLot+θ) 方程式(4)
其中wLo表示局部震荡器输出信号的角度频率，g表示同相正交信号增益的不匹配，θ表示同相正交信号相位的不匹配。如果同相正交信号之间没有不匹配时，g＝1且θ＝0。
局部震荡器的输出信号可以改写为：
方程式(5)
镜像抑制比(Image Rejection Ration,IRR)可以表示为：
方程式(6)
镜像抑制比的单位是分贝，其代表着在混频过程中，在频谱上对镜像信号所施予的衰减。
经过混频之后，所接收的信号可以表示为：
y(t)＝r(t)×xLo(t)
方程式(7)
假设wIF表示中频信号，且wLo＝wIF-wc，并且忽略会被低通滤波器滤掉的高频信号，所接收的信号可以进一步表示为：
方程式(8)
在上述方程式(8)等号右边的前一项表示所需信号与干扰信号的总和，而后一项则表示镜像信号。
上述方程式(8)中所表示的接收信号的数学模型能够加以展开，以便特别凸显出所需信号以及其干扰信号的个别贡献：
方程式(9)
上述方程式(9)等号右边的第一项表示欲被取出的所需信号。第二项则表示邻近频道信号所造成的干扰。第三项与第四项分别是所需信号的镜像信号部分与邻近频道信号的镜像信号部分。
图2所示为所接收信号在降频至140kHz的中频信号时的频谱，图上出现所需信号、所需信号的镜像信号、邻近频道信号、以及邻近频道信号的镜像信号。由此可见，当邻近频道信号的强度高于所需信号时，从同相正交信号失衡所导致的镜像信号将严重地干扰到欲被回复的信号。
镜像信号对所需信号产生的干扰程度不仅仅和镜像信号的强度相关(其受到镜像抑制比的影响)，而且还与超低中频的频率相关。在第二图所示的例子当中，超低中频落于140kHz而邻近信号距离超低中频约400kHz。在这种情况下，所需信号与干扰镜像信号的频率差距等于260kHz-140kHz＝120kHz。如果超低中频信号为120kHz时，则其频率差距将增加到280kHz-120kHz＝160kHz。因此，对于相同的镜像信号强度而言，对欲求信号所造成的干扰对于落在120kHz的超低中频信号要小 于落在140kHz的超低中频信号。
图3绘示了第三代移动通信合作计画(3GPP)技术标准TS45.005中，针对120kHz与140kHz的超低中频，对第二邻近频道表现的镜像抑制比的规范的示意图。可以从图上看出，针对140kHz的超低中频信号，镜像抑制比只要超过42分贝就能够符合技术标准的规范。当120kHz的超低中频信号的镜像抑制比为40分贝时，距离技术标准的要求还有四分贝的余裕。比较这两个超低中频信号可知，将超低中频信号的频率由140kHz降低到120kHz可以在达到一定性能要求的同时，减少超过六分贝的镜像抑制比。
因此，对于具有固定镜像抑制比的接收器而言，如果只考虑到同相正交信号失衡现象时，当超低中频信号的频率降低时，可以增加回复所需信号的可靠度。然而，在超低中频信号的频率降低时，如闪烁噪声之类的其他效应，会变得更加显著。因此，期望将超低中频信号的频率尽可能地提高，代之以确保同相正交信号之间非常准确的匹配，或是进行同相正交信号失衡估测与校正以移除该失衡。
图4表示于不同的同相正交信号的振幅与相位失衡情况下的镜像抑制比的示意图。由此可见，当两者具有1.0度相位失衡时，尽管具有完美的振幅匹配，但还是无法达到42分贝的镜像抑制比。当两者具有0.5度相位失衡时，振幅失衡要小于0.06分贝才能符合42分贝镜像抑制比的要求。本领域的普通技术人员可以轻易地理解到，要让传接器130达到这么严苛的同相正交信号匹配条件是非常具有挑战性的目标。因此，一般更希望接收器能够估测并校正同相正交信号的失衡现象，而以下的篇幅用于提供此种技术。
图5显示了在数字基频信号阶段针对同相正交信号进行估测与校正的一简化方块示意图。和图1相同，所接收的信号经由射频前端120与传接器130之后进入数字基频信号模块140。所接收信号内的同相信号与正交信号分别被接入模拟数字转换器141与数字滤波器142。其输出信号会被输入到数字前端模块510。任何由传接器130所产生而且未被消除的直流电偏移(DC offset，直流偏置)，会被直流电偏移移除电路550进一步移除。在使用超低中频的接收器内，上述的直流电偏移移除电路550可以用陷波滤波器(notch filter)，其频率响应的位置与超低中频的频率一致。其输出的数字信号会输入同相正交信号失衡估测模块520，其用于根据所接收信号的一些量化信息(度量)来产生增益与相位失衡的估测值。数字信号处理模块144使用上述的度量来估测增益与相位失衡，并且计算同相正交信号失衡的校正权重。上 述的数字信号处理模块144也可以使用已传送信号的先验(a-priori)信息来改善同相正交信号失衡的校正。
当数字信号处理模块144计算出同相正交信号失衡的校正权重，同相正交信号失衡校正模块530将对已接收信号进行相应的校正。图6为同相正交信号失衡校正模块的一简化方块示意图。由于同相正交信号失衡的估测过程与校正过程是完全独立的，所以可以使用根据另一信号所计算出的校正权重值来校正此已接收信号。这代表着不需要任何缓冲器来储存此已接收信号，也可以增进同相正交信号失衡的估测与校正的准确度。
