CN103368589B - 干扰抑制方法、装置及接收机 - Google Patents

Abstract

一种干扰抑制方法、装置及接收机。所述干扰抑制方法包括：接收受扰信号，所述受扰信号包括有用信号和干扰信号；将接收到的受扰信号与接收机的本振信号经混频和低通滤波处理后获得混频信号；将混频信号进行信道选择滤波获得滤波信号；计算滤波信号的信噪比；当信噪比满足接收要求，继续接收受扰信号；当信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号。基于信道选择滤波器抑制信号的特性，通过不断检测滤波信号的信噪比，判断是否改变本振信号的频率，并通过本发明技术方案中的算法对本振信号进行调整，使经下变频单元的组合干扰信号的频率落在信道选择滤波器的通带范围之外，从而被抑制。

Description

干扰抑制方法、装置及接收机

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种干扰抑制方法、装置及接收机。

背景技术

接收机是现代通信***中的重要组成单元，它的主要作用是把从空间接收到的不同频率的电磁波进行筛选，提取有用信号进行变频、放大，然后把满足一定信噪比要求的基带信号送给解调器解调。实际通信***中接收到的有用信号往往比较微弱，同时还有很多的干扰信号伴随其中，因此，灵敏度和选择性就成为衡量接收机性能的主要指标。现有的接收机包括三种：超外差式接收机、零中频接收机和低中频接收机。

上述各类接收机天线接收到的有用信号一般具有极小的信道带宽和较高的频率，需要使用混频器将接收到的高频信号降频，在中频频率进行信道滤波、放大和解调，但是这又引入了镜像信号干扰。具体地，若第一信号的频率和第二信号的频率对称地分布在本振信号频率的两边，则经过混频后，第一信号的频率和第二信号的频率都将被搬移到同一中频频率。如果第一信号和第二信号其中一个是有用信号，另一个是干扰信号，那么干扰信号所在的频率就称为镜像信号的频率，这种经过混频后的干扰现象称为镜像信号干扰。

IEEE标准802.16e-2005在8.3.11项规定了接收机要求，其中对接收机镜像抑制的要求是：接收机应能够提供最低60dB的镜像抑制，并且必须包含产生在接收机射频和其后的中频的所有镜像条件中。因此，接收机射频前端设计的一大挑战是如何实现足够高的镜像抑制。目前广泛应用的方法是复数混频***，即将正弦信号通过一个正交移相器，得到两个正交的本振信号，分别送入两个混频器，从而得到输入信号经过复数混频后的中频信号。

对于超外差式接收机，其需要一个高品质因数的镜像抑制滤波器。所谓品质因数，是表征一个储能器件(如电感线圈、电容等)、谐振电路所储能量同每周损耗能量之比的一种质量指标。元件的品质因数愈大，用该元件组成的电路或网络的选择性愈佳。然而，该镜像抑制滤波器很难在集成电路中实现。

对于零中频接收机，其虽然不需要镜像抑制滤波器，但是由于本振信号和有用信号的中心频率相同，经过混频器后会产生较为严重的直流问题，且难以滤除。

相比之下，低中频接收机和零中频接收机形式更接近，两者的区别在于低中频接收机采用的本振信号和有用信号中心频率不同，存在较小的差异，该差异一般在半个信道带宽(BW，Band Width)到一个信道带宽之间，即BW/2＜f_IF＜BW。采用复数混频技术的低中频接收机可以有效地抑制镜像信号的干扰，同时输出的直流信号幅度较小，相对更容易滤除。因此目前手机的接收方案中多采用低中频接收机。

然而，发明人发现，由于低中频接收机采用了前述具有两条信号路径的复数混频技术，必然会由于工艺误差造成信号路径在增益和相位上的不匹配，导致采用低中频接收机方案的手机在进行测试认证和实际使用中灵敏度下降，甚至出现掉话现象。

更多关于通信技术领域的干扰抑制方法可以参考发明名称为“抑制窄带干扰的方法和装置”(Method And Device For Suppressing NarrowbandInterference)的美国专利文件US2009010366A1，但仍没有解决上述问题。

发明内容

本发明技术方案解决的问题是现有技术中采用复数混频技术的接收机受外界信号的干扰，灵敏度下降，容易出现掉话现象。

为解决上述问题，本发明技术方案提供一种干扰抑制方法，包括：

接收受扰信号，所述受扰信号包括有用信号和干扰信号；

将接收到的受扰信号与接收机的本振信号经混频和低通滤波处理后获得混频信号；

将所述混频信号进行信道选择滤波获得滤波信号；

计算所述滤波信号的信噪比；

当所述信噪比满足接收要求，继续接收受扰信号；当所述信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号。

可选地，所述本振信号的频率初始值设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

可选地，所述受扰信号满足接收要求包括所述滤波信号的信噪比大于预设门限；所述受扰信号不满足接收要求包括所述滤波信号的信噪比小于所述预设门限。

可选地，所述预设门限小于或等于基带芯片的解调门限。

可选地，所述当所述信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号包括：当所述信噪比小于所述预设门限，若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之和，则将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之差。

