CN105656834A - 一种新型宽带接收机iq通道失配的数字校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种新型宽带接收机IQ通道失配的数字校正方法，是一种充分利用IQ数字信号的幅频特性，以窄带信号的校正为基础，并在此基础上提出IQ通道失配的数字校正方法。零中频调制存在的正交误差，产生的残留镜像和载漏信号会产生带内干扰，使调制信号信噪比降低，星座点发散。本发明提出的校正IQ非理想特性易于实现的闭环方法，给出了基本方法和具体的操作。该方法具有算法简单，占用硬件资源少，可移植性强，后期维护简便等优点。利用该方法，可以降低信号在频谱上的镜像和载漏的功率，整个工作带宽内的幅相误差得到了有效的校正，增大无线通信设备的动态范围，满足宽带无线通信***的要求，提高了调制信号的信噪比。

Description

一种新型宽带接收机IQ通道失配的数字校正方法

技术领域

本发明涉及一种新型宽带接收机IQ通道失配的数字校正方法，主要用于通信领域。

背景技术

在现代通信***中，由于各种因素的影响，I/Q通道之间通常会发生失配现象，这样会降低接收机的动态范围，进而影响了整个通信***的工作性能。

由于从正交变化的I/Q两路信号中，很容易获得目标信号的三个特征参数，即瞬时幅度、瞬时相位和瞬时频率，所以在现代通信***中常常采用正交双通道处理技术。同时，正交双通道处理在采样频率不变的情况下使***带宽增加一倍。在无线通信***接收端，由于模拟环节及器件的影响，I/Q两路信号的幅度不可能完全一致，相位差也不可能是理想的90度。这两种误差会使信号在频谱上产生镜像，降低通信***接收端的动态范围，在宽带***中，这种情况更为严重。另外，还存在直流分量的影响。这三种误差是影响通信***接收端性能的关键因素。要提高通信***的整体性能，就必须对这三种误差进行处理。

现有技术中，一：对于无线通信***中的窄带信号，比较常用的一种方法是利用测试信号得到一组校正参数，然后采用正交变化的方式进行校正。二：在对校正参数进行估计时，常用的方法是通过一种计算量较小的简化模型来完成，即以4倍于测试信号的频率对测试信号进行过采样，再进行4点DFT变换得到校正参数。通常，DFT变换的点数越多，测试精度就越高，但是所需要的计算时间也会相应较长；减少DFT的点数，所需要的计算时间会缩短，但是测试精度会降低。

发明内容

本发明的目的在于，提出一种充分利用IQ数字信号的幅频特性，以窄带信号的校正为基础，并在此基础上提出IQ通道失配的数字校正方法。

本发明采用一种基于时域计算正交双通道误差的方法，可以只用一个采样率完成对频带内不同频点的测试，同时也避免了对DFT变换点数的选择。

对于窄带信号，通常假设I/Q信号误差在某一特定的频段上为一常量，经过正交双通道处理后，可以分别求出增益误差和相位误差；经过校正后，I/Q两路信号互相正交且幅度相等；对于直流偏置可以直接从I/Q信号中减去，这样直流偏置的影响也消除了。

在实际过程中，宽带信号与窄带信号的不同之处在于，宽带信号的I/Q误差在其包含的整个频带范围内不能视为一个常量，而是频率的一个函数。此时由三个滤波器组成的滤波器组起到关键作用。经过正交双通道处理的I/Q信号，先减去直流偏置，再经过滤波器组滤波，在输出端得到经过校正的I/Q信号。

本发明解决其技术问题采用的技术方案是：

一种新型宽带接收机IQ通道失配的数字校正方法，ADC芯片完成射频信号到数字信号的转换，之后通过混频器实现数字信号的正交变换得到I/Q信号，校正滤波器系数计算模块根据输入的实时I/Q信号完成滤波器系数的生成并将系数发送给FIR复系数滤波器校正模块以完成校正功能，同时FIR复系数滤波器校正模块对输入的失配I/Q信号进行校正，DUC模块完成校正后的信号的上变频，最后D/A模块完成上变频后的数字信号与DA芯片的接口时序操作。

所述的通过混频器实现数字信号的正交变换，得到两路I/Q信号，分别为：

I(n)＝A_Icos(2πfn+θ)+d₁

其中，A_I、A_Q分别为I、Q两路信号的振幅，f为输出频率，为相位误差，d₁、d₂分别为I、Q两路的直流分量。

所述的校正滤波器系数计算模块根据输入的实时I/Q信号完成滤波器系数的生成，具体过程如下：

在满足下列条件时：

$\frac{f_c}{f_s}=\frac{M}{N}$

$\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}cos\left(2\mathrm{\π}fn\right)=0$