假设同相正交信号失衡并不与频率相关，则同相正交信号失衡校正模块530可根据下列方程式进行校正：
z(t)＝y(t)+α×y*(t) 方程式(10)
其中z(t)表示经过同相正交信号失衡校正后的信号。
经过失衡校正后的信号也可以表示为：
方程式(11)
将等化器抽头(equalizer tap)设为最佳值αopt可供抵销因为同相正交信号失衡所产生的镜像信号：
方程式(12)
使用最佳等化器权重值之后，经过失衡校正后的信号可以等效于：
方程式(13)
此外，也可以在等化器抽头值内包含增益值的倒数。当使用上述的缩放(scaling)用在等化器参数时，经过失衡校正后的信号可以表示为：
方程式(14)
可以从上述两个方程式中看到，假如预先知道K1与K2系数，则可以完美地校正同相正交信号的失衡现象。由于这两个度量的值只和同相正交信号的增益失衡g与相位失衡θ有关，如果无线接收器能够产生这两个参数的估计值，就有可能校正同相正交信号的失衡现象。本领域的普通技术人员可以轻易地理解到，在一个实际 装置内，不可能完美地估测出同相正交信号的增益及相位失衡程度。同相正交信号失衡校正的准确度直接和估测值的准确度相关。
如上所述，由同相正交信号失衡校正模块530所进行的校正是利用时间连续表示的不同信号。应该可以理解到，上述的表示方法仅用于清楚地说明本发明。同相正交信号失衡的估测与校正程序的实作方法，是在已接收信号经过取样之后进行，因此会是在不同时间的信号上操作。
现在要解决的议题是如何估测理想的等化器权重值，或是估测同相正交信号的增益与相位失衡参数的权重。本发明实施例所用的方法是透过自相关(auto-correlation)与互相关(cross-correlation)的估测来推导出同相正交信号的失衡程度。在此方法中，已接收信号y(t)的实数部分可以下列方程式表示：
方程式(15)
同样地，已接收信号y(t)的虚数部分可以下列方程式表示：
方程式(16)
可以从上述方程式看出，如果没有同相正交信号的不匹配，同相信号与正交信号的平均功率将会相同。因此，可以利用此特性来估测同相正交信号的失衡程度。首先，定义以下的方程式：
A＝E(|Im(y(t))|2)
B＝E(|Re(y(t))|2)
C＝E(Re(y(t))Im(y(t))) 方程式(17)
其中，上述的期望值E(□)是透过不同的取样获得的。
上述的多个度量可以由同相正交信号失衡的函数来表示如下：
A＝g2×γ
B＝γ
C＝gγsinθ 方程式(18)
其中，γ表示已接收信号在实数与虚数部分的功率，这两部分的功率被假定是相同的：
方程式(19)
可以运用上述的方程式来提供同相正交信号失衡的一种估测方法：
方程式(20)
方程式(21)
上述的两个方程式可以用来推导同相正交信号失衡的参数值。利用这些参数值，就能计算出校正需要的等化器权重。
图7所示为同相正交信号失衡估测模块520使用上述方程式的一实施例的一方块示意图。可以从图中看到，模块520内所实作的估测过程使用已接收信号的取样版本y(n)。同相信号功率估测模块810依照下列方程式产生度量B的一估测值：
方程式(22)
其中，N表示在估测过程中所使用的已接收信号取样的数量。正交信号功率估测模块820依照下列方程式产生度量A的一估测值：
方程式(23)
最后，同相正交信号关联估测模块830计算同相信号与正交信号之间的互相关程度：
方程式(24)
上述的三个度量将被提供到数字信号处理模块144，以便推导出将被应用在同相正交信号失衡校正模块530的等化器权重。根据本发明，同相正交信号失衡的估测与校正通常会于取样的某区块上。可以从上述定义A,B,C三个度量的方程式中看到，是在具有N个取样的区块上计算这些度量。比方说，这一个具有N个取样的区块可以是根据第三代移动通信合作计画技术标准TS45.002中的《无线电路径上的多工及多重存取》(Multiplexing andmultiple access on the radio path)一节中，关于全球移动通信***无线电信号的一个丛发(burst)的取样。然而，本发明的应用并不限定于上述的技术规格以及其后将要说明的各实施例。
另外很重要的是，于同相正交信号失衡校正模块530中被校正的取样集合，不需要是进行同相正交信号失衡估测的同一个取样集合。和在先前技术中各参考文献所使用的方法不一样，同相正交信号失衡估测模块520与同相正交信号失衡校正模块530可以完全独立进行作业。此种作法带来许多好处，包含了降低实作成本，提高估测与校正的性能，还增进了同相正交信号失衡估测与校正程序的设计弹性。
由于同相正交信号失衡的估测与校正可以在不同取样集合上操作，因此在同相正交信号处理电路143之前的数字基频信号模块140可以避免暂存已接收信号。在一个适用于全球移动通信***/通用封包无线服务/增强型通用封包无线服务***的实施例中，可以利用第n个丛发信号的取样来估测同相正交信号失衡的程度，并且将其推导出的校正参数应用到第n+1个丛发信号的取样上。虽然在上述实施例中 有延迟的效应，但通常都不会影响到校正的性能，而且可以避免储存第n个丛发信号的取样，据此可以减少数字基频信号模块140所需的记忆体数量。