可选地，所述当所述信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号还包括：当所述信噪比小于所述预设门限，若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之差，则将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

可选地，所述计算所述滤波信号的信噪比包括将所述滤波信号经过模数转换后进行信道估计，并记录信噪比。

本发明技术方案还提供一种干扰抑制装置，包括：

信号接收单元，用于接收受扰信号，所述受扰信号包括有用信号和干扰信号；

下变频单元，用于将所述信号接收单元接收到的受扰信号与本振信号经混频和低通滤波处理后获得混频信号；

滤波单元，用于将所述下变频单元输出的混频信号进行信道选择滤波获得滤波信号；

计算单元，用于计算所述滤波信号的信噪比；

控制单元，用于当所述计算单元获得的信噪比满足接收要求，控制所述信号接收单元继续接收受扰信号；当所述计算单元获得的信噪比不满足接收要求，调整本振信号的频率后控制所述信号接收单元继续接收受扰信号。

可选地，所述控制单元包括：

第一调整单元，用于当所述信噪比小于所述预设门限，且若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之和，将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之差。

可选地，所述控制单元还包括：

第二调整单元，用于当所述信噪比小于所述预设门限，且若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之差，将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

可选地，所述计算单元包括：

模数转换单元，用于将所述滤波信号由模拟信号转换为数字信号；

数字信号处理单元，用于对经所述模数转换单元转换后的滤波信号进行信道估计，并记录所述滤波信号的信噪比。

本发明技术方案还提供一种接收机，包括上述的干扰抑制装置。

可选地，所述接收机还包括本振发生单元，所述本振发生单元连接于所述下变频单元和所述控制单元。

相对于现有技术，本发明技术方案具有以下有益效果：基于信道选择滤波器抑制信号的特性，通过不断检测待所述滤波信号的信噪比，判断是否改变本振信号的频率，并通过本发明技术方案中所述调整本振信号频率的算法对本振信号进行调整，使经下变频单元的组合干扰信号的频率落在信道选择滤波器的通带范围之外，从而被抑制。另外还克服了接收机由于复数混频***的工艺误差而无法完全滤除镜像信号干扰的缺点。相对于现有的采用固定频率的本振信号的低中频接收机，本发明技术方案增强了对干扰信号的抑制，提高了接收机的抗干扰能力。

附图说明

图1是本发明实施例提供的干扰抑制方法的流程示意图；

图2是一种低中频接收机结构示意图；

图3是有用信号经过下变频单元和信道选择滤波器前后频谱示意图；

图4是理想的信道选择滤波器对组合干扰信号的抑制作用示意图；

图5是图2中下变频单元的具体结构示意图；

图6是镜像信号的频谱示意图；

图7是本发明实施例提供的干扰抑制方法的具体流程图；

图8是本发明实施例提供的干扰抑制装置的结构示意图；

图9是本发明实施例提供的接收机的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。在以下描述中阐述了具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以多种不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广。因此本发明不受下面公开的具体实施方式的限制。

针对现有技术的问题，发明人经过研究，提供了一种干扰抑制方法、装置及接收机。下面首先对本发明涉及的术语进行解释和说明：

信道带宽(BW)：是指信道能够通过的最高频率和该信道能够通过的最低频率之差，由信道的物理特性决定。

信噪比(signal-to-noise ratio，SNR)：是指在规定的条件下，传输信道特定点上的有用功率与噪声功率之比。

灵敏度：在满足规定信噪比的条件下，接收机可以接收的最小电平。

中频：有用信号的中心频率与本振信号的频率混合产生的差频。

请参考图1，图1是本发明实施例提供的干扰抑制方法的流程示意图。如图1所示，所述干扰抑制方法包括：

步骤S1，接收受扰信号，所述受扰信号包括有用信号和干扰信号；

步骤S2，将接收到的受扰信号与接收机的本振信号经混频和低通滤波处理后获得混频信号；

步骤S3，将所述混频信号进行信道选择滤波获得滤波信号；

步骤S4，计算所述滤波信号的信噪比；

步骤S5，当所述信噪比满足接收要求，继续接收受扰信号；当所述信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号。

混频信号包括组合有用信号和组合干扰信号。组合有用信号是指有用信号经混频和低通滤波处理后输出的信号，组合干扰信号是指干扰信号经混频和低通滤波处理后输出的信号。

下面以具体实施例对上述干扰抑制方法作详细说明。本发明实施例中所述接收机为低中频接收机。

请参考图2，图2是一种低中频接收机结构示意图。低中频接收机100包括天线单元110、带通滤波器120、射频芯片130、基带芯片140。

射频芯片130包括与带通滤波器120连接的低噪声放大器(Low NoiseAmplifier，LNA)131，与所述低噪声放大器131连接的下变频单元132，与所述下变频单元132连接的第一可变增益放大器133，与所述第一可变增益放大器133连接的信道选择滤波器134，与所述信道选择滤波器134连接的第二可变增益放大器135，与所述下变频单元132连接的用于产生本振信号的本振发生单元136。

