CN104488180A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

为了获得即使以少的半导体开关数构成也能够实现高功率因数控制和电容器的充放电控制的电力变换装置，该电力变换装置具备：半桥型的逆变器电路(400)，具有半导体开关(401a、402a)、以及直流电容器(403)，连接在交流电源(1)的正侧母线；平滑电容器(7)；半导体开关(501a)，连接在半导体开关(401a)与平滑电容器(7)的正侧之间；以及半导体开关(601a)，连接在半导体开关(402a)与平滑电容器(7)的负侧之间，控制半导体开关(601a)的导通·关断使得直流电容器(403)的直流电压追踪目标电压，控制半导体开关(401a、402a)的导通·关断使得平滑电容器(7)的直流电压追踪目标电压、调整交流电源(1)的输入功率因数。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及一种将单相逆变器的交流侧的输出重叠到电源输出来获得所期望的直流电压的电力变换装置。

背景技术

以往的电力变换装置具备交流电源、连接在交流电源的电抗器、桥式整流电路、平滑电容器、连接在桥式整流电路的交流输入端子间的双向开关、串联连接在直流输出间的第1～第4辅助开关以及电容器。并且，进行如下控制：在双向开关导通之后、关断为止的期间使两个辅助开关导通来对电容器进行充电。接着，进行如下控制：使这两个辅助开关关断、双向开关关断着的期间使剩余的两个辅助开关导通来使电容器进行放电。通过进行这种控制，防止电抗器的电压骤变来抑制噪音的产生、并且实现双向开关的零电流开关、零电压开关，从而能够实现降低噪声和损耗(例如参照专利文献1)。

专利文献1：日本特开2008-141901号公报(第6-9页、图1-7)

发明内容

在以往的电力变换装置中，希望满足高功率因数控制、连接在辅助开关的电容器的充放电控制以及向电抗器的电压骤变的防止功能、且将电力变换装置进一步小型化。然而，在为了电力变换装置的小型化而削减了半导体开关、二极管等半导体元件数的情况下，例如削减双向开关时不能满足高功率因数控制。另外，当删除辅助开关时不能满足电容器对电抗器的电压骤变防止功能。因此，存在不能削减这以上的半导体元件这样的问题点。

本发明是为了解决如上所述的课题而作出的，以少的半导体开关数构成电力变换装置、实现高功率因数控制、电容器的充放电控制以及向电抗器的电压骤变防止功能。

本发明的电力变换装置具备：整流电路，对来自交流电源的输入进行整流；半桥型的逆变器电路，具有第1半导体开关、第2半导体开关以及直流电容器，所述第1半导体开关与所述第2半导体开关的连接点与所述交流电源的母线连接；平滑电容器，对输出电压进行平滑；第3半导体开关，连接在所述逆变器电路的正侧的所述第1半导体开关与所述平滑电容器的正侧之间；第4半导体开关，连接在所述逆变器电路的负侧的所述第2半导体开关与所述平滑电容器的负侧之间；以及控制电路，控制所述第1～第4半导体开关的导通·关断，其中，所述控制电路控制所述第4半导体开关的导通·关断，使得所述直流电容器的直流电压追踪所述直流电容器的目标电压，并且控制所述第1半导体开关以及所述第2半导体开关的导通·关断，使得所述平滑电容器的直流电压追踪所述平滑电容器的目标电压，调整来自所述交流电源的输入功率因数。

本发明的电力变换装置具备：具备：整流电路，对来自交流电源的输入进行整流；半桥型的逆变器电路，具有第1半导体开关、第2半导体开关以及直流电容器，所述第1半导体开关与所述第2半导体开关的连接点与所述交流电源的母线连接；平滑电容器，对输出电压进行平滑；第3半导体开关，连接在所述逆变器电路的正侧的所述第1半导体开关与所述平滑电容器的正侧之间；第4半导体开关，连接在所述逆变器电路的负侧的所述第2半导体开关与所述平滑电容器的负侧之间；以及控制电路，控制所述第1～第4半导体开关的导通·关断，其中，所述控制电路控制所述第4半导体开关的导通·关断，使得所述直流电容器的直流电压追踪所述直流电容器的目标电压，并且控制所述第1半导体开关以及所述第2半导体开关的导通·关断，使得所述平滑电容器的直流电压追踪所述平滑电容器的目标电压，调整来自所述交流电源的输入功率因数，因此即使以少的半导体开关数构成，也能够实现高功率因数控制、电容器的充放电控制和向电抗器的电压骤变防止。因此，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化。

附图说明

图1是本发明的实施方式1中的电力变换装置的结构图。

图2是说明本发明的实施方式1中的电力变换装置的动作的电流路径图。

图3是说明本发明的实施方式1中的电力变换装置的动作的电流路径图。

图4是说明本发明的实施方式1中的电力变换装置的动作的电流路径图。

图5是说明本发明的实施方式1中的电力变换装置的动作的电流路径图。

图6是表示说明本发明的实施方式1中的电力变换装置的动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图7是本发明的实施方式1中的逆变器电路的输出控制中的控制框图。

图8是本发明的实施方式1中的半导体开关的输出控制中的控制框图。

图9是本发明的实施方式2中的逆变器电路的输出控制中的控制框图。

图10是对本发明的实施方式2中的栅极信号选择器的详细功能记述的控制框图。

图11是本发明的实施方式2中的半导体开关的输出控制中的控制框图。

图12是对本发明的实施方式2中的栅极信号选择器的详细功能记述的控制框图。

图13是对本发明的实施方式2中的栅极信号选择器的详细功能记述的控制框图。

图14是本发明的实施方式3中的电力变换装置的结构图。

图15是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的供电动作的电流路径图。

图16是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的供电动作的电流路径图。

图17是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的供电动作的电流路径图。

图18是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的供电动作的电流路径图。

图19是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的供电动作的电流路径图。

图20是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的供电动作的电流路径图。

图21是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的供电动作的电流路径图。

图22是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的供电动作的电流路径图。

图23是表示说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的供电动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图24是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图25是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图26是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图27是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图28是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图29是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图30是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图31是说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的再生动作的电流路径图。

图32是表示说明本发明的实施方式3中的电力变换装置的再生动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图33是本发明的实施方式3中的逆变器电路的输出控制中的控制框图。

图34是对本发明的实施方式3中的栅极信号选择器的详细功能记述的控制框图。

图35是本发明的实施方式3中的半导体开关的输出控制中的控制框图。

图36是对本发明的实施方式3中的栅极信号选择器的详细功能记述的控制框图。

图37是表示说明本发明的实施方式4中的电力变换装置的动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图38是本发明的实施方式4中的半导体开关的输出控制中的控制框图。

图39是表示说明本发明的实施方式5中的电力变换装置的动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图40是本发明的实施方式5中的半导体开关的输出控制中的控制框图。

图41是表示说明本发明的实施方式6中的电力变换装置的供电动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图42是表示说明本发明的实施方式6中的电力变换装置的再生动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图43是本发明的实施方式6中的半导体开关的输出控制中的控制框图。

图44是对本发明的实施方式6中的栅极信号选择器的详细功能记述的控制框图。

图45是表示说明本发明的实施方式7中的电力变换装置的供电动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图46是表示说明本发明的实施方式7中的电力变换装置的再生动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。

图47是本发明的实施方式7中的半导体开关的输出控制中的控制框图。

图48是对本发明的实施方式7中的栅极信号选择器的详细功能记述的控制框图。

附图标记说明

1：交流电源；2、3：主电路电抗器；7、10：平滑电容器；8、11：控制电路；101、102、200：二极管整流电路；400、700：逆变器电路；401a、402a、501a、601a、701a、702a、801a、901a：半导体开关；401b、402b、501b、601b、701b、702b、801b、901b：二极管；403、703：直流电容器。

具体实施方式

实施方式1.

下面，说明本发明的实施方式1的电力变换装置。图1是实施方式1中的电力变换装置的概要结构图。如图1所示，电力变换装置具备用于将交流电源1的交流电力变换为直流电力来输出的主电路101和控制电路8。主电路101具备将作为来自交流电源1的输入的交流电压进行整流的二极管整流电路200、作为限流电路的电抗器3、半桥结构的逆变器电路400、半导体开关501a、半导体开关601a以及将输出电压进行平滑的平滑电容器7。

在交流电源1的正侧母线P1与负侧母线N1之间连接了二极管整流电路200。二极管整流电路200的正侧母线P1侧的端子连接在电抗器3，在电抗器3的后级连接了半桥型的逆变器电路400的交流侧端子。逆变器电路400是由两个IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)等半导体开关401a、402a、以及直流电容器403构成的半桥结构的逆变器。半导体开关401a是逆变器电路400的正侧的第1半导体开关，半导体开关402a是逆变器电路400的负侧的第2半导体开关。并且，半导体开关401a与半导体开关402a的连接点(交流侧端子)连接在交流电源1的正侧母线P1。

作为第3半导体开关的半导体开关501a连接在逆变器电路400的正侧的半导体开关401a与平滑电容器7的正侧P2之间。作为第4半导体开关的半导体开关601a连接在逆变器电路400的负侧的半导体开关402a与平滑电容器7的负侧N2之间。此外，半导体开关401a、402a是构成逆变器电路400的半导体开关，半导体开关501a、601a是不构成逆变器电路400的半导体开关。平滑电容器7的负侧N2直接连接在二极管整流电路200的负侧母线N1侧的端子。

在半导体开关401a、402a分别反并联连接了二极管401b、402b。另外，半导体开关501a设为反并联连接了二极管501b的IGBT等半导体开关元件，半导体开关601a也同样地是反并联连接了二极管502b的IGBT等半导体开关元件。此外，半导体开关401a、402a、501a、601a既可以是IGBT以外的半导体开关元件，也可以是在源极·漏极间内置了二极管的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor：金属氧化物场效应晶体管)等。另外，也可以省略半导体开关401a、半导体开关501a而只由二极管401b、501b构成。

另外，电力变换装置具备测量逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1的电压计、测量平滑电容器7的直流电压Vc2的电压计、测量来自交流电源1的交流电压Vac的电压计以及测量交流电流Iac的电流计。

控制电路8控制半导体开关401a、402a、501a、601a的导通·关断。控制电路8根据逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1、平滑电容器7的直流电压Vc2、来自交流电源1的交流电压Vac以及交流电流Iac，如平滑电容器7的直流电压Vc2保持固定的目标电压Vc2＊、并且来自交流电源1的交流电流Iac保持高功率因数、而且直流电容器403的电压Vc1保持固定的目标电压(指令值Vc1＊)地，生成向逆变器电路400的各半导体开关401a、402a、半导体开关501a、601a的栅极信号9来输出控制逆变器电路400以及半导体开关501a、601a。

更具体地说，控制电路8如直流电容器403的直流电压Vc1追踪直流电容器403的指令值Vc1＊地控制半导体开关601a的导通·关断、并且如平滑电容器7的直流电压Vc2追踪平滑电容器7的目标电压Vc2＊、调整来自交流电源1的输入功率因数来改善输入功率因数地控制半导体开关401a、402a的导通·关断。在平滑电容器7连接了未图示的负荷，平时直流电压Vc2比目标电压Vc2＊低，控制电路8如变换来自交流电源1的交流电力来向平滑电容器7提供直流电力地输出控制逆变器电路400以及半导体开关501a、601a。

根据附图说明这样构成的电力变换装置的动作、即向平滑电容器7输出直流电力的动作。图2～图5是说明电力变换装置的动作的电流路径图。在图2～图5中，电路结构与图1相同，以粗线表示电流流经的路径。另外，图6是表示说明电力变换装置的动作的各部的波形和逆变器电路400的直流电容器403的充放电的图。在图6中，图6(a)表示交流电压Vac的电压波形、图6(b)表示半导体开关601a的导通·关断的状态、图6(c)表示直流电容器403的充放电的状态。

此外，输出级的平滑电容器7的直流电压Vc2比交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp高，在图6中表示平滑电容器7的直流电压Vc2被控制为固定的目标电压Vc2＊的状态。这样控制电路8将平滑电容器7的直流电压的目标电压Vc2＊设定为始终高于直流电容器403的直流电压Vc1。通过这样设定，防止从逆变器电路400的直流电容器403向平滑电容器7的电力流出，能够进行电力变换装置的稳定的控制。

从交流电源1输出的交流电压Vac被二极管整流电路200进行全波整流，因此以交流电源1的交流周期的2倍周期进行动作。逆变器电路400如来自交流电源1的输入功率因数大概成为1地通过PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)控制来控制交流电流Iac进行输出，将交流侧的产生电压重叠到从交流电源1输出的交流电压Vac。下面，将来自交流电源1的输入功率因数大概成为1地控制交流电流Iac简单设为电流控制。

表示在将交流电源1的电压相位设为θ、交流电压Vac为正极性0≤θ＜π的情况下的四个半导体开关401a、402a、501a、601a的动作。通过二极管整流电路200的全波整流，在负极性的π＜θ≤2π的情况下，也成为与正极性0≤θ＜π的情况相同的动作。

在半导体开关402a、601a为导通、半导体开关401a、501a为关断的情况下，如图2所示地交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。在半导体开关401a、601a为导通、半导体开关402a、501a为关断的情况下，如图3所示地交流电流Iac对直流电容器403进行充电地流过。另外，在半导体开关402a、501a为导通、半导体开关401a、601a为关断的情况下，如图4所示地交流电流Iac将直流电容器403进行放电地流过。在半导体开关401a、501a为导通、半导体开关402a、601a为关断的情况下，如图5所示地交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。这样，控制电路8控制半导体开关501a、601a使得在交流电源1的交流电压Vac的1/4周期切换一次导通·关断。

组合这四种半导体开关的导通·关断控制来控制半导体开关401a、402a、501a、601a从而对逆变器电路400进行PWM控制，由此使直流电容器403进行充放电来进行电流控制。此外，当流经半导体开关401a、501a的电流从发射极向集电极流过时，也可以关断该半导体开关元件来使电流流经反并联连接的二极管401b、501b。

如图6所示，在将交流电源1的交流电压Vac的过零相位(θ＝0、π)设为中央的±θ1(将θ1称为导通相位)的相位范围(规定的相位范围)内，将半导体开关601a设为接通状态(固定为导通)、半导体开关501a设为断开状态(固定为关断)使平滑电容器7旁通。此时，如图2所示，来自交流电源1的交流电流Iac被电抗器3限流，输入到逆变器电路400、并通过半导体开关601a回到交流电源1。通过图2的动作模式，电抗器3被励磁，通过图3的动作模式，电抗器3的励磁被复位。另外，在图2的动作模式的情况下通过直流电容器403，在图3的动作模式的情况下直流电容器403被充电。因而，通过组合图2的动作模式和图3的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够对直流电容器403进行充电、且进行电流控制。

接着，如图6所示，在将交流电源1的交流电压Vac的过零相位设为中央的相位范围±θ1以外的相位范围内，将半导体开关601a设为断开状态、半导体开关501a设为接通状态来向平滑电容器7输出直流电力。此时，如图4所示，来自交流电源1的交流电流Iac被电抗器3限流，并输入到逆变器电路400、通过半导体开关501a对平滑用电容器7进行充电然后回到交流电源1。逆变器电路400输出电压(Vc2＊-Vac)，通过重复图4的动作模式和图5的动作模式在交流电源1相加逆变器电路400的输出电压(Vc2＊-Vac)来控制平滑电容器7的直流电压Vc2使得达到比交流电源1的峰值电压高的目标电压Vc2＊。

在逆变器电路400中，通过图4的动作模式使电抗器3被励磁，通过图5的动作模式使电抗器3的励磁复位。另外，在图4的动作模式的情况下直流电容器403被放电、在图5的动作模式的情况下通过直流电容器403。因而，通过组合图4的动作模式和图5的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够进行电流控制。

如以上那样，在交流电源1的交流电压Vac的电压相位θ的过零相位(θ＝0、π)±θ1中切换半导体开关501a和半导体开关601a的控制，只在以过零相位为中央的相位范围±θ1内，将半导体开关601a设为接通状态、半导体开关501a设为断开状态来使平滑电容器7旁通。此时，控制电路8进行控制使得逆变器电路400产生与交流电压Vac的反极性大致相等的电压、控制交流电流Iac使得输入功率因数大概成为1而进行输出，从而对直流电容器403进行充电。