也可能利用同相正交信号失衡估测模块520与同相正交信号失衡校正模块530的独立性来改善性能。比方说，数字信号处理模块144可以在将校正参数采纳至同相正交信号失衡校正模块530之前，先合并多个丛发信号的处理结果。数字前端模块510所提供的A,B,C度量可被数字信号处理模块144于多个取样区块上加以平均或分别进行累积。这些平均后的度量可以被用来推导出用于数字前端模块510中的等化器增益的估计值。在另一实施例中，也可以从每一个具有N个取样的区块中推导出一个等化器增益值，再将这些对应到多个区块的多个等化器增益值进行平均，然后送入数字前端模块510。在更一实施例中，先针对每一个区块的K1与K2进行估测，数字信号处理模块144再将多个区块的多个K1与K2进行平均。平均过后的K1与K2进行可以用来计算进同相正交信号失衡校正模块530所需的等化器权重。
上述合并多个取样区块的度量的程序，可以再被用来改善每一取样区块所对应估测值的准确性。可以针对每一个被同相正交信号失衡估测模块520所处理的包含N个取样的区块建立一个品质标尺，例如信噪比。然后使用多个区块所对应的品质指标来决定如何结合多个取样区块的相关数值。例如，当某些取样区块的品质指标值低于某一门槛值时，就不将这些取样区块的估测值累积起来。在另一实施例中，还可以根据品质指标的数值给定对应取样区块的权重，以便产生一个加权平均值。
在数字信号处理模块144处理A,B,C度量以推导出等化器权重时，还可以使用更多性能改善的技术。一般而言，无线信号接收器往往都知道同相正交信号的增益g与相位失衡θ的可能范围。因此，数字信号处理模块144可能移除掉超出此先验范围的估测值。在另一实施例中，可以产生同相正交信号的增益与相位失衡估测值的变异值，其可用于决定该取样批次的估测值是否可以应用在同相正交信号失衡校正模块530的校正。本领域的普通技术人员可以理解到上述的作法不同于参考文献中同相正交信号失衡估测与校正的闭回路关系，比方说如前述的《在90奈米CMOS制程的低中频信号接收器中使用适应性去关联法以补偿同相正交信号的不匹配》(Elahi.I.；Muhammad,K.；Balsara P.T.；“I/Q mismatchcompensation using adaptive de-correlation in a low-IF receiver in 90-nm CMOSprocess”,IEEE Journal of Solid-State Circuits,Feb.2006)。
由于同相正交信号失衡估测模块520与同相正交信号失衡校正模块530可以在 不同的取样集合上操作，可以针对无需由同相正交信号失衡校正模块530进行校正的取样集合，利用同相正交信号失衡估测模块520进行估测。反之，也有可能令同相正交信号失衡校正模块530进行校正，而无须由同相正交信号失衡估测模块520进行估测。
举例来说，有可能在某一校准(calibration)阶段中使用无需由同相正交处理电路143接收与处理的取样信号进行同相正交信号失衡的估测。可以在多种情况下进行此一校准程序。比方说，可以在手机制造完成后进行上述的校准程序，得出的同相正交信号失衡的估计值与相关的校正值可以储存在数字信号处理模块144内供后续使用。在此一实施例中，电子装置的整个运作过程都采用固定的同相正交信号失衡的校正值。
在另一实施例中，可以在每一次接收数据前进行上述的校准程序。校准程序可以在接收任何数据前，由传接器130内的测试信号产生器540产生一测试信号。同相正交信号失衡估测模块520会在接收任何数据前，对该测试信号进行估测，以便由数字信号处理模块144计算出将要用于所接收信号的校正值。上述的做法可以得到非常准确的估测值，但需要以额外的功率消耗作为代价。比方说，传接器130就需要在接收数据之余的时间开启电路并消耗功率。
在更一实施例中，定期的更新并不根据测试信号的取样进行，但可以如先前所述一般，而是透过同相正交信号处理电路143来对同相正交信号的取样区块进行处理。
本领域的普通技术人员可以轻松地理解到，可以使用许多方式来结合同相正交信号失衡的估测与校正。比方说，可以使用一个初始化校准程序来推导出一初始化同相正交信号失衡的校正值，并且在较不常接收信号的时间窗内更新上述的初始校正值。上述的接收信号时间窗可以相应于接收一测试信号的时段或是由同相正交信号处理电路143处理信号的时段。在另一实施例中，可以监控同相正交信号失衡校正程序的品质，当品质低于预期时，才更新校正值。可以直接由所接收信号进行估测，或是由间接的量测推导出同相正交信号失衡校正程序的品质。例如，可以预期当手机温度变化时，会导致同相正交信号失衡校正的结果变差。因此，可以监控温度，以便决定何时要更新同相正交信号失衡的校正值。
先前段落讨论的估测方法之前提，是假定所接收信号y(t)的任何直流电偏移(直流偏压)可以完全被直流电偏移移除电路550消除。在另一实施例中，如第八图 所示，可以避免掉对直流电偏移的估测与消除。以下的段落将介绍改良过后的估测方法。
在具有直流电偏移的情况下，方程式(15)与方程式(16)的所接收信号的实数与虚数部分可以表示如下：