$\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}\sin \left(2\mathrm{\π}fn\right)=0$

其中，M为整数，N为样本点数，f_s为采样率，f_c为输入信号频率；当以上三公式满足时，求出直流偏置d₁、d₂：

$d_1=\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}I\left(n\right)$

$d_2=\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}Q\left(n\right)$

将直流偏置从I、Q两路信号中去掉，设去掉直流偏置后的两路信号分别为I₁(n)，Q₁(n)，则分别为：

I₁(n)＝I(n)-d₁

Q₁(n)＝Q(n)-d₂

由I₁(n)，Q₁(n)的表达式，分别求出A_I、A_Q：

$A_I=\sqrt{\frac{2}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}{I_1}^2\left(n\right)}$

$A_Q=\sqrt{\frac{2}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}{Q_1}^2\left(n\right)}$

由此，求得增益误差λ及相位误差

$\mathrm{\λ}=20\lg \frac{A_I}{A_Q}$

所述的FIR复系数滤波器校正模块对输入的失配I/Q信号进行校正，具体包括两种情况；

(1)、对于窄带信号，首先假设I/Q误差在整个频段上为一常量，设经过混频变换后，I/Q两路信号分别为：

I(n)＝Acos(2πfn+θ)+d₁

上面两式中，λ为增益误差，为相位误差，对于直流分量d₁、d₂，可以直接从I、Q两路信号中减去；而对于增益误差λ，相位误差可以由正交化方法得到：

$\left[\begin{array}{c}{I}_2\\ Q_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}C& O\\ S& P\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}I-d_1\\ Q-d_2\end{array}\right]$

式中，P＝1/(1+λ)；经过校正后，I₂、Q₂两路信号相互正交且幅度相等，同时消除了直流偏置的影响；

(2)、对于宽带信号，I/Q误差在整个频段范围内不能视为一个常量，而是频率的一个函数；根据前面推证的单频点信号(窄带信号)，分别对混频***输入m个测试信号，可以得到C_i、S_i、P_i，i＝1，2，…m；此时可以构建一个滤波器组：

$C_m\left(z\right)=f_c\left(z_1\right)+{\mathrm{\Σ}}_{i=2}^m\[f_c(z_1,z_2,...,z_i\]\underset{k=1}{\overset{i-1}{\Π}}\frac{z+z^{-1}-2{\mathrm{cos\ω}}_k}{2}$

$S_m\left(z\right)=f_s\left(z_1\right)+{\mathrm{\Σ}}_{i=2}^m\[f_s(z_1,z_2,...,z_i\]\underset{k=1}{\overset{i-1}{\Π}}\frac{z+z^{-1}-2{\mathrm{cos\ω}}_k}{2}$

$P_m\left(z\right)=f_p\left(z_1\right)+{\mathrm{\Σ}}_{i=2}^m\[f_p(z_1,z_2,...,z_i\]\underset{k=1}{\overset{i-1}{\Π}}\frac{z+z^{-1}-2{\mathrm{cos\ω}}_k}{2}$

f_c(z₁)、f_s(z₁)、f_p(z₁)分别为C_i的函数表达式、S_i的函数表达式、P_i的函数表达式；Z₁，Z₂，……Z_i为宽带信号中对应的每一个频点，Z是相位为ω的复变量，

ω_c＝2πf_c/f_s，f_c为输入信号的频率，上述三式所示的三个滤波器组成校正滤波器组，经过混频输出的I/Q信号，先减去直流偏置，再经过滤波器组滤波，在输出端得到经过校正的I/Q信号。

该方法具有算法简单，占用硬件资源少，可移植性强，后期维护简便等优点。利用该方法，可以降低信号在频谱上的镜像，整个工作带宽内的幅相误差得到了有效的校正，增大无线通信设备的动态范围，满足宽带无线通信***的要求。

附图说明

图1是一种典型的无线通信***的组成框图。一般由射频链路、AD/DA、数字算法部分组成。射频链路完成射频信号的接收与发送，AD/DA完成射频信号与中频信号的相互转换，数字算法部分完成滤波、同步以及其他特殊功能。其中I/Q通道失配的校正在数字算法部分实现。