并且，在以该过零相位为中央的相位范围±θ1以外的相位范围内，控制电路8将半导体开关501a设为接通状态、半导体开关601a设为断开状态，进行控制使得逆变器电路400将平滑电容器7的直流电压Vc2维持为目标电压Vc2＊、控制交流电流Iac使得输入功率因数大概成为1而进行输出。此时，逆变器电路400产生平滑电容器7的直流电压与交流电源的差电压(Vc2＊-Vac)，直流电容器403被放电。此外，半导体开关601a成为导通的导通期间将过零相位(θ＝0、π)设为中央，但是也可以是在包含过零相位的相位范围内偏向某边。

另外，设定半导体开关601a的导通期间使得逆变器电路400的直流电容器403的充电与放电的能量变得相等，能够决定导通相位θ1。当逆变器电路400的直流电容器403的充电与放电的能量设为相等时，式(1)成立。其中，Vp是交流电压Vac的峰值电压、Ip是交流电流Iac的峰值电流。

[数式1]

${\∫}_0^{\mathrm{\θ}1}{V}_p\sin \mathrm{\θ}\·I_P\sin \mathrm{\θd\θ}={\∫}_{\mathrm{\θ}1}^{\mathrm{\π}}(V_{C2}^{*}-V_p\sin \mathrm{\θ})\·I_p\sin \mathrm{\θ}1\mathrm{d\θ}\·\·\left(1\right)$

这里，当设为Vac＝Vp·sinθ、Iac＝Ip·sinθ时，目标电压Vc2＊与峰值电压Vp的关系式成为式(2)。

[数式2]

$V_{C2}^{*}=\frac{V_p\·\mathrm{\π}}{4\cos \mathrm{\θ}1}\·\·\left(2\right)$

其中，目标电压Vc2＊的下限值通过二极管整流电路200成为峰值电压Vp，因此当设定如目标电压Vc2＊成为峰值电压Vp以下那样的导通相位θ1时成为不能动作的条件。这样，平滑电容器7的目标电压Vc2＊由导通相位θ1来决定，能够改变导通相位θ1地进行控制。并且，平滑电容器7的直流电压Vc2被控制为追踪该目标电压Vc2＊。

另外，将逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1设定为0≤θ＜θ1以及θ1≤θ＜π/2的各相位范围中的逆变器电路400的所期望的产生电压的大小以上。在这种情况下，平滑电容器7的直流电压Vc2能够维持为目标电压Vc2＊、另外能够在交流电源1的所有相位中可靠地进行如输入功率因数大概成为1地控制交流电流Iac的逆变器电路400的电流控制。在这种情况下，需要设定为直流电容器403的直流电压Vc1满足式(3)、式(4)。

Vc1≥Vp·sinθ1  ··(3)

Vc1≥(|Vc2＊-Vp·sinθ1|)  ··(4)

此外，直流电容器403的直流电压Vc1设定为交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp以下。在进行PWM控制的逆变器电路400中，当直流电容器403的直流电压Vc1变大时损耗增大，因此直流电容器403的直流电压Vc1希望在满足式(3)、式(4)的条件设定下得小。

并且，以过零相位为中央只在相位范围±θ1(规定的相位范围)内通过将半导体开关601a设为接通状态、将平滑电容器7旁通的期间，控制电路8控制逆变器电路400，能够在半导体开关601a导通的期间、或者关断的期间内都将输入功率因数大概成为1地控制交流电流Iac、且向平滑电容器7输出所期望的电压的直流电力。即，控制电路8能够在交流电源1的交流电压的规定的相位范围内决定导通相位θ1、调整半导体开关601a成为导通的导通期间、从而将直流电容器403的直流电压Vc2调整为规定的电压。通过进行这种控制，能够在直流电容器403中不使用外部电源地进行独立动作。

此外，半导体开关401a如与半导体开关402a成为反极性地进行动作。即，在半导体开关402a为接通状态的情况下半导体开关401a设为断开状态、在半导体开关402a为断开状态的情况下半导体开关401a设为接通状态。但是，半导体开关401a始终从发射极向集电极流过电流，因此也可以关断半导体开关401a来使电流流经反并联连接的二极管401b。

接着，下面根据图7说明用于进行输入电流功率因数控制的逆变器电路400的控制的详细。图7是控制电路8的逆变器电路400的输出控制中的控制框图。通过逆变器电路400的输出控制，将平滑电容器7的直流电压Vc2维持为目标电压Vc2＊、另外控制交流电流Iac使得交流电源1的功率因数大概成为1。首先，通过减法器10求出平滑电容器7的直流电压Vc2与目标电压Vc2＊之差10a。将直流电压Vc2与目标电压Vc2＊之差10a设为反馈量通过PI控制器11进行PI控制的输出设为振幅目标值11a。根据该振幅目标值11a和交流电源1的同步频率Fs，通过电流指令生成器12求出的与交流电源1的交流电压Vac同步的正弦波的电流指令(Iac＊)12a。

接着，通过减法器13求出所设定的电流指令(Iac＊)12a与检测出的交流电流Iac之差13a。将电流指令Iac＊与交流电流Iac之差13a设为反馈量通过PI控制器14进行PI控制的输出设为成为逆变器电路400的产生电压的目标值的电压指令14a。此时，求出在半导体开关601a设为接通状态、半导体开关501a设为断开状态的第1控制、和半导体开关601a设为断开状态、半导体开关501a设为接通状态的第2控制的切换时同步的前馈校正电压ΔV。通过加法器15在电压指令14a相加前馈校正电压ΔV来校正电压指令14a。并且，使用校正后的电压指令15a在栅极信号生成器16中制作与PWM控制相对应的逆变器电路400的半导体开关402a的栅极信号16a来使逆变器电路400进行动作。栅极信号16a也可以应用根据图7的控制框图所示的载波周期三角波TWC所生成的固定占空比的PWM信号。此外，半导体开关401a的栅极信号与半导体开关402a的栅极信号成为反极性地进行动作。

这样，控制电路8如流经逆变器电路400的交流电流Iac追踪电流指令Iac＊地生成校正后的电压指令15a来输出控制逆变器电路400，只在成为第1控制与第2控制的切换时的半导体开关601a的导通·关断切换时进行在电压指令14a相加前馈校正电压ΔV的前馈控制。前馈校正电压ΔV在第1控制时是成为交流电源1的反极性的交流电压-Vac、是在第2控制时成为平滑电容器7的直流电压与交流电源1的交流电压的差电压(Vc2-Vac)。

在对半导体开关601a的第1控制与第2控制的切换时，逆变器电路400的输出电压对交流电源1的电压相加平滑电容器7与交流电源1的差电压地校正逆变器电路400的电压指令。由此，能够可靠地防止控制被拖延反馈控制的响应时间量。另外，在第1控制与第2控制的切换时也能够控制交流电流Iac使得输入功率因数大概成为1，能够可靠性良好地抑制过度的电流变动来抑制高频电流的产生，电流控制性得到提高。

接着，根据图8说明半导体开关501a和半导体开关601a的输出控制、也就是使逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1追踪指令值Vc1＊的控制。图8是控制电路8的半导体开关601a的输出控制中的控制框图。

首先，通过减法器17求出所设定的指令值Vc1＊与检测出的直流电压Vc1之差17a。将指令值Vc1＊与直流电压Vc1之差17a设为反馈量，通过PI控制器18进行PI控制的输出设为电压指令18a。使用电压指令18a在栅极信号生成器19中生成与PWM控制相对应的半导体开关601a的栅极信号19a。在栅极信号生成器19中的PWM控制中，将与交流电源1的频率的2倍周期同步的三角波(交流电源周期三角波TWAC)用于载波来进行比较运算，生成栅极信号19a。即由该栅极信号19a在半导体开关601a的短路期间也被控制。

半导体开关501a如与半导体开关601a成为反极性地进行动作。即，在半导体开关601a为接通状态的情况下半导体开关501a设为断开状态，在半导体开关601a为断开状态的情况下半导体开关501a设为接通状态。但是，半导体开关501a始终从发射极向集电极流过电流，因此也可以关断半导体开关501a来在反并联连接的二极管501b中流过电流。

在本实施方式中，进行控制，使得通过使用这种电流指令控制逆变器电路400，由此使平滑电容器7的直流电压Vc2追踪目标电压Vc2＊，改善来自交流电源1的输入功率因数地输出，将逆变器电路400的交流侧的产生电压重叠到从交流电源1输出的交流电压Vac。通过这种控制，半导体开关501a和半导体开关601a不需要高频开断。另外，逆变器电路400能够将由半导体开关的开断处理的电压与交流电源1的峰值电压相比大幅地降低。因此，能够防止向电抗器3的电压骤变防止，不需要以往限流所需的大的电抗器，即使将电抗器3小型化也能够降低开关损耗和噪声。

另外，在半导体开关601a为接通状态的情况下，能够对平滑电容器7进行旁通来对逆变器电路400的直流电容器403进行充电，因此在逆变器电路400中不产生高的电压就能够在交流电源1中流过交流电流Iac、并且能够将被充电的能量用于向平滑电容器7的放电。因此，能够进一步降低由半导体开关的开断所处理的电压，能够进一步促进高效率化、低噪声化。此外，这种情况下的电抗器3不是储存能量，而是作为限制电流的限流电路进行动作，电流控制的可靠性得到提高。另外，通过将逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1设定为交流电压Vac的峰值电压Vp以下，能够可靠地获得这种高效率化、低噪声化的效果。

另外，将逆变器电路400设为由两个半导体开关401a、402a、和直流电容器403构成的半桥型，将半导体开关501a连接在逆变器电路400的正侧的半导体开关401a与平滑电容器7的正侧P2之间，将半导体开关601a连接在逆变器电路400的负侧的导体开关402a与平滑电容器7的负侧N2之间。因此，能够以更少的半导体开关元件实现电流控制，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化、部件数量的削减。

另外，只在来自交流电源1的输入电压的特定的相位中使半导体开关501a和半导体开关601a进行动作，因此能够稳定地控制电力变换装置，以半导体开关的开断为起因的损耗也几乎不会产生。另外，只在以作为过零相位的θ＝0、π为中央的相位范围±θ1(短路相位范围)，将半导体开关601a设为接通状态来使平滑电容器7旁通，因此不需要在交流电源1的交流电压Vac低的区域向平滑电容器7进行输出，能够使逆变器电路400的直流电压低地构成，能够实现高效率化、低噪声化。另外，平滑电容器7的目标电压Vc2＊能够由导通相位θ1来控制，因此能够容易地控制目标电压Vc2＊，控制性以及控制上的自由度得到提高。

另外，在半导体开关601a的导通·关断切换时，逆变器电路400通过前馈控制控制为切换直流电容器403的充电、放电动作，因此能够防止控制被拖延反馈控制的响应时间量，能够实现高速控制。

另外，省略半导体开关401a和半导体开关501a，而只由二极管401b和二极管501b构成，能够实现如上所述的电流控制。也可以作为二极管501b而选择低频驱动用的低Vf二极管、作为二极管401b而选择高频驱动用的恢复特性优良、高频驱动时的损耗小于低频驱动用的二极管的高频二极管。这种结构与如下结构等效：将连接在平滑电容器的正侧的半导体开关501a替换为二极管、逆变器电路400的正侧的半导体开关401a替换为高频驱动时的损耗小于该二极管的高频二极管。在这种情况下，能够将以低频驱动的二极管501b和以高频驱动的二极管401b的恢复损耗和导通损耗最优化，能够进一步降低损耗。而且，通过半导体开关的省略和驱动电路的削减、冷却结构的小型化，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化、部件数量的削减。

另外，半导体开关402a能够使用高频驱动用的MOSFET、半导体开关601a能够使用低频驱动用的IGBT。在这种情况下，能够进一步降低进行高频驱动的半导体开关402a、和进行低频驱动的半导体开关601a的损耗，通过冷却结构的小型化，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化、部件数量的削减。另外，控制电路8也可以使构成逆变器电路400的半导体开关401a、402a的导通·关断控制的驱动频率高于不构成逆变器电路400的半导体开关501a、601a的导通·关断控制的驱动频率来对各半导体开关401a、402a、501a、601a进行导通·关断的控制。在这种情况下也能够进一步降低进行高频驱动的半导体开关401a、402a、和进行低频驱动的半导体开关501a、601a的损耗，通过冷却结构的小型化，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化、部件数量的削减。

实施方式2.

在实施方式1中，如满足式(3)、式(4)地设定直流电容器403的直流电压Vc1，半导体开关601a只在过零相位(θ＝0、π)±θ1的相位范围内设为接通状态、电流控制全由逆变器电路400来进行。在本实施方式中，逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1与式(3)、式(4)的制约无关地设定，只在不满足式(3)、式(4)的情况下将电流控制从逆变器电路400向半导体开关601a进行切换的点与实施方式1不同。此外，本实施方式中的电路结构与实施方式1中的电路结构相同。

下面，说明实施方式2的控制电路。图9是控制电路8的逆变器电路400的输出控制中的控制框图。与实施方式1同样地生成栅极信号16a，通过逆变器电路400的输出控制将平滑电容器7的直流电压Vc2维持为目标电压Vc2＊、另外交流电源1的功率因数大概成为1地控制交流电流Iac。在本实施方式中，新设置了栅极信号选择器20，根据交流电源1的交流电压Vac、直流电容器403的直流电压Vc1、以及平滑电容器7的直流电压Vc2的关系来选择向半导体开关401a的栅极信号21和向半导体开关402a的栅极信号22。

图10是记述栅极信号选择器20的详细功能的控制框图。向栅极信号选择器20的输入信号20a是栅极信号16a、导通信号、以及关断信号这3个信号。栅极信号选择器20选择这3个模式的信号来输出栅极信号。用于选择栅极信号的电压信息20b是交流电源1的交流电压Vac、直流电容器403的直流电压Vc1、平滑电容器7的直流电压Vc2、以及半导体开关601a的栅极信号GS1。

图11是控制电路8的半导体开关601a的输出控制中的控制框图。与实施方式1同样地，将所设定的指令值Vc1＊与检测出的电压Vc1之差17a通过减法器17来求出。将指令值Vc1＊与直流电压Vc1之差17a设为反馈量，将通过PI控制器18进行PI控制的输出设为电压指令18a。使用电压指令18a在栅极信号生成器19中生成与PWM控制相对应的半导体开关601a的栅极信号19a。在本实施方式中新设置了栅极信号选择器23，根据交流电源1的交流电压Vac、直流电容器403的直流电压Vc1、以及平滑电容器7的直流电压Vc2的关系来选择向半导体开关501a的栅极信号24和向半导体开关601a的栅极信号25。

图12是记述了栅极信号选择器23的详细功能的控制框图。向栅极信号选择器23的输入信号23a是电流控制用PWM信号、导通信号、以及关断信号这3个信号。栅极信号选择器23选择这3个模式的信号来输出栅极信号。用于选择栅极信号的电压信息23b是交流电源1的交流电压Vac、直流电容器403的直流电压Vc1、平滑电容器7的直流电压Vc2、以及半导体开关601a的栅极信号GS1。

作为电流控制用PWM信号，也可以应用、固定占空比的PWM信号、由反馈控制获得的PWM信号等。例如，既可以应用根据图9的控制框图所示的载波周期三角波TWC来生成的固定占空比的PWM信号，也可以应用在图9的控制框图中不加前馈校正电压地由栅极信号生成器16生成的PWM信号。

这里，说明图10以及图12所示的、栅极信号选择器20以及栅极信号选择器23的详细动作。在半导体开关601a为导通设定的期间内直流电容器403的直流电压Vc1大于交流电源1的交流电压Vac的情况、即满足式(3)的情况下，在栅极信号选择器20中，作为半导体开关401a以及半导体开关402a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号16a，在栅极信号选择器23中，作为半导体开关601a的栅极信号选择导通信号(将半导体开关601a固定为导通)，作为半导体开关501a的栅极信号选择关断信号(将半导体开关501a固定为关断)。此外，半导体开关401a的栅极信号和半导体开关402a的栅极信号成为反极性的关系。

半导体开关402a为导通的情况下的电流路径如图2那样，半导体开关401a为导通的情况下的电流路径如图3那样。在图2中，通过交流电源1的交流电压Vac来将电抗器3励磁。在图3中，通过交流电源1的交流电压Vac与平滑电容器7的直流电压Vc2的差电压来复位电抗器3的励磁。