方程式(25)
其中，E{Re(y(t))}和E{Im(y(t))}为所接收信号y(t)的同相信号与正交信号的直流电偏移。
为了处理已接收信号的直流电偏移，需要根据图9的方式改进同相正交信号失衡估测模块520。以先前相同的方式计算A,B,和C度量。同相正交信号失衡估测模块520也需要产生同相信号与正交信号的直流电偏移的估测值。同相信号直流电偏移估测模块840可以根据下列方程式产生对同相信号的直流电偏移的估测值：
方程式(26)
同样地，正交信号直流电偏移估测模块850可以根据下列方程式产生对正交信号的直流电偏移的估测值：
方程式(27)
同相正交信号的增益与相位失衡可以用下列关于A,B,C,D,E度量的方程式加以表示：
方程式(28)
方程式(29)
方程式(30)
因此，可以利用数字信号处理模块144根据以下关于A,B,C,D,E度量的计算来估测出同相正交信号的增益与相位失衡：
方程式(31)
方程式(32)
本发明的以上段落描述了当提供包含D与E的度量时，数字信号处理模块144可以进一步处理同相正交信号失衡估测模块520所提供的度量。
先前对方程式(15)作了许多假定，以便推导出同相正交信号失衡的估测值。接下来，将对上述的假定与估测的收敛性的影响进行分析。了解同相正交信号失衡估测的收敛性质，将可以推导出改善其估测准确性的技术。
可以将没有同相正交信号失衡现象的已接收信号的数学模型称为v(t)，其可以用下列方程式表示：
方程式(33)
在方程式(18)中，关于A,B,C度量与同相正交信号的增益与相位失衡的关系仅只是近似关系。其确切版本可以表示为：
A＝g2γI sin2θ+g2γQ cos2θ+2g2βsinθcosθ
B＝γI
C＝gγI sinθ+gβcosθ 方程式(34)
其中，差异值γI、γQ、β可以定义为：
方程式(35)
在先前的讨论中，是利用以下的假定来推导出同相正交信号的失衡：
γI＝γQ
β＝0 方程式(36)
接收器是在发生同相正交信号失衡之后才对已接收信号y(t)进行取样，因此现在将使用不同时间的(或称时间离散的)不同信号进行讨论。由于使用不同区块的取样信号进行同相正交信号失衡的估测，而估测是针对已接收信号的N个取样进行。因此，同相正交信号失衡估测的收敛速度和下列两个度量收敛至零的速度有关：
方程式(37)
方程式(38)
时间离散的信号v(k)可以透过以下频域的表示法：
方程式(39)
此表示方法可以用来计算有关于度量与之平方的以下方程式：
方程式(40)
因此，可以使用下列方程式计算这两个度量的差：
方程式(41)
使用上述的方程式，可以表示度量的收敛程度如下：
方程式(42)
同样地，可以推导出以下方程式：
方程式(43)
以上的两个方程式显示，在一般情况下，当N趋近于无限大的时候，都未必能保证与β度量会趋近于零。所以，在已接收信号不包含任何噪讯，以及对大量取样区块进行估测的情况下，都还可能得到差的同相正交信号失衡的估测值。
为了描述或特征化同相正交信号失衡估测方法的收敛性质，可以定义以下的度量以便提供关于同相正交信号失衡估测方法的前提假定的一误差指标：
方程式(44)
从上述的几个方程式，显然地可以得到以下方程式：
方程式(45)
接着，可以定义以下两个向量：
V＝{V0，V1，...，VN-1}
方程式(46)
根据柯西-施瓦兹(Cauchy-Schwarz)不等式，可以得知：
方程式(47)
据此，可以推导出误差指标ε的上限：
方程式(48)
此外，上述的方程式在以下条件成立时，会变成等式：
方程式(49)
从这两个向量V与的定义来看，值的唯二可能是1和-1。
因此，误差指标ε＜＝1，而且当下列情况发生时，误差将会是最大：
Vk＝VN-K或
Vk＝-VN-K，其中 方程式(50)
这等于是说，当同相正交信号失衡前的信号纯粹是实数部分或纯粹是虚数部分的时候，估测误差将会是最大值。这个结果并不令人意外，因为估测方法是基于这样的假定：当同相正交信号平衡时的实数部分与虚数部分的平方是相同的。
以上的分析显示，同相正交信号失衡估测的准确度可以利用已传送信号(同相正交信号失衡前的信号)的频谱特性加以描述或特征化。有许多种方法可以采用此一信息来增进同相正交信号失衡的估测与校正。首先，可以利用此信息来设计测试信号，以便得出正确的估测值。在此类实施例当中，由于接收器不可能控制已传送信号的频谱特性，接收器只能利用已传送信号的频谱特性的先验信息来改善同相正交信号失衡的估测正确性。接收器也可能在进行同相正交信号失衡的估测之前，先处理已接收信号，如修改其频谱特性，进而改善同相正交信号失衡的估测正确性。 上述做法的实施方式之一，例如对已接收信号进行滤波，使得同相正交信号失衡估测的误差指标值降低或最小化。在另类实施例中，可以使用信号调节阶段(signal conditioning stage)来协助在已接收信号的同相正交信号取样上调节一视窗函数(window function)。将在以下篇幅详述使用不同方法的不同实施例。