基带芯片140包括与所述射频芯片130的第二可变增益放大器135连接的模数转换器141，以及与所述模数转换器141连接的数字信号处理单元142。

需要说明的是，上述接收机结构仅用于说明本发明的原理，实际应用中接收机的结构可能有变化，例如，模数转换器141可能被包含在基带芯片140中，也可能被包含在射频芯片130中。

接收机的天线单元110采集有用信号后，将所述有用信号发送至能通过某一频率范围内的频率分量、但将其他范围的频率分量衰减到低水平的带通滤波器120。若有用信号的中心频率为f_RX，由于带通滤波器120和理想的低噪声放大器131都是线性器件，不改变信号的频率，所以有用信号经过带通滤波器120和低噪声放大器131后到达下变频单元132的输入端的频率仍为f_RX。在下变频单元132中，有用信号的中心频率与本振信号的频率混合产生一个差频，这个差频即中频。

具体来说，请参考图3并结合图2，图3是有用信号经过下变频单元和信道选择滤波器前后频谱示意图。有用信号和本振信号经过下变频单元132后输出混频信号，信道选择滤波器134对所述混频信号进行信道选择滤波处理。在输入下变频单元132之前，带通滤波器120滤除了受扰信号中带通滤波器120通带范围外的部分。在经过下变频单元132后，有用信号的中心频率被搬移。

参考图4，图4是理想的信道选择滤波器对组合干扰信号的抑制作用示意图。干扰信号经过图3所示下变频单元132后输出组合干扰信号，若组合干扰信号落在信道选择滤波器134通带范围外，信道选择滤波器134可以将组合干扰信号滤除(如左图所示)；若组合干扰信号落在信道选择滤波器134通带范围内，信道选择滤波器134无法滤除组合干扰信号(如右图所示)。如背景技术中所述，为了实现足够高的镜像抑制，低中频接收机中通常采用复数混频***。

本实施例中，所述复数混频***可以采用图5所示的下变频单元的结构。所述下变频单元132包括第一信号处理支路和第二信号处理支路。所述第一信号处理支路包括用于将所述下变频单元的输入信号与第一本振信号混频处理的第一混频器31A，第一低通滤波器32A，以及用于将所述第一低通滤波器32A输出的信号相移-90度的相移单元33。所述第二信号处理支路包括用于将所述下变频单元的输入信号与第二本振信号混频处理的第二混频器31B，以及第二低通滤波器32B。所述下变频单元还包括用于将第一信号处理支路中相移单元33的输出信号和第二信号处理支路中第二低通滤波器32B的输出信号叠加的叠加单元34，所述叠加单元34输出的信号即为中频信号。需要注意的是，上述对下变频单元结构的描述并不能用于限定本发明的保护范围，本发明技术方案同样适用于本领域技术人员公知的其他结构的下变频单元。

本领域技术人员知晓，混频器是一种非线性器件，其产生的振荡频率为两路输入振荡或信号频率的整数倍的线性组合。频率为f_RF的有用信号和频率为f_LO的本振信号输入混频器后，所述混频器输出信号的频率为m×f_RF+n×f_LO，m×f_RF-n×f_LO，-m×f_RF-n×f_LO，-m×f_RF+n×f_LO，(m，n为正整数)。结合图3，第一低通滤波器32A和第二低通滤波器32B将其中频率为m×f_RF+n×f_LO和-m×f_RF-n×f_LO的信号滤除。第一信号处理支路将其中一路信号相移-90度，故，第一信号处理支路和第二信号处理支路的两路信号叠加消除了频率为-m×f_RF+n×f_LO的信号，仅仅剩下频率为m×f_RF-n×f_LO的信号。

具体地，频率为f_RF的有用信号cos(2πf_RFt)可以表示为第一本振信号sin(2πf_LOt)可以表示为第二本振信号cos(2πf_LOt)可以表示为若第一混频器31A和第二混频器31B的增益均为a，第一低通滤波器32A和第二低通滤波器32B的增益均为b，那么第一混频器31A的输出信号为：

$\frac{a}{4j}[e^{j2\mathrm{\π}(m{f}_{\mathrm{RF}}+n{f}_{\mathrm{LO}})t}-e^{j2\mathrm{\π}(m{f}_{\mathrm{RF}}-n{f}_{\mathrm{LO}})t}+e^{j2\mathrm{\π}(-m{f}_{\mathrm{RF}}+n{f}_{\mathrm{LO}})t}-e^{j2\mathrm{\π}(-m{f}_{\mathrm{RF}}-n{f}_{\mathrm{LO}})t}],$

第一低通滤波器32A的输出端A点信号为：

$\frac{\mathrm{ab}}{4j}[-e^{j2\mathrm{\π}(m{f}_{\mathrm{RF}}-n{f}_{\mathrm{LO}})t}+e^{j2\mathrm{\π}(-m{f}_{\mathrm{RF}}+n{f}_{\mathrm{LO}})t}],$