接着，在半导体开关601a为导通设定的期间内直流电容器403的直流电压Vc1小于交流电源1的交流电压Vac的情况、即不满足式(3)的情况下，在栅极信号选择器20中，作为半导体开关401a的栅极信号选择导通信号(将半导体开关401a固定为导通)，作为半导体开关402的栅极信号选择关断信号(将半导体开关402a固定为关断)，在栅极信号选择器23中，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号选择电流控制用PWM信号(使半导体开关501a、601a同步地进行PWM控制)。此外，半导体开关501a的栅极信号和半导体开关601a的栅极信号成为反极性的关系。

半导体开关601a为导通的情况下的电流路径如图3那样，半导体开关601a为关断的情况下的电流路径如图5那样。在图3中，直流电容器403的直流电压Vc1低于交流电源1的交流电压Vac，因此电抗器3被励磁。在图5中，与交流电源1的交流电压Vac相比平滑电容器7的直流电压Vc2低，因此复位电抗器3的励磁。因而，在半导体开关601a为导通的情况下，即使发生不满足式(3)的动作条件，在栅极信号选择器20、23中如上所述地选择半导体开关401a、402a、501a、601a的栅极信号时，也能够继续进行向直流电容器403的充电动作、和交流电源1的高功率因数控制。

在半导体开关601a为关断设定的期间内直流电容器403的直流电压Vc1大于平滑电容器7的直流电压Vc2与交流电源1的交流电压Vac的差电压的情况、即满足式(4)的情况下，在栅极信号选择器20中，作为半导体开关401a以及半导体开关402a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号16a，在栅极信号选择器23中，作为半导体开关601a的栅极信号选择关断信号(将半导体开关601a固定为关断)，作为半导体开关501a的栅极信号选择导通信号(将半导体开关501a固定为导通)。此外，半导体开关401a的栅极信号和半导体开关402a的栅极信号成为反极性的关系。

半导体开关402a为导通的情况下的电流路径如图4那样，半导体开关401a为导通的情况下的电流路径如图5那样。在图4中，通过交流电源1的交流电压Vac来将电抗器3励磁。在图5中，通过交流电源1的交流电压Vac与平滑电容器7的直流电压Vc2的差电压来复位电抗器3的励磁。

接着，在半导体开关601a为关断设定的期间内直流电容器403的直流电压Vc1小于平滑电容器7的直流电压Vc2与交流电源1的交流电压Vac的差电压的情况、即不满足式(4)的情况下，在栅极信号选择器23中，作为半导体开关401a的栅极信号选择关断信号(将半导体开关401a固定为关断)，作为半导体开关402a的栅极信号选择导通信号(将半导体开关402a固定为导通)，在栅极信号选择器23中，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号选择电流控制用PWM信号(使半导体开关501a、601a同步地进行PWM控制)。此外，半导体开关501a的栅极信号和半导体开关601a的栅极信号成为反极性的关系。

半导体开关601a为导通的情况下的电流路径如图2那样，半导体开关601a为关断的情况下的电流路径如图4那样。在图2中，由交流电源1的交流电压Vac来将电抗器3励磁。在图4中，交流电源1的交流电压Vac与直流电容器403的直流电压Vc1的和电压低于平滑电容器7的直流电压Vc2，因此复位电抗器3的励磁。因而，在半导体开关601a为关断的情况下，即使发生不满足式(4)的动作条件，在栅极信号选择器20、23中如上所述地选择半导体开关401a、402a、501a、601a的栅极信号时，也能够继续进行直流电容器403的放电动作、和交流电源1的高功率因数控制。

另外，也可以无论半导体开关601a的导通期间不满足式(3)的情况、或者在半导体开关601a的关断期间不满足式(4)的情况如何，都在图9中将半导体开关401a设为断开状态、使半导体开关402a与半导体开关601a同步地进行高频驱动。进行这种控制的情况下的控制框图表示在图13中。图13是记述了栅极信号选择器20的详细功能的控制框图。在图13中，向栅极信号选择器20的输入信号20c是作为PWM信号的栅极信号16a、导通信号、关断信号、以及电流控制用PWM信号这四个信号。用于选择栅极信号的电压信息20b是交流电源1的交流电压Vac、直流电容器403的直流电压Vc1、平滑电容器7的直流电压Vc2、以及半导体开关601a的栅极信号GS1。

在满足式(3)以及式(4)的情况下，从电压信息作为半导体开关401a的栅极信号选择关断信号，作为半导体开关402a栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号16a。另外，在不满足式(3)或者式(4)的情况下，作为半导体开关401a的栅极信号选择关断信号(将半导体开关401a固定为关断)，作为半导体开关402a的栅极信号选择电流控制用PWM信号。

半导体开关402a和半导体开关601a导通的情况下的电流路径如图2那样，半导体开关402a和半导体开关601a关断的情况下的电流路径如图5那样。在图2中，通过交流电源1的交流电压Vac，电抗器3被励磁，在图5中，通过平滑电容器7的直流电压Vc2与交流电源1的交流电压Vac的差电压来复位电抗器3的励磁。

在本实施方式中，除了通过实施方式1的结构所获得的特征之外，即使在不满足能够由逆变器电路400进行电流控制的条件(式(3)、式(4))的情况下，也能够通过切换到半导体开关601a来继续进行电流控制。由此，能够扩大交流电源1的交流电压Vac、平滑电容器7的直流电压Vc2的动作电压范围，能够继续进行与宽的动作条件相对应的高功率因数控制。

实施方式3.

在实施方式1、2中，在交流电源1的后级具备有二极管整流电路200，但是在本实施方式中是省略二极管整流电路200、将半桥型的逆变器电路连接2级的结构。图14是实施方式3中的电力变换装置的概要结构图。如图14所示，电力变换装置具备用于将交流电源1的交流电力变换为直流电力进行输出的主电路102和控制电路11。主电路102具备作为限流电路的正侧电抗器2以及负侧电抗器3、作为半桥型的第1逆变器电路的逆变器电路400、作为半桥型的第2逆变器电路的逆变器电路700、半导体开关501a、601a、801a、901a、以及将输出电压进行平滑的平滑电容器10。

交流电源1的输出连接在***到交流电源1的正侧母线P1的正侧电抗器2以及***到交流电源1的负侧母线N1的负侧电抗器3。在正侧电抗器2的后级连接了由半导体开关401a、半导体开关402a以及作为第1直流电容器的直流电容器403构成的半桥型的逆变器电路400。半导体开关401a是逆变器电路400的正侧的第1半导体开关，半导体开关402a是逆变器电路400的负侧的第2半导体开关。并且，半导体开关401a与半导体开关402a的连接点(交流侧端子)连接在正侧电抗器2。另外，在负侧电抗器3的后级连接了由半导体开关701a、半导体开关702a以及作为第2直流电容器的直流电容器703构成的半桥型的逆变器电路700。半导体开关701a是逆变器电路700的正侧的第5半导体开关，半导体开关702a是逆变器电路700的负侧的第6半导体开关。并且，半导体开关701a与半导体开关702a的连接点(交流侧端子)连接在负侧电抗器3。

作为第3半导体开关的半导体开关501a连接在逆变器电路400的正侧的半导体开关401a与平滑电容器10的正侧P2之间。作为第4半导体开关的半导体开关601a连接在逆变器电路400的负侧的半导体开关402a与平滑电容器10的负侧N2之间。另外，作为第7半导体开关的半导体开关801a连接在逆变器电路700的正侧的半导体开关701a与平滑电容器10的正侧P2之间。作为第8半导体开关的半导体开关901a连接在逆变器电路700的负侧的半导体开关702a与平滑电容器10的负侧N2之间。此外，半导体开关401a、402a、701a、702a是构成逆变器电路400、700的半导体开关，半导体开关501a、601a、801a、901a是不构成逆变器电路400、700的半导体开关。

与实施方式1、2同样地，逆变器电路400是由将二极管401b、402b反并联连接的两个IGBT等半导体开关401a、402a、以及直流电容器403构成的半桥结构的逆变器。逆变器电路700也同样地是由将二极管701b、702b反并联连接的两个IGBT等半导体开关701a、702a、以及直流电容器703构成的半桥结构的逆变器。半导体开关501a、601a、801a、901a分别是将二极管501b、601b、801b、901b反并联连接的IGBT等的半导体开关元件。此外，半导体开关元件401a、402a、701a、702a、501a、601a、801a、901a除了IGBT以外，也可以是在源极·漏极间内置了二极管的MOSFET等。另外，在不进行再生动作的情况下，也可以省略半导体开关501a、801a、而只由二极管501b、801b构成。

另外，电力变换装置具备测量逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc4的电压计、测量逆变器电路700的直流电容器703的直流电压Vc5的电压计、测量平滑电容器10的直流电压Vc3的电压计、测量来自交流电源1的交流电压Vac的电压计、以及测量交流电流Iac的电流计。

控制电路11控制半导体开关元件401a、402a、701a、702a、501a、601a、801a、901a的导通·关断。控制电路11根据逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc4、逆变器电路700的直流电容器703的直流电压Vc5、平滑电容器10的直流电压Vc3、来自交流电源1的交流电压Vac、以及交流电流Iac来生成向逆变器电路400的各半导体开关401a、402a、逆变器电路700的各半导体开关701a、702a、以及半导体开关501a、601a、801a、901a的栅极信号12、13从而对逆变器电路400、逆变器电路700、以及半导体开关501a、601a、801a、901a进行输出控制，使得平滑电容器10的直流电压Vc3保持固定的目标电压Vc3＊、另外来自交流电源1的交流电流Iac保持高功率因数、而且直流电容器403的直流电压Vc4和直流电容器703的直流电压Vc5保持固定的指令值Vc4＊、指令值Vc5＊。

更具体地说，控制电路11控制半导体开关601a以及半导体开关901a的导通·关断使得直流电容器403以及直流电容器703的各自的直流电压Vc4、Vc5追踪各自的指令值Vc4＊、Vc5＊、并且控制半导体开关401a、402a、701a、702a的导通·关断使得平滑电容器10的直流电压Vc3追踪平滑电容器10的目标电压Vc3＊、调整来自交流电源1的输入功率因数来改善输入功率因数。

另外，控制电路11根据交流电源1的交流电压Vac的极性来切换对逆变器电路400的半导体开关401a、402a进行导通·关断的控制、和对逆变器电路700的半导体开关701a、702a进行导通·关断的控制，进行使平滑电容器10的直流电压Vc3追踪平滑电容器10的目标电压Vc3＊、调整来自交流电源1的输入功率因数来改善输入功率因数的控制。而且，控制电路11进行将平滑电容器10的电力再生到交流电源1的控制。另外，控制电路11控制半导体开关401a、402a、701a、702a、501a、601a、801a、901a的导通·关断使得在供电动作时对直流电容器403、703进行充电、在再生动作时使直流电容器403、703进行放电。

根据附图说明这样构成的电力变换装置的供电动作、即向平滑电容器10输出直流电力的动作。图15～图22是说明电力变换装置的供电动作的电流路径图。图15～图18中表示交流电压Vac为正极性的情况下的电流路径图。图19～图22中表示交流电压Vac为负极性的情况下的电流路径图。在图15～图22中，电路结构与图14相同，电流流过的路径以粗线表示。

另外，图23是表示说明电力变换装置的供电动作的各部的波形和逆变器电路400、700的直流电容器403、703的充放电的图。在图23中，图23(a)表示交流电压Vac的电压波形，图23(b)表示半导体开关601a的导通·关断的状态，图23(c)表示半导体开关401a、402a的导通·关断的状态，图23(d)表示半导体开关901a的导通·关断的状态，图23(e)表示半导体开关701a、702a的导通·关断的状态，图23(f)表示直流电容器403的充放电的状态，图23(g)表示直流电容器703的充放电的状态。在图23(f)以及图23(g)中，箭头所示的范围是不进行充放电的期间。

此外，输出级的平滑电容器10的直流电压Vc3高于交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp，图23中表示平滑电容器10的直流电压Vc3被控制为固定的目标电压Vc3＊的状态。在本实施方式中，在交流电源1的交流电压Vac的极性为正极性的情况下，对半导体开关501a、601a和构成逆变器电路400的半导体开关401a、402a进行输出控制，将半导体开关701a、702a、801a、901a设为关断。在交流电源1的交流电压Vac的极性为负极性的情况下，对半导体开关801a、901a和构成逆变器电路700的半导体开关701a、702a进行输出控制，将半导体开关401a、402a、501a、601a设为关断。

首先，说明将交流电源1的电压相位设为θ、交流电源1的交流电压Vac为正极性的0≤θ＜π的情况下的、四个半导体开关401a、402a、501a、601a的动作和电流路径。如图15所示，在半导体开关402a、601a为导通、半导体开关401a、501a为关断的情况下，交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。如图16所示，在半导体开关401a、601a为导通、半导体开关402a、501a为关断的情况下，交流电流Iac如对直流电容器403进行充电地流过。另外，如图17所示，在半导体开关402a、501a为导通、半导体开关401a、601a为关断的情况下，交流电流Iac如直流电容器403放电地流过。如图18所示，在半导体开关401a、501a为导通、半导体开关402a、601a为关断的情况下，交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。

通过组合这4种动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器403的充放电控制。此外，流经逆变器电路700侧的电流经由二极管901b、二极管702b流过，但是也可以使半导体开关901a、702a适当导通·关断地进行控制使得经由半导体开关901a、702a流过。

接着，说明在将交流电源1的电压相位设为θ、交流电源1的交流电压Vac为负极性的π≤θ＜2π的情况下的、四个半导体开关701a、702a、801a、901a的动作和电流路径。如图19所示，在半导体开关702a、901a为导通、半导体开关701a、801a为关断的情况下，交流电流Iac如直通直流电容器703地流过。如图20所示，在半导体开关701a、901a为导通、半导体开关702a、801a为关断的情况下，交流电流Iac如对直流电容器703进行充电地流过。另外，如图21所示，在半导体开关702a、801a为导通、半导体开关701a、901a为关断的情况下，交流电流Iac如直流电容器703放电地流过。如图22所示，在半导体开关701a、801a为导通、半导体开关702a、901a为关断的情况下，交流电流Iac如直通直流电容器703地流过

通过组合这4种动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器703的充放电控制。此外，流经逆变器电路400侧的电流经由二极管601b、二极管402b流过，但是也可以进行控制使得对半导体开关601a、402a适当进行导通·关断来经由半导体开关601a、402a流过。

如图23所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，以交流电源1的交流电压Vac的过零相位为中央在相位范围±θ1、即相位范围0～θ1、相位范围(π-θ1)～π中，将半导体开关601a设为接通状态、虽没有图示但是将半导体开关501a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图15的动作模式和图16的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路400，从逆变器电路400通过二极管901b、二极管702b(或者半导体开关901a、702a)回到交流电源1。此时，通过图15的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图16的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图15的动作模式中直流电容器403成为直通，在图16的动作模式中直流电容器403被充电。因而，组合图15的动作模式和图16的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图23所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，在相位范围θ1～(π-θ1)中，将半导体开关601a设为断开状态、虽未图示但是半导体开关501a设为接通状态来向平滑电容器10输出直流电力。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图17的动作模式和图18的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路400，从逆变器电路400通过半导体开关501a对平滑用电容器10进行充电，经由二极管901b、二极管702b(或者半导体开关901a、702a)回到交流电源1。此时，逆变器电路400输出电压(Vc4＊-Vac)，通过重复图17的动作模式和图18的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得在交流电源1的交流电压Vac相加逆变器电路400的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路400中，通过图17的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图18的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图17的动作模式中使直流电容器403放电，在图18的动作模式中直流电容器403直通。因而，通过组合图17的动作模式和图18的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图23所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，以交流电源1的交流电压Vac的过零相位为中央在相位范围+θ2、即相位范围π～(π+θ2)、相位范围(2π-θ2)～2π中，将半导体开关901a设为接通状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图19的动作模式和图20的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，从逆变器电路700通过二极管601b、二极管402b(或者半导体开关601a、402a)回到交流电源1。此时，通过图19的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图20的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图19的动作模式中直流电容器703成为直通，在图20的动作模式中直流电容器703被充电。因而，通过组合图19的动作模式和图20的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图23所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，在相位范围(π+θ2)～(2π-θ2)中，将半导体将开关901a设为断开状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为接通状态，向平滑电容器10输出直流电力。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图21的动作模式和图22的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，从逆变器电路700通过半导体开关801a对平滑用电容器10进行充电，经由二极管601b、二极管402b(或者半导体开关601a、402a)回到交流电源1。此时，逆变器电路700输出电压(Vc5＊-Vac)，通过重复图21的动作模式和图22的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得向交流电源1的交流电压Vac相加逆变器电路700的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路700中，通过图21的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图22的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图21的动作模式中使直流电容器703放电，在图22的动作模式中直流电容器703被直通。因而，通过组合图21的动作模式和图22的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，根据附图说明电力变换装置的再生动作、即向交流电源1输出交流电力的动作。图24～图31是说明电力变换装置的再生动作的电流路径图。图24～图27中表示交流电压Vac为正极性的情况下的电流路径图，图28～图31中表示交流电压Vac为负极性的情况下的电流路径图。在图24～图31中，电路结构与图14相同，电流流过的路径以粗线表示。