图2是本发明的一种实施例。ADC芯片完成射频信号到数字信号的转换，通过混频器实现数字信号的正交变换，校正滤波器系数计算模块根据输入的实时I/Q信号完成滤波器系数的生成，FIR复系数滤波器校正模块对输入的失配I/Q信号进行校正。DUC模块完成数字信号的上变频，D/A模块完成数字部分与DA芯片的接口时序操作。

图3是窄带信号I/Q校正的示意图。

图4是宽带信号I/Q校正的示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

在本方法实施时，通过耦合射频调制输出,下变频到基带,在数字域芯片FPGA中实现自适应校正。

假设***输入一单频信号f(t)＝Acos(2πf_ct+θ)，f_c为输入信号频率，θ为初相。经过混频处理后，在输出端得到I/Q两路信号分别为：

I(n)＝A_Icos(2πfn+θ)d₁

其中，A_I、A_Q分别为I、Q两路信号的振幅，f为输出频率，为相位误差，d₁、d₂分别为I、Q两路的直流分量。在满足下列条件：

$\frac{f_c}{f_s}=\frac{M}{N}$

$\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}cos\left(2\mathrm{\π}fn\right)=0$

$\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}\sin \left(2\mathrm{\π}fn\right)=0$

其中，M为整数，N为样本点数，f_s为采样率。当以上三公式满足时，求出直流偏置d₁、d₂：

$d_1=\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}I\left(n\right)$

$d_2=\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}Q\left(n\right)$

将直流偏置从I、Q两路信号中去掉，设去掉直流偏置后的两路信号分别为I₁(n)，Q₁(n)，则分别为：

I₁(n)＝I(n)-d₁

Q₁(n)＝Q(n)-d₂

由I₁(n)，Q₁(n)的表达式，可以分别求出A_I、A_Q：

$A_I=\sqrt{\frac{2}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}{I_1}^2\left(n\right)}$

$A_Q=\sqrt{\frac{2}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}{Q_1}^2\left(n\right)}$

由此，可以求得幅度不一致λ及相位不一致性

$\mathrm{\λ}=20\lg \frac{A_I}{A_Q}$

首先假设I/Q误差在整个频段上为一常量。设经过混频变换后，I/Q两路信号分别为：

I(n)＝Acos(2πfn+θ)+d₁

上面两式中，λ为增益误差，为相位误差。对于直流分量d₁、d₂，可以直接从I、Q两路信号中减去。而对于增益误差λ，相位误差可以由正交化方法得到：

$\left[\begin{array}{c}{I}_2\\ Q_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}C& O\\ S& P\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}I-d_1\\ Q-d_2\end{array}\right]$

式中，P＝1/(1+λ)。经过校正后，I₂、Q₂两路信号相互正交且幅度相等，同时直流偏置的影响也消除了。下图3表示此校正过程。

在宽带信号中，I/Q误差在整个频段范围内不能视为一个常量，而是频率的一个函数。根据前面推证的单频点信号，分别对混频***输入m个测试信号，可以得到C_i、S_i、P_i，i＝1，2，…m。此时可以构建一个滤波器组：

$C_m\left(z\right)=f_c\left(z_1\right)+{\mathrm{\Σ}}_{i=2}^m\[f_c(z_1,z_2,...,z_i\]\underset{k=1}{\overset{i-1}{\Π}}\frac{z+z^{-1}-2{\mathrm{cos\ω}}_k}{2}$

$S_m\left(z\right)=f_s\left(z_1\right)+{\mathrm{\Σ}}_{i=2}^m\[f_s(z_1,z_2,...,z_i\]\underset{k=1}{\overset{i-1}{\Π}}\frac{z+z^{-1}-2{\mathrm{cos\ω}}_k}{2}$

$P_m\left(z\right)=f_p\left(z_1\right)+{\mathrm{\Σ}}_{i=2}^m\[f_p(z_1,z_2,...,z_i\]\underset{k=1}{\overset{i-1}{\Π}}\frac{z+z^{-1}-2{\mathrm{cos\ω}}_k}{2}$

上述三式所示的三个滤波器组成校正滤波器组。经过混频输出的I/Q信号，先减去直流偏置，再经过滤波器组滤波，在输出端得到经过校正的I/Q信号。

Claims (4)