第二混频器31B的输出信号为：

$\frac{a}{4}[e^{j2\mathrm{\π}(m{f}_{\mathrm{RF}}+n{f}_{\mathrm{LO}})t}+e^{j2\mathrm{\π}(m{f}_{\mathrm{RF}}-n{f}_{\mathrm{LO}})t}+e^{j2\mathrm{\π}(-m{f}_{\mathrm{RF}}+n{f}_{\mathrm{LO}})t}+e^{j2\mathrm{\π}(-m{f}_{\mathrm{RF}}-n{f}_{\mathrm{LO}})t}],$

第二低通滤波器32B的输出端B点信号为：

$\frac{\mathrm{ab}}{4}[e^{j2\mathrm{\π}(m{f}_{\mathrm{RF}}-n{f}_{\mathrm{LO}})t}+e^{j2\mathrm{\π}(-m{f}_{\mathrm{RF}}+n{f}_{\mathrm{LO}})t}],$

第一低通滤波器32A输出的信号经相移单元33后相移-90度，相当于乘以-j，得到相移单元33输出端C点信号：

$\frac{\mathrm{ab}}{4}[e^{j2\mathrm{\π}(m{f}_{\mathrm{RF}}-n{f}_{\mathrm{LO}})t}-e^{j2\mathrm{\π}(-m{f}_{\mathrm{RF}}+n{f}_{\mathrm{LO}})t}],$

相移单元33输出端B点的输出信号和第二低通滤波器32B输出端C点的输出信号相加得到：

$\frac{\mathrm{ab}}{2}{e}^{j2\mathrm{\π}(m{f}_{\mathrm{RF}}-n{f}_{\mathrm{LO}})t}.$

由此可见，两路信号叠加消除了频率为-m×f_RF+n×f_LO的信号，仅仅剩下频率为m×f_RF-n×f_LO的信号。

特别地，对于镜像信号的干扰，请参阅图6，图6是镜像信号的频谱示意图。频率为f_RF有用信号的镜像信号的频率为：

f_IM＝f_RX+2f_IF＝f_RX+2(f_LO-f_RX)＝2×f_LO-f_RF。

考察当m＝n＝1时，有用信号经过下变频单元处理后得到：

m×f_RF-n×f_LO＝f_RF-f_LO，

镜像信号经过下变频单元处理后得到：

m×f_IM-n×f_LO＝m×(2×f_LO-f_RF)-n×f_LO＝f_LO-f_RF。

故，镜像信号经过混频器后的频率可以通过后续以f_RF-f_LO为中心频率的低通滤波器滤除。即镜像信号作为特定频率的干扰信号，理想状态下，能够被下变频单元完全抑制。

然而，发明人发现，采用低中频接收机方案的手机在进行测试认证和实际使用中，手机受外界信号的干扰，灵敏度会下降，甚至出现掉话现象。分析原因，主要有两个方面，一种是干扰信号经过混频器、低通滤波器后输出频率为m×f_inter-n×f_LO(m，n为正整数)的干扰信号恰好落在信道选择滤波器通带内，滤波器无法将其滤出，导致接收性能恶化。另一种是由于在实际中下变频单元两个支路的增益、本振的幅度不完全一致，两个本振也不是精确相差90度，所以镜像频率经过混频器和低通滤波器后仍有少量残留。干扰信号经过混频器、低通滤波器后输出频率为n×f_LO-m×f_inter(m，n为正整数)的干扰信号恰好落在信道滤波器通带内，滤波器无法将其滤出，导致接收性能恶化。

例如，当f_inter＝k×(f_RX+f_IF)+Δf₁，f_LO＝f_RX+f_IF，其中，f_inter表示干扰信号的频率，f_RX表示有用信号的中心频率，f_LO表示本振信号的频率，f_IF表示中频频率。为了便于分析，假设信道选择滤波器134是理想的带通滤波器，通带带宽为BW，通带以外的信号完全被抑制。

结合图2，当m＝1，n＝k，

下变频单元132输出的组合干扰信号的频率为：

m×f_inter-n×f_LO＝k×(f_RX+f_IF)+Δf₁-k×(f_RX+f_IF)＝Δf₁        (1)

或

-m×f_inter+n×f_LO＝-k×(f_RX+f_IF)-Δf₁+k×(f_RX+f_IF)＝-Δf₁     (2)若上述式(1)的组合干扰信号的频率Δf₁落在了信道选择滤波器的通带内。若上述式(2)的组合干扰信号的频率-Δf₁落在了信道选择滤波器的通带内。在上述两种情况下，只要干扰信号足够强，就会导致基带信号信噪比恶化，导致灵敏度下降，误码激增，甚至掉话。

如前所述，如何抑制落在信道选择滤波器通带范围内的组合干扰信号，提高接收机的抗干扰能力是本发明亟待解决的问题。基于此，发明人考虑，计算每一接收时隙所述受扰信号经混频和滤波处理后信号的信噪比，并根据所述信噪比判断是否改变本振信号的频率，以增强对组合干扰信号的抑制，提高接收机的抗干扰能力。