另外，图32是表示说明电力变换装置的再生动作的各部的波形和逆变器电路400、700的直流电容器403、703的充放电的图。在图32中，图32(a)表示交流电压Vac的电压波形，图32(b)表示半导体开关601a的导通·关断的状态，图32(c)表示半导体开关401a的导通·关断的状态，图32(d)表示半导体开关402a的导通·关断的状态，图32(e)表示半导体开关901a的导通·关断的状态，图32(f)表示半导体开关701a的导通·关断的状态，图32(g)表示半导体开关702a的导通·关断的状态，图32(h)表示直流电容器403的充放电的状态，图32(i)表示直流电容器703的充放电的状态。在图32(h)以及图32(i)中，箭头所示的范围是不进行充放电的期间。

此外，输出级的平滑电容器10的直流电压Vc3高于交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp，在图32中表示平滑电容器10的直流电压Vc3被控制为固定的目标电压Vc3＊的状态。在本实施方式中，在交流电源1的交流电压Vac的极性为正极性的情况下，对半导体开关501a、601a和构成逆变器电路400的半导体开关401a、402a进行输出控制，将半导体开关901a和构成逆变器电路700的半导体开关702a设为接通状态，将半导体开关801a和构成逆变器电路700的半导体开关701a设为关断。

在交流电源1的交流电压Vac的极性为负极性的情况下，对半导体开关801a、901a和构成逆变器电路700的半导体开关701a、702a进行输出控制，将半导体开关601a和构成逆变器电路400的半导体开关402a设为接通状态，将半导体开关501a和构成逆变器电路400的半导体开关401a设为关断。

首先，说明将交流电源1的电压相位设为θ、交流电源1的交流电压Vac为正极性的0≤θ＜π的情况下的、四个半导体开关401a、402a、501a、601a的动作和电流路径。如图24所示，在半导体开关402a、601a为导通、半导体开关401a、501a为关断的情况下，交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。如图25所示，在半导体开关401a、601a为导通、半导体开关402a、501a为关断的情况下，交流电流Iac如直流电容器403放电地流过。另外，如图26所示，在半导体开关402a、501a为导通、半导体开关401a、601a为关断的情况下，交流电流Iac如对直流电容器403进行充电地流过。如图27所示，在半导体开关401a、501a为导通、半导体开关402a、601a为关断的情况下，交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。在这四个动作模式中，半导体开关702a、901a设为始终接通。通过组合这4种动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器403的充放电控制。

接着，说明在将交流电源1的电压相位设为θ、交流电源1的交流电压Vac为负极性的π≤θ＜2π的情况下的、四个半导体开关701a、702a、801a、901a的动作和电流路径。如图28所示，在半导体开关702a、901a为导通、半导体开关701a、801a为关断的情况下，交流电流Iac如直通直流电容器703地流过。如图29所示，在半导体开关701a、901a为导通、半导体开关702a、801a为关断的情况下，交流电流Iac如直流电容器703放电地流过。另外，如图30所示，在半导体开关702a、801a为导通、半导体开关701a、901a为关断的情况下，交流电流Iac如对直流电容器703进行充电地流过。如图31所示，在半导体开关701a、801a为导通、半导体开关702a、901a为关断的情况下，交流电流Iac如直通直流电容器703地流过。在这四个动作模式中，半导体开关402a、601a设为始终接通。通过组合这4种动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器703的充放电控制。

如图32所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，以交流电源1的交流电压Vac的过零相位为中央在相位范围±θ1、即相位范围0～θ1、相位范围(π-θ1)～π中，将半导体开关601a设为接通状态、虽没有图示但是将半导体开关501a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图24的动作模式和图25的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，通过半导体开关702a、901a、经由半导体开关601a向逆变器电路400输入。此时，通过图24的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图25的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图24的动作模式中直流电容器403成为直通，在图25的动作模式中直流电容器403被放电。因而，通过组合图24的动作模式和图25的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，能够使直流电容器403放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图32所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，在相位范围θ1～(π-θ1)中，将半导体开关601a设为断开状态、虽未图示但是半导体开关501a设为接通状态，向平滑电容器10输入直流电力。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图26的动作模式和图27的动作模式)。

通过这种控制，来自平滑电容器10的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，经由半导体开关501a向逆变器电路400输入，向交流电源1再生。来自交流电源1的电流经由半导体开关702a、901a向平滑电容器10流入。此时，逆变器电路400输出电压(Vc4＊-Vac)，通过重复图26的动作模式和图27的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得向交流电源1相加逆变器电路400的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路400中，通过图26的动作将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图27的动作复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图26的动作模式中直流电容器403被充电，在图27的动作模式中直流电容器403直通。因而，通过组合图26的动作模式和图27的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图32所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，以交流电源1的交流电压Vac的过零相位为中央在相位范围±θ2的、即相位范围π～(π+θ2)、相位范围(2π-θ2)～2π中，将半导体开关901a设为接通状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图28的动作模式和图29的动作模式)。

通过这种控制，来自平滑电容器10的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，回到交流电源1。此时，通过图28的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图29的动作模式来复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图28的动作模式中直流电容器703成为直通，在图29的动作模式中直流电容器703被放电。因而，通过组合图28的动作模式和图29的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图32所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，在相位范围(π+θ2)～(2π-θ2)中，将半导体将开关901a设为断开状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为接通状态，向平滑电容器10输出直流电力。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图30的动作模式和图31的动作模式)。

通过这种控制，来自平滑电容器10的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，从逆变器电路700回到交流电源1。此时，逆变器电路700输出电压(Vc5＊-Vac)，通过重复图30的动作模式和图31的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得向交流电源1的交流电压Vac相加逆变器电路700的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路700中，通过图30的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图31的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图30的动作模式中直流电容器703被充电，在图31的动作模式中直流电容器703直通。因而，通过组合图30的动作模式和图31的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

无论这种电力变换装置的供电动作、再生动作如何，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，通过调整半导体开关601a的导通期间能够将逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc4保持为固定电压。另外，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，通过调整半导体开关901a的导通期间能够将逆变器电路700的直流电容器703的直流电压Vc5保持为固定电压。

这种驱动方法中的、交流电源1的交流电压Vac与平滑电容器10的直流电压Vc3的关系与实施方式1同样地，如式(1)那样表示。但是，需要将式(1)的目标电压Vc2＊替换为目标电压Vc3＊。并且，电流控制的成立条件也与式(3)、式(4)同样地，在由逆变器电路400进行电流控制的情况下需要满足式(5)、式(6)、在由逆变器电路700进行电流控制的情况下需要满足式(7)、式(8)。

Vc4≥Vp·sinθ1··(5)

Vc4≥(|Vc3＊-Vp·sinθ1|)··(6)

Vc5≥Vp·sinθ1··(7)

Vc5≥(|Vc3＊-Vp·sinθ1|)··(8)

在上述的驱动方法中，在不满足电流控制的成立条件(式(5)～式(8))的情况下，与实施方式2中说明的控制方法同样地，通过将电流控制从逆变器电路400、700切换为半导体开关601a、901a，能够继续进行电流控制。

下面，说明供电动作中的半导体开关601a、901a的电流控制中的电流路径。在交流电源1的交流电压Vac为正极性的的情况、且半导体开关601a为导通设定的期间内不满足式(5)的情况下，将半导体开关401a设为接通状态来对半导体开关601a进行PWM控制。电流路径在半导体开关601a导通的情况下成为如图16所示那样的路径、在半导体开关601a关断的情况下成为如图18所示那样的路径。在图16所示的电流路径中正侧电抗器2以及负侧电抗器3被励磁，在图18所示的电流路径中复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图16中直流电容器403被充电，在图18中直流电容器403被直通。因而，即使在不满足式(5)的条件的情况下，也能够继续进行电流控制，另外流电容器403的充电动作也能够继续进行。

在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且半导体开关601a为关断设定的期间内不满足式(6)的情况下，将半导体开关402a设为接通状态来对半导体开关601a进行PWM控制。电流路径在半导体开关601a导通的情况下成为如图15所示那样的路径、在半导体开关601a关断的情况下成为如图17所示那样的路径。在图15所示的电流路径中正侧电抗器2以及负侧电抗器3被励磁，在图17所示的电流路径中复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图15中直流电容器403被直通，在图17中直流电容器403被放电。因而，在不满足式(6)的情况下，也能够继续进行电流控制，另外直流电容器403的放电动作也能够继续进行。

在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且半导体开关901a为导通设定的期间内不满足式(7)的情况下，将半导体开关701a设为接通状态来对半导体开关901a进行PWM控制。电流路径在半导体开关901a导通的情况下成为如图20所示那样的路径、在半导体开关901a关断的情况下成为如图22所示那样的路径。在图20所示的电流路径中正侧电抗器2以及负侧电抗器3被励磁，在图22所示的电流路径中复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图20中直流电容器703被充电，在图22中直流电容器703被直通。因而，在不满足式(7)的条件的情况下，也能够继续进行电流控制，另外，直流电容器703的充电动作也能够继续进行。

在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且半导体开关901a为关断设定的期间内不满足式(8)的情况下，将半导体开关702a设为接通状态来对半导体开关901a进行PWM控制。电流路径在半导体开关901a导通的情况下成为如图19所示那样的路径、在半导体开关901a关断的情况下成为如图21所示那样的路径。在图19所示的电流路径中正侧电抗器2以及负侧电抗器3被励磁，在图21所示的电流路径中复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图19中直流电容器703被直通、在图21中直流电容器703被放电。因而，在不满足式(8)的情况下，也能够继续进行电流控制、另外直流电容器703的放电动作也能够继续进行。

在再生动作时，能够通过半导体开关501a、601a、801a、901a的导通·关断来继续进行电流控制。在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且半导体开关501a为关断、半导体开关601a为导通设定的期间内不满足式(5)的情况下，将半导体开关401a设为接通状态来对半导体开关501a和半导体开关601a进行PWM控制。这里，半导体开关501a的导通·关断与半导体开关601a的导通·关断设为反极性的关系。电流路径在半导体开关501a关断、半导体开关601a导通的情况下成为如图25所示那样的路径、在半导体开关501a为导通、半导体开关601a关断的情况下成为如图27所示那样的路径。在图25所示的电流路径中正侧电抗器2以及负侧电抗器3被励磁，在图27所示的电流路径中复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图25中直流电容器403被放电，在图27中直流电容器403被直通。因而，在不满足式(5)的条件的情况下，也能够继续进行电流控制、另外直流电容器403的放电动作也能够继续进行。

在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且半导体开关501a为导通、半导体开关601a为关断设定的期间内不满足式(6)的情况下，将半导体开关402a设为接通状态来对半导体开关501a和半导体开关601a进行PWM控制。这里，半导体开关501a的导通·关断与半导体开关601a的导通·关断也设为反极性的关系。电流路径在半导体开关501a关断、半导体开关601a导通的情况下成为如图24所示那样的路径、在半导体开关501a导通、半导体开关601a关断的情况下成为如图26所示那样的路径。在图24所示的电流路径中正侧电抗器2以及负侧电抗器3被励磁，在图26所示的电流路径中复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图24中直流电容器403被直通，在图26中直流电容器403被充电。因而，在不满足式(6)的情况下，也能够继续进行电流控制，另外直流电容器403的充电动作也能够继续进行。

在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且半导体开关801a为关断、半导体开关901a为导通设定的期间内不满足式(7)的情况下，将半导体开关701a设为接通状态来对半导体开关801a和半导体开关901a进行PWM控制。这里，半导体开关801a的导通·关断和半导体开关901a的导通·关断也设为反极性的关系。电流路径在半导体开关801a关断、半导体开关901a导通的情况下成为如图29所示那样的路径、在半导体开关801a导通、半导体开关901a关断的情况下成为如图31所示那样的路径。在图29所示的电流路径中正侧电抗器2以及负侧电抗器3被励磁，在图31所示的电流路径中复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图29中直流电容器703被放电，在图31中直流电容器703被直通。因而，在不满足式(7)的条件的情况下，也能够继续进行电流控制，另外直流电容器703的放电动作也能够继续进行。

在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且半导体开关801a为导通、半导体开关901a为关断设定的期间内不满足式(8)的情况下，将半导体开关702a设为接通状态来对半导体开关801a和半导体开关901a进行PWM控制。这里，半导体开关801a的导通·关断与半导体开关901a的导通·关断也设为反极性的关系。电流路径在半导体开关801a关断、半导体开关901a导通的情况下成为如图28所示那样的路径、在半导体开关801a导通、半导体开关901a关断的情况下成为如图30所示那样的路径。在图28所示的电流路径中正侧电抗器2以及负侧电抗器3被励磁，在图30所示的电流路径中复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图28中直流电容器703被直通，在图30中直流电容器703被充电。因而，在不满足式(8)的条件的情况下，也能够继续进行电流控制，另外直流电容器703的充电动作也能够继续进行。

此外，在逆变器电路400中，半导体开关401a的导通·关断与半导体开关402a的导通·关断成为反极性地进行动作。即，在半导体开关402a为接通状态的情况下半导体开关401a设为断开状态、在半导体开关402a为断开状态的情况下半导体开关401a设为接通状态。同样地，在逆变器电路700中，半导体开关701a的导通·关断与半导体开关702a的导通·关断也成为反极性地进行动作。

接着，说明逆变器电路400、700的控制的详细。图33是控制电路11的逆变器电路400、700的输出控制中的控制框图。在逆变器电路400、700中，通过构成逆变器电路的半导体开关401a、402a、701a、702a的输出控制，将平滑电容器10的直流电压Vc3维持为目标电压Vc3＊，另外，控制交流电流Iac使得交流电源1的功率因数在供电时大概为1、在再生时大概为(-1)。

在图33中，首先，平滑电容器10的直流电压Vc3与目标电压Vc3＊之差26a通过减法器26来求出。将直流电压Vc3与目标电压Vc3＊之差26a设为反馈量，将通过PI控制器27进行PI控制的输出设为振幅目标值27a。根据该振幅目标值27a和交流电源1的同步频率Fs，通过电流指令生成器28生成与交流电源1的交流电压Vac同步的正弦波的电流指令(Iac＊)28a。电流指令(Iac＊)28a被调整为在供电时功率因数成为1、在再生时功率因数成为(-1)。

接着，所设定的电流指令(Iac＊)28a与检测出的交流电流Iac之差29a通过减法器29来求出。将电流指令Iac＊与交流电流Iac之差29a设为反馈量，将通过PI控制器30进行PI控制的输出设为成为逆变器电路400、700的产生电压的目标值的电压指令30a。此时，求出与切换将半导体开关601a或者半导体开关901a设为接通状态、半导体开关501a或者半导体开关801a设为断开状态的第1控制、和将半导体开关601a或者半导体开关901a设为断开状态、半导体开关501a或者半导体开关801a设为接通状态的第2控制同步的前馈校正电压ΔV。通过加法器31向电压指令30a相加前馈校正电压ΔV来校正电压指令31a。并且，使用校正后的电压指令31a在栅极信号生成器32中生成与PWM控制相对应的逆变器电路400、700的各半导体开关的栅极信号32a。

这样，控制电路11只在成为第1控制和第2控制的切换时的半导体开关601a、901a的导通·关断切换时，进行向电压指令30a相加前馈校正电压ΔV的前馈控制。前馈校正电压ΔV在第1控制时是成为交流电源1的反极性的交流电压-Vac、在第2控制时是平滑电容器10的直流电压Vc5与交流电源1的交流电压Vac的差电压(Vc5-Vac)。