从性能分析中发现，当与β度量为零时，估测误差会是最小值。因此，可以选择一个能满足这两个条件的已传送信号，来改善同相正交信号失衡估测的正确性。这种做法往往应用在可以进行离线校准的实施例上。
从方程式(48)中可以进一步将上述时域条件表示为，没有同相正交信号失衡的信号在频域特性上的等效限制：
方程式(51)
选择满足上述限制的已传送信号的一种解决方案是使用一种纯调(pure tone)信号，并且确保估测周期相应于此一测试信号的数个周期。然而，应该理解到使用纯调信号并不是满足确切估测条件的唯一解决方案。例如，可以找出任一组施用于同相与正交信号的正交(orthogonal)的序列以达到上述的要求。估测周期需要对应到正交序列的一些取样。例如，利用一组阿达玛(Hadamard)序列调变信号有可能达到改善同相正交信号失衡估测的正确性的目标。可用来训练同相正交信号失衡校准程序的另一类型信号是哈尔小波(Harrwavelet)的集合。因此，有可能通过仔细地选择估测程序的已传送数据，大幅度地改善同相正交信号失衡的收敛特性。
根据本发明一实施例，用于同相正交信号失衡估测的信号是由无线接收器内的传接器130中之测试信号产生器540内部产生。测试信号是根据上述原理的一产生的。比方说，测试信号产生模块540可以用于产生一载波信号，其频率取决于用于失衡估测的同相正交信号的取样个数，其又对应于载波信号周期的一整数倍。然而，在实作上，上述的载波测试信号通常会遭遇到某种先验形式的未知频率/相位误差，而降低了同相正交信号失衡估测的性能。频率误差的来源可能是固定的，或是随着时间而改变。
透过对于度量的理解，可以了解到上述频率误差对于测试信号的影响效应。在没有任何频率误差和噪讯的情况下，上述的度量将等于零，且可以预期这样的测试信号能够让同相正交信号失衡估测的结果非常正确。然而，测试信号的任何频率误差将导致频谱泄漏(spectral leakage)，而这将令上述度量的值升高。如同方程式(44)所示，度量值的升高将增加同相正交信 号失衡估测的误差。
然而，可以透过使用视窗化技术来减少同相正交信号失衡估测的正确性误差。此类技术可以透过将同相正交信号的取样y(n)乘以一时域视窗w(n)的取样。视窗数据为任意的，且可以从几个已知的视窗化技术形式中选出，如哈密(Hamming)与哈宁(Hanning)。
图10描绘出在使用了视窗化技术后，同相正交信号失衡校正所导致的镜像抑制(IR)的改善。同相正交信号失衡的估测是采用一载波信号的测试信号进行，该载波信号的频率是所估测的同相正交信号取样区块的整数倍。该图比较了具有载波信号频率偏移时，采用视窗化技术与不采用视窗化技术时所达成的镜像抑制效果。可以见到当频率偏移时，同相正交信号失衡的估测与校正性能降低，进而减少镜像抑制。然而，也还可以观察到使用视窗化技术之后的镜像抑制显然要高于没使用视窗化技术的镜像抑制。对一个2kHz的频率偏移而言，当使用视窗化技术时，可以达到稍低于80分贝的镜像抑制效果。如果没有使用视窗化技术，镜像抑制大约在45分贝左右。因此，可以看到使用视窗化技术能将镜像抑制大幅度地提高超过35分贝。
可以将视窗函数应用到已接收的同相正交信号取样来实作上述的视窗化技术。然而，此种实作方式需要在视窗化及同相正交信号失衡估测之前，先移除已接收信号当中的直流电偏移，而使用视窗化函数也会修改已接收信号的直流电部分。如前所述，这将导致不想要的暂存。在视窗化技术的另一实施例当中，当同相正交信号失衡估测模块520计算要提供到数字信号处理模块144的不同度量时，采用视窗函数所造成的效果，但却不修改已接收信号的同相正交信号的取样。
图11显示了某一具备视窗化技术的同相正交信号失衡估测模块520的实施例，其不需要在同相正交信号失衡估测的校正之前先暂存已接收信号。模块815、825、与835分别是修改过后的模块810、820、与830，其各自在A,B,C度量的运算中加入了视窗化技术。这些模块依照下列三个方程式进行计算：
方程式(52)
方程式(53)
方程式(54)
其中，w(n)，n∈{0，1，...N-1}表示视窗函数的取样。
同相信号直流电权重估测模块860与正交信号直流电权重估测模块870更分别计算两个F与G度量如下：
方程式(55)
方程式(56)
D与E度量的计算和先前的算法相同。
同相正交信号于增益和相位失衡的程度可以由这些度量相关的一组方程式计算如下：
g2×γ＝A+D2W2-2DF 方程式(57)
γ＝B+E2W2-ZEG 方程式(58)
g×γ×sin(θ)＝C+DEW2-EF-DG 方程式(59)
其中，W2表示视窗函数的平方，而此值为接收器先验已知的：
方程式(60)
数字信号处理模块144可以接着根据同相正交信号失衡估测模块520所计算出的A,B,C,D,E,F,G度量，估测出同相正交信号增益与相位失衡程度如下：
方程式(61)
方程式(62)
上述关于使用视窗化技术进行同相正交信号失衡估测的方式，可以适用于缺乏直流电偏移移除电路530的接收器。当在同相正交信号失衡估测进行直流电偏移移除动作时，可以分别由模块815、825、与835所提供的A,B,C度量直接估测增益与相位的失衡程度如下：
方程式(63)
方程式(64)