请参考图7并结合图1，图7是本发明实施例提供的干扰抑制方法的具体流程图。

具体地，首先执行步骤S1，接收受扰信号，所述受扰信号包括有用信号和干扰信号。所述有用信号的中心频率为f_RX，所述干扰信号的频率为f_inter，f_inter＝k×f_RX+Δf，Δf＞0。

本实施例中，执行步骤S1的详细过程如下：开机时，将所述本振信号的频率初始值设定为有用信号的中心频率与中频频率之和，即f_LO＝f_IF+f_RX。其中，Δf＞0，k＞1，且k为整数，BW表示信道选择滤波器的信道带宽。之后，接收机开始接收受扰信号。

继续执行步骤S2，将接收到的受扰信号与接收机的本振信号经混频和低通滤波处理后获得混频信号。

根据前述中频的定义，在混频器中，有用信号的中心频率f_RX与本振信号的频率f_LO混合产生一个差频，这个差频即中频，用-f_IF表示，上述中频的定义可以用公式表示为f_LO-f_RX＝f_IF。故，经下变频单元混频处理后：

f_RX′＝f_RX-f_LO＝f_RX-(f_RX+f_IF)＝-f_If，其中，f_RX′表示有用信号的中心频率和本振信号频率经下变频单元后输出的组合有用信号；

f_IM1＝-f_RX+f_LO＝-f_RX+(f_RX+f_IF)＝f_IF，

其中，f_IM1表示由于工艺误差在实际中下变频单元的两个信号处理支路的增益、本振信号的幅度不完全一致，导致非理想状态下所残留的镜像信号经下变频单元混频处理后输出信号的频率，又，信道选择滤波器的通带范围为故信道选择滤波器可以将频率为f_IM1的信号滤除。

除镜像信号外的剩余干扰信号的频率和本振信号k次谐波的频率组成的组合干扰信号的频率为：

f_inter-k×f_LO＝(k×f_RX+Δf)-k×(f_RX+f_IF)＝Δf-k×f_IF        (3)

-f_inter+k×f_LO＝-(k×f_RX+Δf)+k×(f_RX+f_IF)＝k×f_IF-Δf      (4)

继续执行步骤S3，将所述混频信号进行信道选择滤波获得滤波信号。具体地，将所述混频信号输入信道选择滤波器，经滤波处理后，由信道选择滤波器的输出端输出滤波信号。

信道选择滤波器的通带范围 $(-f_{\mathrm{IF}}-\frac{\mathrm{BW}}{2},-f_{\mathrm{IF}}+\frac{\mathrm{BW}}{2}),$ 若上述式(3)满足 $-f_{\mathrm{IF}}-\frac{\mathrm{BW}}{2}<\mathrm{\&Delta;f}-k\&times;f_{\mathrm{IF}}<-f_{\mathrm{IF}}+\frac{\mathrm{BW}}{2},$ 则此频率分量无法被信道选择滤波器滤除。若上述式(4)满足 $-f_{\mathrm{IF}}-\frac{\mathrm{BW}}{2}<k\&times;f_{\mathrm{IF}}-\mathrm{\&Delta;f}<-f_{\mathrm{IF}}+\frac{\mathrm{BW}}{2},$ 则此频率分量无法被信道选择滤波器滤除。

继续执行步骤S4，计算所述滤波信号的信噪比。所述计算所述滤波信号的信噪比包括将所述滤波信号经过模数转换后进行信道估计，并记录信噪比。

继续执行步骤S5，当所述信噪比满足接收要求，继续接收受扰信号；当所述信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号。所述受扰信号满足接收要求包括所述滤波信号的信噪比大于预设门限；所述受扰信号不满足接收要求包括所述滤波信号的信噪比小于所述预设门限。另外，可以根据实际需求，设定所述滤波信号的信噪比等于预设门限为满足接收要求或不满足接收要求。所述预设门限关联于基带芯片的解调门限。解调门限是指在一定的误码率前提下，接收机接收到的信号应不低于某一门限值，接收机才能正确解调接收到的信号。所述预设门限的取值通常小于或等于所述基带芯片的解调门限，如当所述解调门限为6dB时，所述预设门限的范围可以是1dB至6dB，例如3dB、4dB或5dB。

本实施例中，所述当所述信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号包括：当所述信噪比小于所述预设门限，若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之和，则将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之差。

具体地，当SNR＜T，若f_LO＝f_RX+f_IF，则将本振信号的频率按下式调整：f_LO′＝f_RX-f_IF，其中，SNR表示信噪比，T表示预设门限，f_LO′表示本次调整后的本振信号的频率。