在运算栅极信号32a之后，由栅极信号选择器33根据动作条件来选择逆变器电路400、700的各半导体开关401a、402a、701a、702a的栅极信号。记述了该栅极信号选择器33的详细功能的控制框图表示在图34中。在栅极信号选择器33中，根据所输入的交流电压的极性和电压信息33b从输入信号33a中选择恰当的栅极信号，生成半导体开关401a、402a、701a、702a的栅极信号。向栅极信号选择器33的输入信号33a是作为PWM信号的栅极信号32a、导通信号、以及关断信号这三个信号。栅极信号选择器33选择这三个模式的信号来输出栅极信号。用于选择栅极信号的电压信息33b作为交流电压Vac的极性判定、和式(5)～式(8)的成立判定所需的信息，由交流电源1的交流电压Vac、平滑电容器10的直流电压Vc3、直流电容器403的直流电压Vc4、直流电容器703的直流电压Vc5、以及半导体开关601a、901a的栅极信号GS2构成。另外，在栅极信号选择器33中还输入供电·再生动作指令(供电/再生)。

在交流电源1的交流电压Vac的极性为正极性、半导体开关601a为接通状态的情况、且满足式(5)的条件的情况下，作为半导体开关401a、402a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号32a。另外，作为半导体开关701a的栅极信号与供电·再生时无关地选择关断信号，作为半导体开关702a的栅极信号在供电时选择关断信号、在再生时选择导通信号。在交流电源1的交流电压Vac的极性为正极性、半导体开关601a为接通状态的情况、且不满足式(5)的条件的情况下，将电流控制从逆变器电路400转移到半导体开关601a，因此作为半导体开关401a的栅极信号选择导通信号、作为半导体开关402a的栅极信号选择关断信号。另外，作为半导体开关701a的栅极信号与供电·再生时无关地选择关断信号，作为半导体开关702a的栅极信号在供电时选择关断信号、在再生时选择导通信号。

在交流电源1的交流电压Vac的极性为正极性、半导体开关601a为断开状态的情况、且满足式(6)的条件的情况下，作为半导体开关401a、402a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号32a。另外，作为半导体开关701a的栅极信号与供电·再生时无关地选择关断信号，作为半导体开关702a的栅极信号在供电时选择关断信号、在再生时选择导通信号。在交流电源1的交流电压Vac的极性为正极性、半导体开关601a为接通状态的情况、且不满足式(6)的条件的情况下，将电流控制从逆变器电路400转移到半导体开关601a，因此作为半导体开关402a的栅极信号选择导通信号，作为半导体开关401a的栅极信号选择关断信号。另外，作为半导体开关701a的栅极信号与供电·再生时无关地选择关断信号，作为半导体开关702a的栅极信号在供电时选择关断信号、在再生时选择导通信号。

在交流电源1的交流电压Vac的极性为负极性、半导体开关901a为接通状态的情况、且满足式(7)的条件的情况下，作为半导体开关701a、702a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号32a。另外，作为半导体开关401a的栅极信号与供电·再生时无关地选择关断信号，作为半导体开关402a的栅极信号在供电时选择关断信号、在再生时选择导通信号。在交流电源1的交流电压Vac的极性为负极性、半导体开关901a为接通状态的情况、且不满足式(7)的条件的情况下，将电流控制从逆变器电路700转移到半导体开关901a，因此作为半导体开关701a的栅极信号选择导通信号、作为半导体开关702a的栅极信号选择关断信号。另外，作为半导体开关401a的栅极信号与供电·再生时无关地选择关断信号，作为半导体开关402a的栅极信号在供电时选择关断信号、在再生时选择导通信号。

在交流电源1的交流电压Vac的极性为负极性、半导体开关901a为断开状态的情况、且满足式(8)的条件的情况下，作为半导体开关701a、702a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号32a。另外，作为半导体开关401a的栅极信号与供电·再生时无关地选择关断信号，作为半导体开关402a的栅极信号在供电时选择关断信号、在再生时选择导通信号。在交流电源1的交流电压Vac的极性为负极性、半导体开关901a为断开状态的情况、且不满足式(8)的条件的情况下，将电流控制从逆变器电路700转移到半导体开关901a，因此作为半导体开关702a的栅极信号选择导通信号、作为半导体开关701a的栅极信号选择关断信号。另外，作为半导体开关401a的栅极信号与供电·再生时无关地选择关断信号、作为半导体开关402a的栅极信号在供电时选择关断信号、在再生时选择导通信号。

接着，说明半导体开关501a、601a、801a、901a的输出控制、也就是使逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc4追踪指令值Vc4*的控制、逆变器电路700的直流电容器703的电压Vc5追踪指令值Vc5*的控制。图35是控制电路11的半导体开关601a、901a的输出控制中的控制框图。

在图35中，首先，将所设定的指令值Vc4*与检测出的直流电压Vc4之差36a通过减法器36来求出。将指令值Vc4*与直流电压Vc4之差36a设为反馈量，输入到供电·再生选择装置38。供电·再生选择装置38将在供电时设为1倍、在再生时设为(-1)倍的反馈量输出到PI控制器40。通过PI控制器40进行PI控制的输出设为电压指令40a。使用电压指令40a在栅极信号生成器42中生成与PWM控制相对应的半导体开关601a的栅极信号42a。同样地，在直流电压Vc5的固定控制中也生成半导体开关901a的栅极信号43a。在该PWM控制中，将与交流电源1的频率的2倍周期同步的三角波(交流电源周期三角波TWAC)用于载波来进行比较运算，生成栅极信号42a、43a。即由该栅极信号42a、43a在半导体开关601a、901a的短路期间也被控制。

接着，由栅极信号选择器44根据动作条件来选择半导体开关501a、601a、801a、901a的栅极信号。图36是记述了栅极信号选择器44的详细功能的控制框图。在栅极信号选择器44中，根据电压信息44b和供电·再生动作指令(供电/再生)从输入信号44a中选择恰当的栅极信号，生成半导体开关501a、601a、801a、901a的栅极信号。

输入信号44a是基于为了使电流控制用PWM信号、导通信号、关断信号、以及图35所示的直流电压Vc4、直流电压Vc5分别追踪指令值Vc4*、指令值Vc5*而运算的电压指令的栅极信号42a、43a的5个信号。作为电压信息44b，作为交流电压的极性的判定、和式(5)～式(8)的成立判定所需的信息而输入半导体开关601a、901a的栅极信号GS2、交流电源1的交流电压Vac、直流电容器403的直流电压Vc4、直流电容器703的直流电压Vc5、以及平滑电容器10的直流电压Vc3。

首先，说明供电动作的情况。在供电动作时，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且满足式(5)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号42a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(5)的情况下，作为半导体开关601a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。

另外，在供电动作时，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且满足式(6)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号42a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(6)的情况下，作为半导体开关601a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。

另外，在供电动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(7)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号43a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(7)的情况下，作为半导体开关901a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。

另外，在供电动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(8)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号43a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(8)的情况下，作为半导体开关901a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。

接着，说明再生动作的情况。在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且满足式(5)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号42a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(5)的情况下，在半导体开关501a以及半导体开关601a中选择电流控制用PWM信号(使半导体开关501a、601a同步地进行PWM控制)。这里，半导体开关501a如与半导体开关601a成为反极性地进行动作。作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。

另外，在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且满足式(6)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号42a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(6)的情况下，在半导体开关501a以及半导体开关601a中选择电流控制用PWM信号。这里，半导体开关501a也如与半导体开关601a成为反极性地进行动作。作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。

另外，在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(7)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号43a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(7)的情况下，在半导体开关801a以及半导体开关901a中选择电流控制用PWM信号。这里，半导体开关801a如与半导体开关901a成为反极性地进行动作。作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。

另外，在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(8)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号43a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(8)的情况下，在半导体开关801a以及半导体开关901a中选择电流控制用PWM信号。这里，半导体开关801a也如与半导体开关901a成为反极性地进行动作。作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。

此外，在只进行供电动作的情况下，也可以将连接在平滑电容器10的正侧的半导体开关501a、801a替换为二极管、将逆变器电路400、700的正侧的半导体开关401a、701a替换为高频驱动时的损耗小于该二极管的高频二极管。通过这种结构，能够最优化二极管的恢复损耗和导通损耗。

在本实施方式中，通过如以上那样控制逆变器电路400、700，使平滑电容器10的直流电压Vc3追踪目标电压Vc3*，进行控制使得改善来自交流电源1的输入功率因数地输出，将逆变器电路400、700的交流侧的产生电压重叠到从交流电源1输出的交流电压Vac。

根据如以上那样的结构，不使用二极管整流电路就能够实现将交流电压变换为直流电压的功能、高功率因素地控制交流电源的功能，除了实施方式1的结构中的特征之外还能够实现再生动作。另外，根据交流电源1的交流电压的极性来切换两个逆变器电路400、700进行控制，因此能够减少一半直流电容器403、703的电力负担期间，由此能够扩大电力变换装置的应用领域。

实施方式4.

在实施方式1中，在交流电源1的交流电压Vac的1/4周期中将半导体开关601a的导通相位设置1次、将关断相位设置1次。在本实施方式4中，在1/4周期中将半导体开关601a的导通相位设置2次、关断相位设置2次的点与实施方式1不同。此外，本实施方式4中的电路结构与作为实施方式1的电路结构的图1相同，电力变换装置的动作与电流路径的关系也与图2～5相同。

下面，说明本实施方式4的动作原理。图37是表示说明实施方式4中的电力变换装置的动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。在图37中，图37(a)表示交流电压Vac的电压波形，图37(b)表示半导体开关601a的导通·关断的状态，图37(c)表示直流电容器403的充放电的状态。在图37(b)中，相位范围0～θ1是第1导通期间、相位范围θ1～θ2是第1关断期间、相位范围θ2～θ3是第2导通期间，相位范围θ3～π/2是第2关断期间。通过设定电压相位θ1、θ2、θ3，决定导通期间、关断期间的各个期间的长度。

与实施方式1同样地，输出级的平滑电容器7的直流电压Vc2高于交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp，图37中表示平滑电容器7的直流电压Vc2被控制为固定的目标电压Vc2*的状态。另外，从交流电源1输出的交流电压Vac由二极管整流电路200进行全波整流，因此以交流电源1的交流周期的2倍周期进行动作。逆变器电路400如来自交流电源1的输入功率因数大概成为1地通过PWM控制控制交流电流Iac进行输出，将交流侧的产生电压重叠到从交流电源1输出的交流电压Vac。此外，在相位范围0～π/2和相位范围π/2～π中，以电压相位π/2为中心进行对称的动作。因此，这里说明相位范围0～π/2中的电力变换装置的动作。另外，电压相位θ1、θ2、θ3处于θ1＜θ2＜θ3的关系。

首先，表示将交流电源1的电压相位设为θ、交流电压Vac为正极性的0≤θ＜π的情况下的四个半导体开关401a、402a、501a、601a的动作。通过二极管整流电路200的全波整流，在负极性的π＜θ≤2π的情况下也成为与正极性0≤θ＜π的情况相同的动作。

在半导体开关402a、601a为导通、半导体开关401a、501a为关断的情况下，如图2所示地交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。在半导体开关401a、601a为导通、半导体开关402a、501a为关断的情况下，如图3所示地交流电流Iac如对直流电容器403进行充电地流过。在半导体开关402a、501a为导通、半导体开关401a、601a为关断的情况下，如图4所示地交流电流1ac如直流电容器403放电地流过。在半导体开关401a、501a为导通、半导体开关402a、601a为关断的情况下，如图5所示地交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。

通过组合这种四种半导体开关的导通·关断控制来控制半导体开关401a、402a、501a、601a从而对逆变器电路400进行PWM控制，由此使直流电容器403进行充放电来进行电流控制。此外，在流经半导体开关401a、501a的电流从发射极向集电极流入时，也可以关断该半导体开关元件来在反并联连接的二极管401b、501b中流过电流。

如图37所示，在交流电源1的交流电压Vac的过零相位(θ＝0、π)为中央的相位范围±θ1、和相位范围θ2～θ3中，将半导体开关601a设为接通状态(固定为导通)、半导体开关501a设为断开状态(固定为关断)来使平滑电容器7旁通。将相位范围0～θ1和相位范围θ2～θ3设为导通相位。此时，如图2所示，来自交流电源1的交流电流Iac被电抗器3限流，输入到逆变器电路400，通过半导体开关601a回到交流电源1。通过图2的动作模式将电抗器3励磁，通过图3的动作模式复位电抗器3的励磁。另外，在图2的动作模式的情况下直通直流电容器403，在图3的动作模式的情况下对直流电容器403进行充电。因而，通过组合图2的动作模式和图3的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403充电、且进行电流控制。

接着，如图37所示，在交流电源1的交流电压Vac的相位范围θ1～θ2、和相位范围θ3～π/2中，将半导体开关601a设为断开状态、半导体开关501a设为接通状态来向平滑电容器7输出直流电力。将相位范围θ1～θ2和相位范围θ3～π/2设为关断相位。此时，如图4所示，来自交流电源1的交流电流Iac被电抗器3限流，并输入到逆变器电路400、通过半导体开关501a对平滑用电容器7进行充电然后回到交流电源1。逆变器电路400输出电压(Vc2*-Vac)，通过重复图4的动作模式和图5的动作模式在交流电源1相加逆变器电路400的输出电压(Vc2*-Vac)来控制平滑电容器7的直流电压Vc2使得达到比交流电源1的峰值电压高的目标电压Vc2*。

在逆变器电路400中，通过图4的动作模式使电抗器3被励磁，通过图5的动作模式使电抗器3的励磁复位。另外，在图4的动作模式的情况下直流电容器403被放电、在图5的动作模式的情况下通过直流电容器403。因而，通过组合图4的动作模式和图5的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够进行电流控制。

如以上那样，在交流电源1的交流电压Vac的电压相位θ1、θ2、θ3中切换半导体开关501a和半导体开关601a的控制，只在相位范围0～θ1和相位范围θ2～θ3中将半导体开关601a设为接通状态、将半导体开关501a设为断开状态来使平滑电容器7旁通。此时，控制电路8进行控制使得逆变器电路400产生与交流电压Vac的反极性大致相等的电压、控制交流电流Iac使得输入功率因数大概成为1而进行输出，从而对直流电容器403进行充电。

并且，在相位范围θ1～θ2和相位范围θ3～π/2中，控制电路8将半导体开关501a设为接通状态、半导体开关601a设为断开状态，进行控制使得逆变器电路400将平滑电容器7的直流电压Vc2维持为目标电压Vc2*、控制交流电流Iac使得输入功率因数大概成为1而进行输出。此时，逆变器电路400产生平滑电容器7的直流电压与交流电源的差电压(Vc2*-Vac)，直流电容器403被放电。

另外，设定半导体开关601a的导通期间使得逆变器电路400的直流电容器403的充电与放电的能量变得相等，能够决定导通相位。导通期间的直流电容器403的充电能量能够如式(9)那样表示。关断期间的直流电容器403的放电能量能够如式(10)那样表示。而且，当逆变器电路400的直流电容器403的充电与放电的能量设为相等时，目标电压Vc2*与峰值电压Vp的关系式成立式(11)。但是，Vp是交流电压Vac的峰值电压、Ip是交流电流Iac的峰值电流。

[数式3]

$P_{\mathrm{in}}={\∫}_0^{\mathrm{\θ}1}{V}_P\sin \mathrm{\θ}\·I_P\sin \mathrm{\θd\θ}+{\∫}_{\mathrm{\θ}2}^{\mathrm{\θ}3}{V}_P\sin \mathrm{\θ}\·I_P\sin \mathrm{\θd\θ}...\left(9\right)$

[数式4]

$P_{\mathrm{out}}={\∫}_{\mathrm{\θ}1}^{\mathrm{\θ}2}(V_{\mathrm{dc}}-V_P\sin \mathrm{\θ})\·I_P\sin \mathrm{\θd\θ}+{\∫}_{\mathrm{\θ}2}^{\mathrm{\π}/4}\left({V_{\mathrm{dc}}-V}_P\sin \mathrm{\θ}\right)\·I_P\sin \mathrm{\θd\θ}...\left(10\right)$

[数式5]

$V_{\mathrm{dc}}=\frac{\mathrm{\π}{V}_P}{4(\cos \mathrm{\θ}1-\cos \mathrm{\θ}2+\cos \mathrm{\θ}3)}...\left(11\right)$