本领域的普通技术人员可以轻易理解到在段落0、0、与0中用于改善同相正交信号估测性能的不同方法，也可以在视窗化技术实施时使用。
在段落0中已经说明，可以藉由控制已传送信号的性质来改善同相正交信号失衡的估测与校正的正确性，例如将方程式(48)中定义的错误条件最小化。然而，甚至当无法达成此一条件时，也可以在知道已传送信号的统计数据的情况下，改善同相正交信号失衡的估测的正确性。先前的估测程序依赖与的两个假定。然而，需要注意的是，当与度量为已知，无须上述的假定，也可以解出方程式(34)：
方程式(65)
其中，GI与GQ可以定义如下：
GI＝g cosθ
GQ＝g sinθ 方程式(66)
当数字信号处理模块144拥有关于已传送信号的统计数据，特别是以度量 形式表示的统计数据时，可以在估测同相正交信号的增益与相位失衡时，将此统计信息与同相正交信号失衡估测模块520所提供的信息结合。在没有直流电偏移的情况下，可以根据下列方程式估测GI与GQ如下：
方程式(67)
方程式(68)
一旦GI与GQ被推导出来，可以简单地产生同相正交信号失衡的估测值如下：
方程式(69)
上述的方程式组显示可以利用已传送信号的统计数据的先验知识来增进同相正交信号失衡估测的正确性。接收器可能具有已传送信号的统计数据的先验知识。在另类的实施例中，传送器可以将此统计数据传送给接收器。
在段落0当中已经描述了，在已接收信号上使用视窗化技术可以改善同相正交信号失衡的估测性能。上述的改善不限于使用视窗化技术，而可以透过多个不同的信号调节技术来达成。比方说，可以在已接收信号上使用一低通滤波器作为另一种信号调节的方式。
图12显示了同相正交信号失衡估测模块520在已接收信号被数字信号处理模块144用于产生不同的度量之前先进行滤波，以用于估测增益及相位失衡的示意图。如前所述，不同的度量A,B,C,D,E分别由模块810,820,830,840与850产生。在输入到各个模块之前，数字滤波器900先对已接收信号y(n)进行滤波。
图13与图14描绘了在失衡估测前对已接收信号进行滤波，以获得同相正交信号失衡所估测的增益值。图13显示了一实施例，具有带通滤波器(band-pass filter)的数字滤波器900对已接收信号进行滤波。图14描绘了滤波和非滤波所对应的镜像抑制比。可以见到在测试的范例中，当估测单一区块的同相正交信号取样时，使用滤波器可以将镜像抑制比从32分贝提高到50分贝。也可以见到此增益基本上和用于同相正交信号失衡估测的平均值的数量无关。
可以使用许多不同方式来设计数字滤波器900。然而，需要注意的是，形成对称频率响应的转换(transformation)的设计较为合适。当转换满足对称频率响应的条件时，可以证明对已接收信号进行数字滤波的范例可以在某一形式上等同于对已传送信号进行滤波。如前所述，当方程式(48)所定义的错误信号减少时，同相正交信号失衡估测的准确率将会提高。因此，设计数字滤波器900的目的之一，在于最小化以下的度量：
方程式(70)
其中，Hmm∈{0，...，N-1}用来表示或特征化数字滤波器900的频率响应。
由于上述的转换必须具有一对称频率响应，所以更需要符合以下的限制：
方程式(71)
因此，数字滤波器900设计的条件可以表示为：
最小化
在上述限制下，为一常数值方程式(72)
其中，Gm表示数字滤波器900的频率响应的平方，也就是Gm＝|Vm|2。
根据方程式(72)的设计条件，有许多不同的方式可以用来设计数字滤波器900。比方说，可以通过模拟来设计这样的滤波器。另外，可以使用拉格兰兹乘法(Lagrangemultiplier)来解上述的方程式。当使用此种方法时，数字滤波器的频率响应可以等同如下：
方程式(73)
其中，c是一个设计常数，可以自由地加以设定。而数值X与Y为向量，其定义包含下列数值：
Xm＝VmVN-m 方程式(74)
Ym＝|Vm|2 方程式(75)
根据方程式(73)来设计数字滤波器需要了解已传送信号的频率响应。在利用一测试信号来进行同相正交信号失衡估测时，接收器可能得悉此项信息。
然而，当接收器使用同相正交信号处理电路143来回复信号时，接收器通常无法得悉上述的信息。在此情况下，仍可使用段落0与0所描述的方式，比方说，将平均值取代已传送信号的频率响应值。
接收器也可能储存多组数字滤波器900的设定值，然后根据对已接收信号的量测值来选择一种最佳的设定值用于同相正交信号失衡的估测。比方说，接收器可以 侦测是否有强烈的邻近频道信号以便选择使用哪一种设定值。
基本上，只要能够使得度量的值减少，任何具有真实系数与一频率响应的数字滤波器，都可以用来改善同相正交信号失衡估测的准确性。
虽然本发明提供了许多关于装置、***、与方法的实施例，但这些实施例都不应该用于限定本发明。由于许多修改和结构上的变化都不会偏离权利要求中的装置、***、与方法，因此也落在权利要求与其等同的范围。因此，权利要求的范围需要以最宽的形式解读，而与以下的权利要求所描述的装置、***、与方法的范围相符。

Claims (18)

1.一种无线通***，包含：
一数字基频处理模块，包含：
一数字前端，包含：