本振信号的频率调整后，经下变频单元处理，其中：

f_RX1＝f_RX-f_LO′＝f_RX-(f_RX-f_IF)＝f_IF，

f_RX1表示本次本振信号的频率调整后，有用信号的中心频率和本振信号的频率经下变频单元后输出的组合有用信号；

f_IM2＝-f_RX+f_LO′＝-f_RX+(f_RX-f_IF)＝-f_IF，

f_IM2表示本次本振信号的频率调整后，由于工艺误差在实际中下变频单元的两个信号处理支路的增益、本振信号的幅度不完全一致，导致非理想状态下所残留的镜像信号经下变频单元混频处理后输出信号的频率，又，此时信道选择滤波器的通带范围为故，信道选择滤波器可以将频率为f_IM2的信号滤除。

除镜像信号外的剩余干扰信号的频率和本振信号k次增波的频率组成的组合干扰信号的频率为：

f_inter-k×f_LO′＝(k×f_RX+Δf)-k×(f_RX-f_IF)＝Δf+k×f_IF     (5)

-f_inter+k×f_LO′＝-(k×f_RX+Δf)+k×(f_RX-f_IF)＝-Δf-k×f_IF  (6)

考察上式(5)，因为Δf＞0，k＞1，且为整数，所以得到：

Δf+k×f_IF＞k×f_IF≥2×f_IF       (7)

又因为 $\frac{\mathrm{BW}}{2}<f_{\mathrm{IF}}<\mathrm{BW},$ 综合式(7)可得： $\mathrm{\&Delta;f}+k\&times;f_{\mathrm{IF}}>f_{\mathrm{IF}}+\frac{\mathrm{BW}}{2}.$

再结合图4，此时信道选择滤波器的通带范围是由于信道选择滤波器已经可以将频率为f_IM2的镜像信号的残留分量滤除，而剩余的组合干扰信号位于信道选择滤波器的通带范围之外，假设信道选择滤波器为理想滤波器，即可以把通带以外的信号全部滤除。所以上式(5)的组合干扰信号可以被信道选择滤波器滤除。

再考察上式(6)，可知-Δf-k×f_IF＜0，因为 $\frac{\mathrm{BW}}{2}<f_{\mathrm{IF}}<\mathrm{BW},$ 所以 $f_{\mathrm{IF}}-\frac{\mathrm{BW}}{2}>0,$ 综合可得： $-\mathrm{\&Delta;f}-k\&times;f_{\mathrm{IF}}<f_{\mathrm{IF}}-\frac{\mathrm{BW}}{2}.$

也即此时剩余的组合干扰信号位于信道选择滤波器的通带范围之外，所以上式(6)的组合干扰信号可以被信道选择滤波器滤除。

根据上述分析，当SNR＜T，若f_LO＝f_RX+f_IF，则将本振信号的频率按f_LO′＝f_RX-f_IF调整，能够使组合干扰信号的频率搬移到信道选择滤波器的通带范围以外，即更大程度上抑制了所接收的受扰信号中的干扰信号。

本实施例中，当所述信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号还包括：当所述信噪比小于所述预设门限，若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之差，则将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

具体分析，如果干扰信号的频率发生改变，f_inter＝k×f_RX+Δf，Δf＜0，则式(5)、(6)的频率可能在信道选择滤波器通带范围内，对有用信号形成干扰，导致SNR下降。当SNR＜T，若f_LO′＝f_RX-f_IF，则将本振信号的频率按下式调整：f_LO″＝f_RX+f_IF，其中，SNR表示信噪比，T表示预设门限，f_LO″表示本次调整后的本振信号的频率。

本振信号频率调整后，受扰信号经下变频单元混频处理，其中：

f_RX3＝f_RX-f_LO″＝f_RX-(f_RX+f_IF)＝-f_IF，

f_RX3表示本次本振信号的频率调整后，有用信号的中心频率和本振信号频率经下变频单元后输出的组合有用信号；

f_IM3＝-f_RX+f_LO＝-f_RX+(f_RX+f_IF)＝f_IF，

f_IM3表示本次本振信号的频率调整后，由于工艺误差在实际中下变频单元的两个信号处理支路的增益、本振信号的幅度不完全一致，导致非理想状态下所残留的镜像信号经下变频单元混频处理后输出信号的频率，又，此时信道选择滤波器的通带范围为信道选择滤波器可以将频率为f_IM3的信号滤除。

除镜像信号外的剩余干扰信号的频率和本振信号k次谐波的频率组成的组合干扰信号的频率为：

f_inter-k×f_LO＝(k×f_RX+Δf)-k×(f_RX+f_IF)＝Δf-k×f_IF       (8)

-f_inter+k×f_LO＝-(k×f_RX+Δf)+k×(f_RX+f_IF)＝k×f_IF-Δf     (9)

只是其中Δf＜0。

考察式(8)，因为Δf＜0，k＞1，且为整数，可得：

$\mathrm{\&Delta;f}-k\&times;f_{\mathrm{IF}}<-f_{\mathrm{IF}}-\frac{\mathrm{BW}}{2}$