但是，目标电压Vc2*的下限值通过二极管整流电路200成为峰值电压Vp，因此成为当设定如目标电压Vc2*成为峰值电压Vp以下那样的电压相位θ1、θ2、θ3时不能动作的条件。这样，平滑电容器7的目标电压Vc2*通过电压相位θ1、θ2、θ3来决定，能够使作为导通相位的相位范围0～θ1、相位范围θ2～θ3变化地进行控制。并且，平滑电容器7的直流电压Vc2被控制为追踪该目标电压Vc2*。

另外，将逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1设定为0≤θ＜θ1、θ1≤θ＜θ2、θ2≤θ＜θ3、以及θ3≤θ＜π/2的各相位范围中的逆变器电路400的所期望的产生电压的大小以上。在这种情况下，平滑电容器7的直流电压Vc2能够维持为目标电压Vc2*，另外如输入功率因数大概成为1地控制交流电流Iac的逆变器电路400的电流控制能够在交流电源1的全相位中可靠性良好地进行。在这种情况下，直流电容器403的直流电压Vc1需要设定为在0≤θ＜θ1和θ2≤θ＜θ3的相位范围中满足式(12)、在θ1≤θ＜θ2和θ3≤θ＜π/2的相位范围中满足式(13)。

Vc1≥Vp·sinθ1··(12)

Vc1≥(|Vc2*-Vp·sinθ1|)··(13)

此外，直流电容器403的直流电压Vc1设定为交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp以下。在进行PWM控制的逆变器电路400中，当直流电容器403的直流电压Vc1变大时损耗增大，因此直流电容器403的直流电压Vc1希望在满足式(12)、式(13)的条件下设定得小。

并且，只在0≤θ＜θ1的相位范围和θ2≤θ＜θ3的相位范围(规定的相位范围)中，将半导体开关601a设为接通状态、将平滑电容器7旁通的期间，由此控制电路8控制逆变器电路400，能够在半导体开关601a导通的期间、或者关断的期间内输入功率因数都大概成为1地控制交流电流Iac、且向平滑电容器7输出所期望的电压的直流电力。即，控制电路8在交流电源1的交流电压的规定的相位范围中，决定作为导通相位的相位范围0～θ1、相位范围θ2～θ3，调整半导体开关601a成为导通的导通期间，能够将直流电容器403的直流电压Vc1调整为规定的电压。通过进行这种控制，能够在直流电容器403中不使用外部电源地进行独立动作。

此外，半导体开关401a如与半导体开关402a成为反极性地进行动作。即，在半导体开关402a为接通状态的情况下半导体开关401a设为断开状态、在半导体开关402a为断开状态的情况下半导体开关401a设为接通状态。但是，半导体开关401a始终从发射极向集电极流过电流，因此也可以关断半导体开关401a来使电流流经反并联连接的二极管401b。

接着，说明控制电路8的动作。根据实施方式1所示的图7说明用于进行输入电流功率因数控制的逆变器电路400的控制的详细。图7是控制电路8的逆变器电路400的输出控制中的控制框图。通过逆变器电路400的输出控制，将平滑电容器7的直流电压Vc2维持为目标电压Vc2*、另外控制交流电流Iac使得交流电源1的功率因数大概成为1。首先，通过减法器10求出平滑电容器7的直流电压Vc2与目标电压Vc2*之差10a。将直流电压Vc2与目标电压Vc2*之差10a设为反馈量通过PI控制器11进行PI控制的输出设为振幅目标值11a。根据该振幅目标值11a和交流电源1的同步频率Fs，通过电流指令生成器12求出的与交流电源1的交流电压Vac同步的正弦波的电流指令(Iac*)12a。

接着，通过减法器13求出所设定的电流指令(Iac*)12a与检测出的交流电流Iac之差13a。将电流指令Iac*与交流电流Iac之差13a设为反馈量通过PI控制器14进行PI控制的输出设为成为逆变器电路400的产生电压的目标值的电压指令14a。此时，求出与在半导体开关601a设为接通状态、半导体开关501a设为断开状态的第1控制、和半导体开关601a设为断开状态、半导体开关501a设为接通状态的第2控制的切换时同步的前馈校正电压ΔV。通过加法器15在电压指令14a相加前馈校正电压ΔV来校正电压指令14a。并且，使用校正后的电压指令15a在栅极信号生成器16中制作与PWM控制相对应的逆变器电路400的半导体开关402a的栅极信号16a来使逆变器电路400进行动作。此外，半导体开关401a的栅极信号与半导体开关402a的栅极信号成为反极性地进行动作。

这样，控制电路8如流经逆变器电路400的交流电流Iac追踪电流指令Iac*地生成校正后的电压指令15a来输出控制逆变器电路400，只在成为第1控制与第2控制的切换时的半导体开关601a的导通·关断切换时进行在电压指令14a相加前馈校正电压ΔV的前馈控制。前馈校正电压ΔV在第1控制时是成为交流电源1的反极性的交流电压-Vac、在第2控制时成为平滑电容器7的直流电压与交流电源1的交流电压的差电压(Vc2-Vac)。

在对半导体开关601a的第1控制与第2控制的切换时，校正逆变器电路400的电压指令使得逆变器电路400的输出电压对交流电源1的电压相加与平滑电容器7和交流电源1的差电压量的电压。由此，能够防止控制被拖延反馈控制的响应时间量，在第1控制与第2控制的切换时也能够控制交流电流Iac使得输入功率因数大概成为1，能够可靠性良好地抑制过度的电流变动来抑制高频电流的产生，电流控制性得到提高。

接着，根据图38说明半导体开关501a和半导体开关601a的输出控制、也就是使逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1追踪指令值Vc1*的控制、以及将平滑电容器7的纹波电压ΔVc2调整为规定的目标值ΔVc2*的控制。图38是控制电路8的半导体开关601a的输出控制中的控制框图。

首先，相位范围0～θ1中的纹波电压如式(14)那样表示，相位范围θ3～π/2中的纹波电压如式(15)那样表示。

[数式6]

$\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{C2}}{2}=\frac{P_{\mathrm{load}}\·\mathrm{\θ}1\·T}{V_{C1}\·C_1\·\mathrm{\π}/2}...\left(14\right)$

[数式7]

$\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{C2}}{2}=\frac{I_P}{C_{\mathrm{dc}}}\cos {\mathrm{\θ}}_3-\frac{P_{\mathrm{load}}}{C_{\mathrm{dc}}\·V_{\mathrm{dc}}}(\mathrm{\π}/2-\mathrm{\θ}3)...\left(15\right)$

在式(14)中，Pload表示输出电力。并且，根据设为目标的ΔVc2*通过增益乘法器57运算与电压相位θ1相当的duty信号57a。增益乘法器57的常数能够从式(16)求出。

[数式8]

$K2=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{C2}*\·C_1\·V_{C1}}{2\·P_{\mathrm{Load}}\·T/4}...\left(16\right)$

在式(16)中，Pload表示输出电力，T/4表示1/4周期。另外，根据duty信号57a使用增益乘法器58运算与电压相位θ3相当的duty信号58a使得相位范围0～θ1中的平滑电容器7的纹波电压、和相位范围θ3～π/2中的纹波电压相等。该增益乘法器58中的duty信号58a的导出如式(17)所示根据电压相位θ1与电压相位θ3的关系式来对电压相位θ3求出、并除以π/2来求出。此外，电压相位θ1也可以根据相位范围0～θ1中的平滑电容器7的纹波电压的目标值确定为固定值。

[数式9]

$\frac{P_{\mathrm{Load}}}{C_{\mathrm{dc}}\·V_{\mathrm{dc}}}\mathrm{\θ}1=\frac{I_P}{C_{\mathrm{dc}}}\cos \mathrm{\θ}3-\frac{P_{\mathrm{load}}}{C_{\mathrm{dc}}\·V_{\mathrm{dc}}}(\mathrm{\π}/2-\mathrm{\θ}3)...\left(17\right)$

接着，将所设定的指令值Vc1*与检测出的直流电压Vc1之差59a通过减法器59求出。将指令值Vc1*与直流电压Vc1之差59a设为反馈量，通过PI控制器60进行PI控制的输出设为电压指令60a。为了反转电压指令60a的增减极性，将经由增益乘法器61的输出设为电压指令61a。电压指令61a是与电压相位θ2相当的duty信号，因此需要始终满足θ1＜θ2＜θ3。因而，在电压指令61a中经由将duty信号57a设为下限限制、duty信号58a设为上限限制的LIMIT器62来生成电压信号62a。针对这3个信号57a、58a、62a，栅极信号生成器63生成与PWM控制相对应的半导体开关601a的栅极信号64。

在栅极信号生成器63中的PWM控制中，将与交流电源1的频率的2倍周期同步的三角波(交流电源周期三角波TWAC)用作载波来进行比较运算，将0～duty信号57a的区间设为相位范围0～θ1、duty信号57a～电压信号62a的区间设为相位范围θ1～θ2、电压信号62a～duty信号58a的区间设为相位范围θ2～θ3、duty信号58a～1的区间设为相位范围θ3～π/2，在相位范围0～θ1和相位范围θ2～θ3中将栅极信号64设为导通信号、在相位范围θ1～θ2和相位范围θ3～π/2中将栅极信号64设为关断信号。即通过该栅极信号64也控制了半导体开关601a的导通期间。

半导体开关501a如与半导体开关601a成为反极性地进行动作。即，在半导体开关601a为接通状态的情况下将半导体开关501a设为断开状态，在半导体开关601a为断开状态的情况下将半导体开关501a设为接通状态。但是，半导体开关501a始终从发射极向集电极流过电流，因此也可以关断半导体开关501a来在反并联连接的二极管501b中流过电流。

在本实施方式中，使用这种电流指令来控制逆变器电路400，由此使平滑电容器7的直流电压Vc2追踪目标电压Vc2*，进行控制使得改善来自交流电源1的输入功率因数而输出，将逆变器电路400的交流侧的产生电压重叠到从交流电源1输出的交流电压Vac。通过这种控制，半导体开关501a和半导体开关601a不需要高频开关。另外，逆变器电路400能够将由半导体开关的开断所处理的电压与交流电源1的峰值电压相比大幅地降低。因此，能够防止向电抗器3的电压骤变，不需要以往为了限流所需的大的电抗器，即使小型化电抗器3也能够降低开关损耗和噪声。

另外，在半导体开关60Ia为接通状态的情况下，能够将平滑电容器7旁通来对逆变器电路400的直流电容器403进行充电，因此能够在逆变器电路400不产生高电压地在交流电源1中流过交流电流Iac、并且能够将被充电的能量用于向平滑电容器7的放电。因此，能够进一步降低由半导体开关的开断所处理的电压，能够进一步促进高效率化、低噪声化。此外，这种情况下的电抗器3不是储存能量，而是作为限制电流的限流电路进行动作，电流控制的可靠性得到提高。另外，通过将逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1设定为交流电压Vac的峰值电压Vp以下，可靠地得到这种高效率化、低噪声化的效果。

另外，将逆变器电路400设为由两个半导体开关401a、402a、和直流电容器403构成的半桥型，将半导体开关501a连接在逆变器电路400的正侧的半导体开关401a与平滑电容器7的正侧P2之间，将半导体开关601a连接在逆变器电路400的负侧的导体开关402a与平滑电容器7的负侧N2之间。因此，能够以更少的半导体开关元件实现电流控制，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化、部件数量的削减。

另外，只在来自交流电源1的输入电压的特定的相位中使半导体开关501a和半导体开关601a进行动作，因此能够稳定地控制电力变换装置，以半导体开关的开断为起因的损耗也几乎不会产生。另外，在1/4周期中将导通相位设置2次，调整相位范围0～θ1和相位范围θ3～π/2来积极地调整平滑电容器7的纹波电压，由此能够抑制纹波电压，能够扩大电力变换装置的动作电压范围。另外，能够抑制纹波电压，由此能够减少所需的电容器容量，因此能够省略所需的电容器的并联数，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化、部件数量的削减。

另外，在半导体开关601a的导通·关断切换时，逆变器电路400通过前馈控制控制为切换直流电容器403的充电、放电动作，因此能够防止控制被拖延反馈控制的响应时间量，能够实现高速控制。

另外，省略半导体开关401a和半导体开关501a，而只由二极管401b和二极管501b构成，能够实现如上所述的电流控制。也可以作为二极管501b而选择低频驱动用的低Vf二极管、作为二极管401b而选择高频驱动用的恢复特性优良、高频驱动时的损耗小于低频驱动用的二极管的高频二极管。这种结构与如下结构等效：将连接在平滑电容器7的正侧的半导体开关501a替换为二极管、将逆变器电路400的正侧的半导体开关401a替换为高频驱动时的损耗小于该二极管的高频二极管。在这种情况下，能够将以低频驱动的二极管501b和以高频驱动的二极管401b的恢复损耗和导通损耗最优化，能够进一步降低损耗。而且，通过半导体开关的省略和驱动电路的削减、冷却结构的小型化，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化、部件数量的削减。

另外，半导体开关402a能够使用高频驱动用的MOSFET、半导体开关601a能够使用低频驱动用的IGBT。在这种情况下，能够进一步降低进行高频驱动的半导体开关402a、和进行低频驱动的半导体开关601a的损耗，通过冷却结构的小型化，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化、部件数量的削减。另外，控制电路8也可以进行使构成逆变器电路400的半导体开关401a、402a的导通·关断控制的驱动频率高于不构成逆变器电路400的半导体开关501a、601a的导通·关断控制的驱动频率来将各半导体开关401a、402a、501a、601a进行导通·关断的控制。在这种情况下，也能够降低进行高频驱动的半导体开关401a、402a、和进行低频驱动的半导体开关501a、601a的损耗，通过冷却结构的小型化，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化、部件数量的削减。

此外，在本实施方式4中，如满足式(12)、式(13)地设定直流电容器403的直流电压Vc1，只在导通相位中将半导体开关601a设为接通状态，电流控制全由逆变器电路400来进行。然而，也可以如下：将如实施方式2说明那样的、逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1与式(12)、式(13)的制约无关地设定，只在不满足式(12)、式(13)的情况下，将电流控制从逆变器电路400向半导体开关601a进行切换的控制与本实施方式4中说明的控制进行组合。

实施方式5.