一同相正交信号失衡估测模块，接收一已接收基频信号的多个同相正交信号取样，以及计算多个度量，供特征化该多个同相正交信号取样的多个特性；以及
一同相正交信号失衡校正模块，将多个同相正交信号失衡校正值用于该已接收基频信号的该多个同相正交信号取样；以及
一数字处理模块，连接至该数字前端，根据该多个度量的至少一部分而产生多个估测值，用于特征化一增益与一相位失衡，其中该数字处理模块使用该多个估测值来计算一组态，供产生该多个同相正交信号失衡校正值，并将该多个同相正交信号失衡校正值提供至该同相正交失衡校正模块；
其中，上述同相正交信号失衡校正模块根据针对该增益与该相位失衡的该多个估测值中的一组估测值，于该多个同相正交信号取样的一第一区块产生一组同相正交信号失衡校正权重，该组估测值是从该多个同相正交信号取样的一第二区块计算而得。
2.如权利要求1所述的无线通***，其特征在于，上述的同相正交信号失衡估测模块计算有关于该已接收基频信号的该多个同相正交信号取样的多个功率与互相关估测值，作为该多个度量的至少一部份。
3.如权利要求2所述的无线通***，其特征在于，上述的数字处理模块使用下列方程式来计算该增益g的该多个估测值：
g = A B
其中，A与B分别表示该多个度量，用来特征化有关于该多个同相正交信号取样的多个功率估测值。
4.如权利要求3所述的无线通***，其特征在于，上述的数字处理模块使用下列方程式来计算该相位失衡θ的该多个估测值：
s i n θ = ( g × C A ) = ( C B × g ) = C A × B
其中，C表示该多个度量，用来特征化该已接收基频信号的该多个同相正交信号取样的多个互相关估测值。
5.如权利要求2所述的无线通***，其特征在于，上述同相正交信号失衡估测模块还计算该已接收基频信号的该多个同相正交信号取样的多个直流电偏移作为该多个度量的至少一部份。
6.如权利要求1所述的无线通***，其特征在于，上述同相正交信号失衡校正模块被用于，根据特征化该增益与该相位失衡的该多个估测值中的一组估测值，对该多个同相正交信号取样的一第一区块执行校正，该组估测值是基于该多个同相正交信号取样的一第二区块中的至少一组度量而被产生，其中该组估测值所对应的该第二区块与该同相正交信号失衡校正模块所执行校正的该第一区块不同。
7.如权利要求1所述的无线通***，其特征在于，上述同相正交信号失衡校正模块被用于，根据特征化该增益与该相位失衡的该多个估测值，对该多个同相正交信号取样的一区块执行校正，该多个估测值基于该多个同相正交信号取样的多个区块对应的多个组度量而被产生。
8.如权利要求7所述的无线通***，其特征在于，上述同相正交信号失衡估测模块产生该多个同相正交信号取样的该多个区块各别对应的多个品质指标，据以权衡该多个区块对应的该多个组度量各别的贡献。
9.如权利要求7所述的无线通***，其特征在于，上述已接收基频信号是由一测试信号产生模块所产生。
10.如权利要求1所述的无线通***，其特征在于，上述数字前端还包含一直流电偏移移除电路，用于该同相正交信号失衡估测模块计算出该多个度量之前，移除该多个同相正交信号取样的一直流电偏移。
11.如权利要求1所述的无线通***，其特征在于，上述同相正交信号失衡估测模块将该多个同相正交信号取样与来自一时域窗的多个取样相乘，以减少该多个度量的一频率误差。
12.如权利要求1所述的无线通***，其特征在于，上述同相正交信号失衡估测模块还包含一滤波器，在计算该多个度量之前令该已接收基频信号通过该滤波器，以减少该已接收基频信号的该多个同相正交信号取样的一衰减。
13.如权利要求12所述的无线通***，其特征在于，上述滤波器被设定具有一对称频率响应。
14.如权利要求12所述的无线通***，其特征在于，上述滤波器根据由一已传送信号的一频率响应所得到的先验知识所设计。
15.如权利要求12所述的无线通***，其特征在于，对应上述滤波器的一组滤波器设定值根据一频道状况自多个滤波器设定值来选定。
16.如权利要求1所述的无线通***，其特征在于，上述同相正交信号失衡估测模块根据其他信号的存在与否，对该已接收基频信号进行信号调节。
17.如权利要求6所述的无线通***，其特征在于，上述数字处理模块可供该同相正交信号失衡校正模块执行任何步骤之前，自该同相正交信号失衡估测模块接收该至少一组度量。
18.如权利要求1所述的无线通***，其特征在于，上述同相正交信号失衡校正模块根据由一已传送信号的特性所得到的先验知识，产生该多个同相正交信号失衡校正值。
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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2537800B (en) * 2014-12-22 2018-05-30 Imagination Tech Ltd IQ imbalance estimator
EP3068044A1 (en) * 2015-03-11 2016-09-14 Nxp B.V. Module for a radio receiver