而此时信道选择滤波器的通带范围是假设信道选择滤波器为理想滤波器，即可以把通带以外的信号全部滤除。

所以式(8)的组合干扰信号可以被信道选择滤波器滤除。

再考察式(9)，可知k×f_IF-Δf＞0，

因为 $\frac{\mathrm{BW}}{2}<f_{\mathrm{IF}}<\mathrm{BW},$ 所以 $-f_{\mathrm{IF}}+\frac{\mathrm{BW}}{2}<0,$ 综合可得：

$k\&times;f_{\mathrm{IF}}-\mathrm{\&Delta;f}>-f_{\mathrm{IF}}+\frac{\mathrm{BW}}{2}$

所以式(9)的组合干扰信号可以被信道选择滤波器滤除。

需要注意的是，对本实施例中上述两种本振信号调整方法(即将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之差以及将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之和)并非都要使用。若在某次调整本振信号的频率后，例如将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之差后，若之后接收到的受扰信号经混频和滤波所得的滤波信号的信噪比一直满足接收要求，则不必再对本振信号的频率进行调整，即不需要再将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

本发明实施方式中所述干扰信号可以来自任何本领域技术人员公知的噪声源，如热噪声、元件噪声或环境噪声等。在本实施例中，具体以干扰信号的频率出现在有用信号频率的整数倍附近的情况进行说明，需要说明的是，本发明实施方式所述干扰抑制方法不只局限于适用本实施例中干扰信号的频率，对于所有可能的干扰信号频率，都可适用本发明实施方式中的干扰抑制方法。

请参考图8，图8是本发明实施例提供的干扰抑制装置的结构示意图。本发明技术方案还提供一种干扰抑制装置，包括：

信号接收单元1，用于接收受扰信号，所述受扰信号包括有用信号和干扰信号。

下变频单元3，用于将所述信号接收单元1接收到的受扰信号与本振信号经混频和低通滤波处理后叠加获得的混频信号。

滤波单元4，用于将所述下变频单元3输出的混频信号进行信道选择滤波获得滤波信号。

计算单元5，用于计算所述滤波信号的信噪比。

控制单元6，用于当所述计算单元5获得的信噪比满足接收要求，控制所述信号接收单元1继续接收受扰信号；当所述控制单元5获得的信噪比不满足接收要求，调整本振信号的频率后控制所述信号接收单元1继续接收受扰信号。

所述本振信号的初始值设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

所述计算单元5获得的所述信噪比满足接收要求包括所述滤波信号的信噪比大于预设门限；所述计算单元5获得的所述信噪比不满足接收要求包括所述滤波信号的信噪比小于所述预设门限。所述预设门限关联于基带芯片的解调门限。解调门限是指在一定的误码率前提下，接收机接收到的信号应不低于某一门限值，接收机才能正确解调接收到的信号。所述预设门限的取值通常小于所述基带芯片的解调门限，如当所述解调门限为6dB时，所述预设门限的范围可以是1dB至6dB，如3dB、4dB或5dB。

所述计算单元5包括：

模数转换单元，用于将所述滤波信号由模拟信号转换为数字信号。

数字信号处理单元，用于对经所述模数转换单元转换后的滤波信号进行信道估计，并记录所述滤波信号的信噪比。

在本实施例中，所述数字信号处理单元可以包括：

信道估计单元(图中未示出)，用于基于经所述模数转换单元转换的滤波信号估计信道模型参数，确定信道模型。

信噪比计算单元(图中未示出)，用于基于所述信道模型计算所述滤波信号的信噪比。

所述控制单元6包括：

第一调整单元，用于当所述信噪比小于所述预设门限，且若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之和，将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之差。

在本实施例中，所述控制单元6还包括：

第二调整单元，用于当所述信噪比小于所述预设门限，且若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之差，将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

所述信号接收单元可以包括：天线、带通滤波器和低噪声放大器。

所述干扰抑制装置还可以包括第一可变增益放大器(图中未示出)，用于在滤波单元4接收混频信号之前，对所述混频信号作增益处理。所述第一可变增益放大器可以集成在下变频单元或滤波单元中。

所述干扰抑制装置还可以包括第二可变增益放大器(图中未示出)，用于在计算单元5获取滤波信号前，对所述滤波信号作增益处理。所述第一可变增益放大器可以集成在滤波单元或计算单元中。

请参考图9，本发明技术方案还提供一种接收机200，包括上述实施例所述干扰抑制装置。接收机200还包括本振发生单元2，所述本振发生单元2连接于所述下变频单元3和所述控制单元6。接收机200通过干扰抑制装置中的信号接收单元1接收受扰信号。受扰信号和本振信号经下变频单元3和滤波单元4处理后输出滤波信号。若计算单元5计算得出滤波信号的信噪比小于预设门限，则干扰抑制装置通过其控制单元6调整本振发生单元2产生的本振信号的频率，继续接收受扰信号。此时本振发生单元2向下变频单元3输出的本振信号发生改变，使得经下变频单元输出的组合干扰信号的频率落在滤波单元4的信道选择滤波器通带范围外，从而被滤除。