在实施方式4中，在1/4周期中将半导体开关601a的导通相位设置2次、关断相位设置2次来调整了平滑电容器7的纹波电压ΔVc2。在本实施方式中，在1/4周期中将半导体开关601a的导通相位设置2次、关断相位设置1次来调整直流电容器403的纹波电压ΔVc1。此外，本实施方式中的电路结构与实施方式1中的电路结构相同。

下面，说明本实施方式5的动作原理。图39是表示说明电力变换装置的动作的各部的波形和逆变器电路的直流电容器充放电的图。在图39中，图39(a)表示交流电压Vac的电压波形，图39(b)表示半导体开关601a的导通·关断的状态，图39(c)表示直流电容器403的充放电的状态。在图39(b)中，相位范围0～θ4是第1导通期间、相位范围θ4～θ5是第1关断期间、相位范围θ5～π/2是第2导通期间。通过设定电压相位θ4、θ5，决定导通期间、关断期间的各个期间的长度。

与实施方式1同样地，输出级的平滑电容器7的直流电压Vc2高于交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp，图39中表示平滑电容器7的直流电压Vc2被控制为固定的目标电压Vc2*的状态。另外，从交流电源1输出的交流电压Vac由二极管整流电路200进行全波整流，因此以交流电源1的交流周期的2倍周期进行动作。逆变器电路400如来自交流电源1的输入功率因数大概成为1地通过PWM控制控制交流电流Iac而进行输出，将交流侧的产生电压重叠到从交流电源1输出的交流电压Vac。此外，在相位范围0～π/2和相位范围π/2～π中，以电压相位π/2为中心进行对称的动作。因此，这里说明相位范围0～π/2中的电力变换装置的动作。另外，电压相位θ4、θ5处于θ4＜θ5的关系。

首先，表示将交流电源1的电压相位设为θ、交流电压Vac为正极性的0≤θ＜π的情况下的四个半导体开关401a、402a、501a、601a的动作。通过二极管整流电路200的全波整流，在负极性的π＜θ≤2π的情况下也成为与正极性0≤θ＜π的情况相同的动作。

在半导体开关402a、601a为导通、半导体开关401a、501a为关断的情况下，如图2所示地交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。在半导体开关401a、601a为导通、半导体开关402a、501a为关断的情况下，如图3所示地交流电流1ac如对直流电容器403进行充电地流过。在半导体开关402a、501a为导通、半导体开关401a、601a为关断的情况下，如图4所示地交流电流Iac如直流电容器403放电地流过。在半导体开关401a、501a为导通、半导体开关402a、601a为关断的情况下，如图5所示地交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。

组合这种四种半导体开关的导通·关断控制来控制半导体开关401a、402a、501a、601a从而对逆变器电路400进行PWM控制，由此使直流电容器403进行充放电来进行电流控制。此外，在流经半导体开关401a、501a的电流从发射极向集电极流入时，也可以关断该半导体开关元件来在反并联连接的二极管401b、501b中流过电流。

如图39所示，在以交流电源1的交流电压Vac的过零相位(θ＝0、π)为中央的相位范围±θ4、和相位范围θ5～π/2中，将半导体开关601a设为接通状态(固定为导通)、半导体开关501a设为断开状态(固定为关断)来使平滑电容器7旁通。将相位范围0～θ4和相位范围θ5～π/2设为导通相位。此时，如图2所示，来自交流电源1的交流电流Iac被电抗器3限流，输入到逆变器电路400，通过半导体开关601a回到交流电源1。通过图2的动作模式将电抗器3励磁，通过图3的动作模式复位电抗器3的励磁。另外，在图2的动作模式的情况下直通直流电容器403，在图3的动作模式的情况下对直流电容器403进行充电。因而，通过组合图2的动作模式和图3的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403充电、且进行电流控制。

接着，如图39所示，在交流电源1的交流电压Vac的相位范围θ4～θ5中，将半导体开关601a设为断开状态、半导体开关501a设为接通状态来向平滑电容器7输出直流电力。将相位范围θ4～θ5设为关断相位。此时，如图4所示，来自交流电源1的交流电流Iac被电抗器3限流，并输入到逆变器电路400、通过半导体开关501a对平滑用电容器7进行充电然后回到交流电源1。逆变器电路400输出电压(Vc2*-Vac)，通过重复图4的动作模式和图5的动作模式在交流电源1相加逆变器电路400的输出电压(Vc2*-Vac)来控制平滑电容器7的直流电压Vc2使得达到比交流电源1的峰值电压高的目标电压Vc2*。

在逆变器电路400中，通过图4的动作模式使电抗器3被励磁，通过图5的动作模式使电抗器3的励磁复位。另外，在图4的动作模式的情况下直流电容器403被放电、在图5的动作模式的情况下通过直流电容器403。因而，通过组合图4的动作模式和图5的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够进行电流控制。

如以上那样，在交流电源1的交流电压Vac的电压相位θ4、θ5中切换半导体开关501a和半导体开关601a的控制，只在相位范围0～θ4和相位范围θ5～π/2中将半导体开关601a设为接通状态、半导体开关501a设为断开状态来使平滑电容器7旁通。此时，控制电路8进行控制使得逆变器电路400产生与交流电压Vac的反极性大致相等的电压、控制交流电流Iac使得输入功率因数大概成为1而进行输出，从而对直流电容器403进行充电。

并且，在相位范围θ4～θ5中，控制电路8将半导体开关501a设为接通状态、半导体开关601a设为断开状态，进行控制使得逆变器电路400将平滑电容器7的直流电压Vc2维持为目标电压Vc2*、控制交流电流Iac进行输出使得输入功率因数大概成为1。此时，逆变器电路400产生平滑电容器7的直流电压与交流电源的差电压(Vc2*-Vac)，直流电容器403被放电。

另外，设定半导体开关601a的导通期间使得逆变器电路400的直流电容器403的充电与放电的能量变得相等，能够决定导通相位。导通期间的直流电容器403的充电能量能够如式(18)那样表示。关断期间的直流电容器403的放电能量能够如式(19)那样表示。而且，当逆变器电路400的直流电容器403的充电与放电的能量设为相等时，目标电压Vc2*和峰值电压Vp的关系式成立式(20)。其中，Vp是交流电压Vac的峰值电压、Ip是交流电流Iac的峰值电流。

[数式10]

$P_{\mathrm{in}}={\∫}_0^{\mathrm{\θ}4}{V}_P\sin \mathrm{\θ}\·I_P\sin \mathrm{\θd\θ}+{\∫}_{\mathrm{\θ}5}^{\mathrm{\π}/2}{V}_P\sin \mathrm{\θ}\·I_P\sin \mathrm{\θd\θ}...\left(18\right)$

[数式11]

$P_{\mathrm{out}}={\∫}_{\mathrm{\θ}4}^{\mathrm{\θ}5}(V_{\mathrm{dc}}-V_P\sin \mathrm{\θ})\·I_P\sin \mathrm{\θd\θ}\·\·\left(19\right)$

[数式12]

$V_{\mathrm{dc}}=\frac{\mathrm{\π}{V}_P}{4(\cos \mathrm{\θ}4-\cos \mathrm{\θ}5)}\·\·\left(20\right)$

其中，目标电压Vc2＊的下限值通过二极管整流电路200成为峰值电压Vp，因此成为当设定如目标电压Vc2＊成为峰值电压Vp以下那样的电压相位θ4、θ5时不能动作的条件。这样，平滑电容器7的目标电压Vc2＊由电压相位θ4、θ5所确定，能够使作为导通相位的相位范围0～θ4和相位范围θ5～π/2变化地控制。并且，平滑电容器7的直流电压Vc2被控制为追踪该目标电压Vc2＊。

另外，将逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1设定为0≤θ＜θ4、θ4≤θ＜θ5、以及θ5≤θ＜π/2的各相位范围中的逆变器电路400的所期望的产生电压的大小以上。在这种情况下，平滑电容器7的直流电压Vc2能够维持为目标电压Vc2＊，另外如输入功率因数大概成为1地控制交流电流Iac的逆变器电路400的电流控制能够在交流电源1的全相位中可靠性良好地进行。在这种情况下，需要设定为直流电容器403的直流电压Vc1在0≤θ＜θ4和θ5≤θ＜π/2中满足式(21)、在θ4≤θ＜θ5中满足式(22)。

Vc1≥Vp·sinθ4··式(21)

Vc1≥(|Vc2＊-Vp·sinθ4|)··式(22)

此外，直流电容器403的直流电压Vc1设定为交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp以下。在进行PWM控制的逆变器电路400中，当直流电容器403的直流电压Vc1变大时损耗增大，因此直流电容器403的直流电压Vc1希望在满足式(21)、式(22)的条件下设定得小。

并且，只在0≤θ＜θ4和θ5≤θ＜π/2的相位范围(规定的相位范围)中将半导体开关601a设为接通状态、将平滑电容器7旁通的期间，由此控制电路8控制逆变器电路400，能够在半导体开关601a导通的期间、或者关断的期间内输入功率因数都大概成为1地控制交流电流Iac、且向平滑电容器7输出所期望的电压的直流电力。即，控制电路8在交流电源1的交流电压的规定的相位范围中，决定作为导通相位的相位范围0～θ4、相位范围θ5～π/2，调整半导体开关601a成为导通的导通期间，能够将直流电容器403的直流电压Vc1调整为规定的电压。通过进行这种控制，能够在直流电容器403中不使用外部电源地进行独立动作。

此外，半导体开关401a如与半导体开关402a成为反极性地进行动作。即，在半导体开关402a为接通状态的情况下半导体开关401a设为断开状态、在半导体开关402a为断开状态的情况下半导体开关401a设为接通状态。但是，半导体开关401a始终从发射极向集电极流过电流，因此也可以关断半导体开关401a来使电流流经反并联连接的二极管401b。

接着，说明控制电路8的动作。用于进行输入电流功率因数控制的逆变器电路400的控制与实施方式4相同。这里，根据图40说明半导体开关501a和半导体开关601a的输出控制、也就是使逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1追踪指令值Vc1＊的控制、和将平滑电容器7的纹波电压ΔVc1调整为规定的目标值ΔVc1＊的控制。图40是控制电路8的半导体开关601a的输出控制的控制框图。

首先，相位范围θ5～π/2中的纹波电压如式(23)那样表示，因此从设为目标的ΔVc1＊通过增益乘法器65运算与电压位θ5相当的duty信号65a。增益乘法器25的常数K4能够如式(24)那样表示。

[数式13]

$\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{C1}}{2}=\frac{I_p}{\mathrm{\ω}\·C_1}\cos \mathrm{\θ}5\·\·\left(23\right)$

[数式14]

$K_4=\frac{1}{\mathrm{\ω}}{\cos }^{-1}\frac{\mathrm{\ω}\·\mathrm{\Δ}{V_{C1}}^{*}\·C_1}{2\·I_P}\·\·\left(24\right)$

接着，所设定的指令值Vc1＊与检测出的直流电压Vc1之差66a通过减法器66求出。将指令值Vc1＊与直流电压Vc1之差66a设为反馈量，通过PI控制器67进行PI控制的输出设为电压指令67a。电压指令67a是与电压相位θ4相当的duty信号，因此需要始终满足0＜θ4＜θ5。因而，在电压指令67a中经由将下限限制设为0、上限限制设为duty信号65a的LIMIT器68生成电压信号68a。

针对这两个duty信号65a、68a，在栅极信号生成器69中生成与PWM控制相对应的半导体开关601a的栅极信号70。在栅极信号生成器69中的PWM控制中，将与交流电源1的频率的2倍周期同步的三角波(交流电源周期三角波TWAC)用于载波来进行比较运算，将0～duty信号68a的区间设为相位范围0～θ4、duty信号68a～duty信号65a的区间设为相位范围θ4～θ5、duty信号65a～1的区间设为相位范围θ5～π/2，在相位范围0～θ4和相位范围θ5～π/2的区间中将栅极信号70设为导通信号、在相位范围θ4～θ5的区间中将栅极信号70设为关断信号。即由该栅极信号70在半导体开关601a的导通期间也被控制。

半导体开关501a如与半导体开关601a成为反极性地进行动作。即，在半导体开关601a为接通状态的情况下半导体开关501a设为断开状态，在半导体开关601a为断开状态的情况下半导体开关501a设为接通状态。但是，半导体开关501a始终从发射极向集电极流过电流，因此也可以关断半导体开关501a来在反并联连接的二极管501b中流过电流。

在本实施方式中，除了以实施方式4的结构所获得的特征之外，还能够在1/4周期中将半导体开关601a的导通相位设置2次来调整作为导通相位的相位范围θ5～π/2来积极地调整直流电容器403的纹波电压，因此能够抑制直流电容器403的纹波电压，能够扩大电力变换装置的动作电压范围。另外，通过能够抑制纹波电压，由此能够减少所需的电容器容量，因此能够省略所需的电容器的并联数，能够实现电力变换装置的小型化、轻量化、部件数量的削减。

此外，在本实施方式4中，如满足式(21)、式(22)地设定直流电容器403的直流电压Vc1，将半导体开关601a只在导通相位中设为接通状态、电流控制全部由逆变器电路400来进行。然而，也可以如实施方式2所说明那样的、逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc1与式(21)、式(22)的制约无关地设定，只在不满足式(21)、式(22)的情况下，将电流控制从逆变器电路400向半导体开关601a切换的控制与本实施方式4中说明的控制进行组合。

实施方式6.

在实施方式3中，在交流电源1的交流电压Vac的1/4周期中半导体开关601a的导通相位设置1次、关断相位设置1次。在本实施方式6中，在1/4周期中半导体开关601a的导通相位设置2次、关断相位设置2次的点与实施方式3不同。此外，本实施方式6中的电路结构与作为实施方式3的电路结构的图14相同，电力变换装置的动作与电流路径的关系也与图15～图22、图24～图31相同。

首先，说明这样构成的电力变换装置的供电动作、即向平滑电容器10输出直流电力的动作。图41是表示说明电力变换装置的供电动作的各部的波形和逆变器电路400、700的直流电容器403、703的充放电的图。在图41中，图41(a)表示交流电压Vac的电压波形，图41(b)表示半导体开关601a的导通·关断的状态，图41(c)表示半导体开关401a、402a的导通·关断的状态，图41(d)表示半导体开关901a的导通·关断的状态，图41(e)表示半导体开关701a、702a的导通·关断的状态，图41(f)表示直流电容器403的充放电的状态，图41(g)表示直流电容器703的充放电的状态。在图41(f)以及图41(g)中，箭头所示的范围是不进行充放电的期间。图41(b)中，相位范围0～θ1是第1导通期间、相位范围θ1～θ2是第1关断期间、相位范围θ2～θ3是第2导通期间，相位范围θ3～π/2是第2关断期间。通过设定电压相位θ1、θ2、θ3，决定导通期间、关断期间的各个期间的长度。

此外，输出级的平滑电容器10的直流电压Vc3高于交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp，图41中表示平滑电容器10的直流电压Vc3被控制为固定的目标电压Vc3＊的状态。在本实施方式中，在交流电源1的交流电压Vac的极性为正极性的情况下，对半导体开关501a、601a和构成逆变器电路400的半导体开关401a、402a进行输出控制，将半导体开关701a、702a、801a、901a设为关断。在交流电源1的交流电压Vac的极性为负极性的情况下，对半导体开关801a、901a和构成逆变器电路700的半导体开关701a、702a进行输出控制，将半导体开关401a、402a、501a、601a设为关断。

首先，说明将交流电源1的电压相位设为θ、交流电源1的交流电压Vac为正极性的0≤θ＜π的情况下的、四个半导体开关401a、402a、501a、601a的动作和电流路径。如图15所示，在半导体开关402a、601a为导通、半导体开关401a、501a为关断的情况下，交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。如图16所示，在半导体开关401a、601a为导通、半导体开关402a、501a为关断的情况下，交流电流Iac如对直流电容器403进行充电地流过。另外，如图17所示，在半导体开关402a、501a为导通、半导体开关401a、601a为关断的情况下，交流电流Iac如直流电容器403放电地流过。如图18所示，在半导体开关401a、501a为导通、半导体开关402a、601a为关断的情况下，交流电流Iac穿过直流电容器403地流过。

通过组合这4种动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器403的充放电控制。此外，流经逆变器电路700侧的电流经由二极管901b、二极管702b流过，但是也可以使半导体开关901a、702a适当导通·关断地进行控制使得经由半导体开关901a、702a流过。

接着，说明在将交流电源1的电压相位设为θ、交流电源1的交流电压Vac为负极性的π≤θ＜2π的情况下的、四个半导体开关701a、702a、801a、901a的动作和电流路径。如图19所示，在半导体开关702a、901a为导通、半导体开关701a、801a为关断的情况下，交流电流Iac如直通直流电容器703地流过。如图20所示，在半导体开关701a、901a为导通、半导体开关702a、801a为关断的情况下，交流电流Iac如对直流电容器703进行充电地流过。另外，如图21所示，在半导体开关702a、801a为导通、半导体开关701a、901a为关断的情况下，交流电流Iac如直流电容器703放电地流过。如图22所示，在半导体开关701a、801a为导通、半导体开关702a、901a为关断的情况下，交流电流Iac如直通直流电容器703地流过。

通过组合这4种动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器703的充放电控制。此外，流经逆变器电路400侧的电流经由二极管601b、二极管402b流过，但是也可以进行控制使得对半导体开关601a、402a适当进行导通·关断来经由半导体开关601a、402a流过。