1.一种新型宽带接收机IQ通道失配的数字校正方法，其特征在于：ADC芯片完成射频信号到数字信号的转换，之后通过混频器实现数字信号的正交变换得到I/Q信号，校正滤波器系数计算模块根据输入的实时I/Q信号完成滤波器系数的生成并将系数发送给FIR复系数滤波器校正模块以完成校正功能，同时FIR复系数滤波器校正模块对输入的失配I/Q信号进行校正，DUC模块完成校正后的信号的上变频，最后D/A模块完成上变频后的数字信号与DA芯片的接口时序操作。

2.根据权利要求1所述的一种新型宽带接收机IQ通道失配的数字校正方法，其特征在于：所述的通过混频器实现数字信号的正交变换，得到两路I/Q信号，分别为：

I(n)＝A_Icos(2πfn+θ)+d₁

其中，A_I、A_Q分别为I、Q两路信号的振幅，f为输出频率，为相位误差，d₁、d₂分别为I、Q两路的直流分量。

3.根据权利要求2所述的一种新型宽带接收机IQ通道失配的数字校正方法，其特征在于：所述的校正滤波器系数计算模块根据输入的实时I/Q信号完成滤波器系数的生成，具体过程如下：

在满足下列条件时：

$\frac{f_c}{f_s}=\frac{M}{N}$

$\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}\cos \left(2\mathrm{\π}fn\right)=0$

$\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}\sin \left(2\mathrm{\π}fn\right)=0$

其中，M为整数，N为样本点数，f_s为采样率，f_c为输入信号频率；当以上三公式满足时，求出直流偏置d₁、d₂：

$d_1=\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}I\left(n\right)$

$d_2=\frac{1}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}Q\left(n\right)$

将直流偏置从I、Q两路信号中去掉，设去掉直流偏置后的两路信号分别为I₁(n)，Q₁(n)，则分别为：

I₁(n)＝I(n)-d₁

Q₁(n)＝Q(n)-d₂

由I₁(n)，Q₁(n)的表达式，分别求出A_I、A_Q：

$A_I=\sqrt{\frac{2}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}{I_1}^2\left(n\right)}$

$A_Q=\sqrt{\frac{2}{N}\underset{n-1}{\overset{N}{\Σ}}{Q_1}^2\left(n\right)}$

由此，求得增益误差λ及相位误差

$\mathrm{\λ}=20\lg \frac{A_I}{A_Q}$

4.根据权利要求3所述的一种新型宽带接收机IQ通道失配的数字校正方法，其特征在于：所述的FIR复系数滤波器校正模块对输入的失配I/Q信号进行校正，具体包括两种情况；

(1)、对于窄带信号，首先假设I/Q误差在整个频段上为一常量，设经过混频变换后，I/Q两路信号分别为：

I(n)＝Acos(2πfn+θ)+d₁

上面两式中，λ为增益误差，为相位误差，对于直流分量d₁、d₂，可以直接从I、Q两路信号中减去；而对于增益误差λ，相位误差可以由正交化方法得到：

$\left[\begin{array}{c}{I}_2\\ Q_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}C& 0\\ S& P\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}I-d_1\\ Q-d_2\end{array}\right]$

式中，P＝1/(1+λ)；经过校正后，I₂、Q₂两路信号相互正交且幅度相等，同时消除了直流偏置的影响；

(2)、对于宽带信号，I/Q误差在整个频段范围内不能视为一个常量，而是频率的一个函数；根据前面推证的单频点信号，分别对混频***输入m个测试信号，可以得到C_i、S_i、P_i，i＝1，2，…m；此时可以构建一个滤波器组：

$C_m\left(z\right)=f_c\left(z_1\right)+{\Σ}_{i=2}^m\[f_c(z_1,z_2,...,z_i\]\underset{k=1}{\overset{i-1}{\Π}}\frac{z+z^{-1}-2{\mathrm{cos\ω}}_k}{2}$

$S_m\left(z\right)=f_s\left(z_1\right)+{\Σ}_{i=2}^m\[f_s(z_1,z_2,...,z_i\]\underset{k=1}{\overset{i-1}{\Π}}\frac{z+z^{-1}-2{\mathrm{cos\ω}}_k}{2}$

$P_m\left(z\right)=f_p\left(z_1\right)+{\Σ}_{i=2}^m\[f_p(z_1,z_2,...,z_i\]\underset{k=1}{\overset{i-1}{\Π}}\frac{z+z^{-1}-2{\mathrm{cos\ω}}_k}{2}$

上述三式所示的三个滤波器组成校正滤波器组，经过混频输出的I/Q信号，先减去直流偏置，再经过滤波器组滤波，在输出端得到经过校正的I/Q信号。