相对于现有的接收机，本发明技术方案的接收机能够基于所接收的受扰信号计算信噪比，以自适应地调节本振信号的频率，将落在信道选择滤波器通带内的组合干扰信号的频率搬移到该通带外，另外还克服了接收机由于复数混频***的工艺误差而无法完全滤除镜像信号干扰的缺点，有效地提高了低中频接收机的抗干扰能力。

综上所述，本发明实施例提出的干扰抑制方法、装置和接收机基于信道选择滤波器抑制信号的特性，通过不断检测待解调信号的信噪比，判断是否改变本振信号的频率，并通过本发明技术方案中所述调整本振信号频率的算法对本振信号进行调整，使经下变频单元的组合干扰信号的频率落在信道选择滤波器的通带范围之外，从而被抑制。另外还克服了接收机由于复数混频***的工艺误差而无法完全滤除镜像信号干扰的缺点。相对于现有的采用固定频率本振的低中频接收机，本发明技术方案增加了对干扰信号的抑制，提高了接收机的抗干扰能力。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (16)

1.一种干扰抑制方法，其特征在于，包括：

接收受扰信号，所述受扰信号包括有用信号和干扰信号；

将接收到的受扰信号与接收机的本振信号经混频和低通滤波处理后获得混频信号；

将所述混频信号进行信道选择滤波获得滤波信号；

计算所述滤波信号的信噪比；

当所述信噪比满足接收要求，继续接收受扰信号；当所述信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号；其中，所述调整接收机的本振信号为：将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之差、和/或将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

2.根据权利要求1所述的干扰抑制方法，其特征在于，所述本振信号的频率初始值设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

3.根据权利要求1所述的干扰抑制方法，其特征在于，所述受扰信号满足接收要求包括所述滤波信号的信噪比大于预设门限；所述受扰信号不满足接收要求包括所述滤波信号的信噪比小于所述预设门限。

4.根据权利要求3所述的干扰抑制方法，其特征在于，所述预设门限小于或等于基带芯片的解调门限。

5.根据权利要求3所述的干扰抑制方法，其特征在于，所述当所述信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号包括：当所述信噪比小于所述预设门限，若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之和，则将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之差。

6.根据权利要求5所述的干扰抑制方法，其特征在于，所述当所述信噪比不满足接收要求，调整接收机的本振信号的频率后继续接收受扰信号还包括：当所述信噪比小于所述预设门限，若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之差，则将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

7.根据权利要求1所述的干扰抑制方法，其特征在于，所述计算所述滤波信号的信噪比包括将所述滤波信号经过模数转换后进行信道估计，并记录信噪比。

8.一种干扰抑制装置，其特征在于，包括：

信号接收单元，用于接收受扰信号，所述受扰信号包括有用信号和干扰信号；

下变频单元，用于将所述信号接收单元接收到的受扰信号与本振信号经混频和低通滤波处理后获得混频信号；

滤波单元，用于将所述下变频单元输出的混频信号进行信道选择滤波获得滤波信号；

计算单元，用于计算所述滤波信号的信噪比；

控制单元，用于当所述计算单元获得的信噪比满足接收要求，控制所述信号接收单元继续接收受扰信号；当所述计算单元获得的信噪比不满足接收要求，调整本振信号的频率后控制所述信号接收单元继续接收受扰信号；其中，所述调整接收机的本振信号为：将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之差、和/或将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

9.根据权利要求8所述的干扰抑制装置，其特征在于，所述本振信号的频率的初始值设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

10.根据权利要求8所述的干扰抑制装置，其特征在于，所述计算单元获得的所述信噪比满足接收要求包括所述滤波信号的信噪比大于预设门限；所述计算单元获得的所述信噪比不满足接收要求包括所述滤波信号的信噪比小于所述预设门限。

11.根据权利要求10所述的干扰抑制装置，其特征在于，所述预设门限小于或等于基带芯片的解调门限。

12.根据权利要求10所述的干扰抑制装置，其特征在于，所述控制单元包括：

第一调整单元，用于当所述信噪比小于所述预设门限，且若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之和，将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之差。

13.根据权利要求12所述的干扰抑制装置，其特征在于，所述控制单元还包括：

第二调整单元，用于当所述信噪比小于所述预设门限，且若当前本振信号的频率为有用信号的中心频率与中频频率之差，将本振信号的频率设定为有用信号的中心频率与中频频率之和。

14.根据权利要求8所述的干扰抑制装置，其特征在于，所述计算单元包括：

模数转换单元，用于将所述滤波信号由模拟信号转换为数字信号；

数字信号处理单元，用于对经所述模数转换单元转换后的滤波信号进行信道估计，并记录所述滤波信号的信噪比。

15.一种接收机，其特征在于，包括权利要求9至14中任一项所述的干扰抑制装置。

16.根据权利要求15所述的接收机，其特征在于，还包括本振发生单元，所述本振发生单元连接于所述下变频单元和所述控制单元。