TWI565271B (zh) * 2015-06-26 2017-01-01 晨星半導體股份有限公司 可修正信雜特徵值估計的接收電路與相關方法
EP3267646B1 (en) * 2016-07-06 2021-06-02 Nxp B.V. Iq mismatch correction module
CN107786236B (zh) * 2016-08-25 2020-01-21 瑞昱半导体股份有限公司 传收电路以及接收电路控制方法
CN107834998B (zh) * 2017-11-01 2018-09-18 西安科技大学 一种宽频带正交信号产生装置
CN110868227B (zh) * 2018-08-28 2022-02-25 瑞昱半导体股份有限公司 可量测传送端镜像抑制比的传送电路
US11070416B2 (en) * 2019-09-25 2021-07-20 Apple Inc. Time domain approach to determining a modulation or demodulation imbalance
US11012273B1 (en) * 2019-12-31 2021-05-18 Hughes Network Systems, Llc Compensating for frequency-dependent I-Q phase imbalance
CN113542184B (zh) * 2021-07-06 2023-09-05 上海擎昆信息科技有限公司 一种收发机iq不平衡校准方法及***
TWI765772B (zh) * 2021-07-09 2022-05-21 晶豪科技股份有限公司 等化輸入訊號來產生等化器輸出訊號的方法以及參數等化器
US11711102B2 (en) * 2021-11-01 2023-07-25 Motorola Solutions, Inc. Local oscillator switching control for a very low intermediate frequency receiver

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102843321A (zh) * 2011-06-24 2012-12-26 联发科技股份有限公司 Iq不平衡补偿装置及方法
US8526518B2 (en) * 2007-12-18 2013-09-03 Skyworks Solutions, Inc. Imbalance compensation for direct conversion communication systems
CN103312341A (zh) * 2012-03-14 2013-09-18 晨星软件研发(深圳)有限公司 收发器的同相与正交校正***与方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8374297B2 (en) * 2008-09-15 2013-02-12 Intel Corporation Circuit, controller and methods for dynamic estimation and cancellation of phase and gain imbalances in quadrature signal paths of a receiver
US8477889B2 (en) * 2009-03-11 2013-07-02 Texas Instruments Incorporated Estimating and filtering multiple sets of MIPS from different frequencies
US8442150B1 (en) * 2012-02-24 2013-05-14 National Instruments Corporation Measurement of transmitter impairments using offset local oscillators

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8526518B2 (en) * 2007-12-18 2013-09-03 Skyworks Solutions, Inc. Imbalance compensation for direct conversion communication systems
CN102843321A (zh) * 2011-06-24 2012-12-26 联发科技股份有限公司 Iq不平衡补偿装置及方法
CN103312341A (zh) * 2012-03-14 2013-09-18 晨星软件研发(深圳)有限公司 收发器的同相与正交校正***与方法

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