如图41所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，在从交流电源1的交流电压Vac的过零相位至θ1的相位范围和θ2至θ3的相位范围、即相位范围0～θ1、相位范围θ2～θ3中，将半导体开关601a设为接通状态、虽没有图示但是将半导体开关501a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图15的动作模式和图16的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路400，从逆变器电路400通过二极管901b、二极管702b(或者半导体开关901a、702a)回到交流电源1。此时，通过图15的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图16的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图15的动作模式中直流电容器403成为直通，在图16的动作模式中直流电容器403被充电。因而，组合图15的动作模式和图16的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图41所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，在相位范围θ1～θ2和相位范围θ3～π/2中，半导体开关601a设为断开状态、虽未图示但是半导体开关501a设为接通状态来向平滑电容器10输出直流电力。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图17的动作模式和图18的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路400，从逆变器电路400通过半导体开关501a对平滑用电容器10进行充电，经由二极管901b、二极管702b(或者半导体开关901a、702a)回到交流电源1。此时，逆变器电路400输出电压(Vc4＊-Vac)，通过重复图17的动作模式和图18的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得在交流电源1的交流电压Vac相加逆变器电路400的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路400中，通过图17的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图18的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图17的动作模式中使直流电容器403放电，在图18的动作模式中直流电容器403直通。因而，通过组合图17的动作模式和图18的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图41所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，在从交流电源1的交流电压Vac的过零相位至θ1n的相位范围和θ2n至θ3n的相位范围、即相位范围π～(π+θ1n)、相位范围(π+θ2n)～(π+θ3n)中，将半导体开关901a设为接通状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图19的动作模式和图20的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，从逆变器电路700通过二极管601b、二极管402b(或者半导体开关601a、402a)回到交流电源1。此时，通过图19的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图20的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图19的动作模式中直流电容器703成为直通，在图20的动作模式中直流电容器703被充电。因而，通过组合图19的动作模式和图20的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图41所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，在相位范围(π+θ1n)～(π+θ2n)、相位范围(π+θ3n)～2π的相位范围中，半导体将开关901a设为断开状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为接通状态，向平滑电容器10输出直流电力。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图21的动作模式和图22的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，从逆变器电路700通过半导体开关801a对平滑用电容器10进行充电，经由二极管601b、二极管402b(或者半导体开关601a、402a)回到交流电源1。此时，逆变器电路700输出电压(Vc5＊-Vac)，通过重复图21的动作模式和图22的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得向交流电源1的交流电压Vac相加逆变器电路700的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路700中，通过图21的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图22的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图21的动作模式中使直流电容器703放电，在图22的动作模式中直流电容器703被直通。因而，通过组合图21的动作模式和图22的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，说明电力变换装置的再生动作、即向交流电源1输出交流电力的动作。图42是表示说明电力变换装置的再生动作的各部的波形和逆变器电路400、700的直流电容器403、703的充放电的图。在图42中，图42(a)表示交流电压Vac的电压波形，图42(b)表示半导体开关601a的导通·关断的状态，图42(c)表示半导体开关401a的导通·关断的状态，图42(d)表示半导体开关402a的导通·关断的状态，图42(e)表示半导体开关901a的导通·关断的状态，图42(f)表示半导体开关701a的导通·关断的状态，图42(g)表示半导体开关702a的导通·关断的状态，图42(h)表示直流电容器403的充放电的状态，图42(i)表示直流电容器703的充放电的状态。在图42(h)以及图42(i)中，箭头所示的范围是不进行充放电的期间。

此外，输出级的平滑电容器10的直流电压Vc3高于交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp，图42中表示平滑电容器10的直流电压Vc3被控制为固定的目标电压Vc3＊的状态。在本实施方式中，在交流电源1的交流电Vac的极性为正极性的情况下，对半导体开关501a、601a和构成逆变器电路400的半导体开关401a、402a进行输出控制，将半导体开关901a和构成逆变器电路700的半导体开关702a设为接通状态，将半导体开关801a和构成逆变器电路700的半导体开关701a设为关断。

在交流电源1的交流电压Vac的极性为负极性的情况下，对半导体开关801a、901a和构成逆变器电路700的半导体开关701a、702a进行输出控制，将半导体开关601a和构成逆变器电路400的半导体开关402a设为接通状态，将半导体开关501a和构成逆变器电路400的半导体开关401a设为关断。

首先，说明将交流电源1的电压相位设为θ、交流电源1的交流电Vac为正极性的0≤θ＜π的情况下的、四个半导体开关401a、402a、501a、601a的动作和电流路径。如图24所示，在半导体开关402a、601a为导通、半导体开关401a、501a为关断的情况下，交流电流1ac穿过直流电容器403地流过。如图25所示，在半导体开关401a、601a为导通、半导体开关402a、501a为关断的情况下，交流电流1ac如直流电容器403放电地流过。另外，如图26所示，在半导体开关402a、501a为导通、半导体开关401a、601a为关断的情况下，交流电流Iac如对直流电容器403进行充电地流过。如图27所示，在半导体开关401a、501a为导通、半导体开关402a、601a为关断的情况下，交流电流1ac穿过直流电容器403地流过。在这四个动作模式中，半导体开关702a、901a设为始终接通。通过组合这4种动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器403的充放电控制。

接着，说明在将交流电源1的电压相位设为θ、交流电源1的交流电压Vac为负极性的π≤θ＜2π的情况下的、四个半导体开关701a、702a、801a、901a的动作和电流路径。如图28所示，在半导体开关702a、901a为导通、半导体开关701a、801a为关断的情况下，交流电流1ac如直通直流电容器703地流过。如图29所示，在半导体开关701a、901a为导通、半导体开关702a、801a为关断的情况下，交流电流1ac如直流电容器703放电地流过。另外，如图30所示，在半导体开关702a、801a为导通、半导体开关701a、901a为关断的情况下，交流电流1ac如对直流电容器703进行充电地流过。如图31所示，在半导体开关701a、801a为导通、半导体开关702a、901a为关断的情况下，交流电流1ac如直通直流电容器703地流过。在这四个动作模式中，半导体开关402a、601a设为始终接通。通过组合这4种动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器703的充放电控制。

如图42所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，在从交流电源1的交流电压Vac的过零相位至θ1的相位范围和θ2至θ3的相位范围、即相位范围0～θ1、相位范围θ2～θ3中，将半导体开关601a设为接通状态、虽没有图示但是将半导体开关501a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图24的动作模式和图25的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，通过半导体开关702a、901a、经由半导体开关601a向逆变器电路400输入。此时，通过图24的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图25的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图24的动作模式中直流电容器403成为直通，在图25的动作模式中直流电容器403被放电。因而，通过组合图24的动作模式和图25的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，能够使直流电容器403放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图42所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，在相位范围θ1～θ2、相位范围θ3～π/2中，半导体开关601a设为断开状态、虽未图示但是半导体开关501a设为接通状态，向平滑电容器10输入直流电力。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图26的动作模式和图27的动作模式)。

通过这种控制，来自平滑电容器10的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，经由半导体开关501a向逆变器电路400输入，向交流电源1再生。来自交流电源1的电流经由半导体开关702a、901a向平滑电容器10流入。此时，逆变器电路400输出电压(Vc4＊-Vac)，通过重复图26的动作模式和图27的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得向交流电源1相加逆变器电路400的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路400中，通过图26的动作将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图27的动作复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图26的动作模式中直流电容器403被充电，在图27的动作模式中直流电容器403直通。因而，通过组合图26的动作模式和图27的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图42所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，在从交流电源1的交流电压Vac的过零相位至θ1n的相位范围和θ2n至θ3n的相位范围、即相位范围π～(π+θ1n)、相位范围(π+θ2n)～(π+θ3n)中，将半导体开关901a设为接通状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图28的动作模式和图29的动作模式)。

通过这种控制，来自平滑电容器10的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，回到交流电源1。此时，通过图28的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图29的动作模式来复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图28的动作模式中直流电容器703成为直通，在图29的动作模式中直流电容器703被放电。因而，通过组合图28的动作模式和图29的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图42所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，在相位范围(π+θ1n)～(π+θ2n)、相位范围(π+θ3n)～3π/2的相位范围中，半导体将开关901a设为断开状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为接通状态，向平滑电容器10输出直流电力。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图30的动作模式和图31的动作模式)。

通过这种控制，来自平滑电容器10的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，从逆变器电路700回到交流电源1。此时，逆变器电路700输出电压(Vc5＊-Vac)，通过重复图30的动作模式和图31的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得向交流电源1的交流电压Vac相加逆变器电路700的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路700中，通过图30的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图31的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图30的动作模式中直流电容器703被充电，在图31的动作模式中直流电容器703直通。因而，通过组合图30的动作模式和图31的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

与这种电力变换装置的供电动作、再生动作无关地，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，通过调整半导体开关601a的导通期间能够将逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc4保持为固定电压。另外，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，通过调整半导体开关901a的导通期间能够将逆变器电路700的直流电容器703的直流电压Vc5保持为固定电压。

这种驱动方法中的、交流电源1的交流电压Vac与平滑电容器10的直流电压Vc3的关系与实施方式1同样地，如式(1)那样表示。但是，需要将式(1)的目标电压Vc2＊替换为目标电压Vc3＊。并且，电流控制的成立条件在由逆变器电路400进行电流控制的情况下也需要满足实施方式3中说明的式(5)、式(6)、在由逆变器电路700进行电流控制的情况下也需要满足实施方式3中说明的式(5)、式(6)。

在上述的驱动方法中，在不满足电流控制的成立条件(式(5)～式(8))的情况下，与实施方式2中说明的控制方法同样地，通过将电流控制从逆变器电路400、700切换为半导体开关601a、901a，能够继续进行电流控制。

此外，供电动作中的半导体开关601a、901a的电流控制、以及再生动作时的、半导体开关501a、601a、801a、901a的导通·关断的电流控制如同实施方式3所说明。另外，逆变器电路400、700的输出控制也如同实施方式3所说明。

接着，说明半导体开关501a、601a、801a、901a的输出控制、即使逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc4追踪指令值Vc4＊的控制、使逆变器电路700的直流电容器703的电压Vc5追踪指令值Vc5＊的控制、将平滑电容器10的纹波电压ΔVc3调整为规定的目标值ΔVc3＊的控制。图43是控制电路11的半导体开关501a、601a、801a、901a的输出控制中的控制框图。

首先，相位范围0～θ1中的纹波电压如式(25)那样表示，相位范围θ3～π/2中的纹波电压如式(26)那样表示。

[数式15]

$\mathrm{\Δ}{V}_{C4\_\mathrm{DOWN}}=\frac{P_{\mathrm{load}}\·\mathrm{\θ}1\·T}{V_{C1}\·C_1\·\mathrm{\π}/2}\·\·\left(25\right)$

[数式16]

$\mathrm{\Δ}{V}_{C4\_\mathrm{UP}}=\frac{I_P}{C_{\mathrm{dc}}}\cos \mathrm{\θ}3-\frac{P_{\mathrm{load}}}{C_{\mathrm{dc}}\·V_{\mathrm{dc}}}(\mathrm{\π}/2-\mathrm{\θ}3)\·\·\left(26\right)$

在式(25)中，Pload表示输出电力。并且，根据设为目标的ΔVc3＊通过增益乘法器79运算与电压相位θ1相当的duty信号79a。增益乘法器79的常数能够从式(27)求出。

[数式17]

$K2=\frac{\mathrm{\Δ}{V_{C4}}^{*}\·C_1\·V_{C1}}{2\·P_{\mathrm{Load}}\·T/4}\·\·\left(27\right)$

在式(27)中，Pload表示输出电力，T/4表示1/4周期。另外，根据duty信号79a使用增益乘法器80运算与电压相位θ3相当的duty信号80a使得相位范围0～θ1中的平滑电容器7的纹波电压与相位范围θ3～π/2中的纹波电压相等。该增益乘法器80中的duty信号80a的导出，如式(28)所示地根据电压相位θ1与电压相位θ3的关系式来对电压相位θ3求出，并除以π/2来求出。此外，电压相位θ1也可以根据相位范围0～θ1中的平滑电容器7的纹波电压的目标值确定为固定值。

[数式18]

$\frac{P_{\mathrm{Load}}}{C_{\mathrm{dc}}\·V_{\mathrm{dc}}}\mathrm{\θ}1=\frac{I_P}{C_{\mathrm{dc}}}\cos \mathrm{\θ}3-\frac{P_{\mathrm{load}}}{C_{\mathrm{dc}}\·V_{\mathrm{dc}}}(\mathrm{\π}/2-\mathrm{\θ}3)\·\·\left(28\right)$

接着，通过减法器81求出所设定的指令值Vc4＊与检测出的直流电压Vc4之差81a。将指令值Vc4＊与直流电压Vc4之差81a设为反馈量，通过供电再生选择装置82来确定指令值Vc4＊与直流电压Vc4之差81a的极性。在供电时将差81a设为1倍，在再生时将差81a设为(-1)倍。确定了极性的反馈量82a通过PI控制器83进行PI控制，将其输出设为电压指令83a。为了反转电压指令83a的增减极性，将经由增益乘法器84的输出设为电压指令84a。电压指令84a是与θ2的电压相位相当的duty信号，因此需要始终满足θ1＜θ2＜θ3。因而，经由在电压指令84a中将duty信号79a设为下限限制、将duty信号80a设为上限限制的LIMIT器85来生成电压信号85a。针对这3个信号79a、80a、85a，在栅极信号生成器91中生成与PWM控制相对应的半导体开关601a的栅极信号91a。

在栅极信号生成器91中的PWM控制中，使用将与交流电源1的频率的2倍周期同步的三角波(交流电源周期三角波TWAC)作为载波使用来进行比较运算，将0～duty信号79a的区间设为相位范围0～θ1、duty信号79a～电压信号85a的区间设为相位范围θ1～θ2、电压信号85a～duty信号80a的区间设为相位范围θ2～θ3、duty信号80a～1的区间设为相位范围θ3～π/2，在相位范围0～θ1和相位范围θ2～θ3中将栅极信号91a设为导通信号、在相位范围θ1～θ2和相位范围θ3～π/2中将栅极信号91a设为关断信号。

另外，通过减法器86求出所设定的指令值Vc5＊与检测出的直流电压Vc5之差86a。将指令值Vc5＊与直流电压Vc5之差86a设为反馈量，通过供电再生选择装置87确定指令值Vc5＊与直流电压Vc5之差86a的极性。在供电时将差86a设为1倍，在再生时将差86a设为(-1)倍。确定了极性的反馈量87a通过PI控制器88进行PI控制，将其输出设为电压指令88a。为了反转电压指令88a的增减极性，将经由了增益乘法器89的输出设为电压指令89a。电压指令89a是与θ2的电压相位相当的duty信号，因此需要始终满足θ1＜θ2＜θ3。因而，在电压指令89a中经由将duty信号79a设为下限限制、duty信号80a设为上限限制的LIMIT器90来生成电压信号90a。针对这3个信号79a、80a、90a，在栅极信号生成器92中生成与PWM控制相对应的半导体开关901a的栅极信号92a。

在栅极信号生成器92中的PWM控制中，使用将与交流电源1的频率的2倍周期同步的三角波(交流电源周期三角波TWAC)作为载波使用来进行比较运算，将0～duty信号79a的区间设为相位范围π～θ1n、duty信号79a～电压信号90a的区间设为相位范围θ1n～θ2n、电压信号90a～duty信号80a的区间设为相位范围θ2n～θ3n、duty信号80a～1的区间设为相位范围θ3n～3π/2，在相位范围π～θ1n和相位范围θ2n～θ3n的区间中将栅极信号92a设为导通信号、在相位范围θ1n～θ2n和相位范围θ3n～3π/2的区间中将栅极信号92a设为关断信号。

半导体开关501a如与半导体开关601a成为反极性地进行动作。即，在半导体开关601a为接通状态的情况下将半导体开关501a设为断开状态，在半导体开关601a为断开状态的情况下将半导体开关501a设为接通状态。但是，半导体开关501a始终从发射极向集电极流过电流，因此也可以关断半导体开关501a来在反并联连接的二极管501b中流过电流。同样地，半导体开关801a如与半导体开关901a成为反极性地进行动作。即，在半导体开关901a为接通状态的情况下将半导体开关801a设为断开状态、在半导体开关901a为断开状态的情况下将半导体开关801a设为接通状态。但是，半导体开关801a始终从发射极向集电极流过电流，因此也可以关断半导体开关801a来在反并联连接的二极管801b中流过电流。

接着，由栅极信号选择器93根据动作条件来选择半导体开关501a、601a、801a、901a的栅极信号。图44是记述了栅极信号选择器93的详细功能的控制框图。在栅极信号选择器93中，根据电压信息93b和供电·再生动作指令(供电/再生)从输入信号93a中选择恰当的栅极信号，生成半导体开关501a、601a、801a、901a的栅极信号。

输入信号93a是基于为了使电流控制用PWM信号、导通信号、关断信号、以及图43所示的直流电压Vc4、直流电压Vc5分别追踪指令值Vc4＊、指令值Vc5＊而运算的电压指令的栅极信号91a、92a的5个信号。作为电压信息93b，输入半导体开关601、901a的栅极信号GS2、交流电源1的交流电压Vac、直流电容器403的直流电压Vc4、直流电容器703的直流电压Vc5、以及平滑电容器10的直流电压Vc3作为交流电压的极性的判定、和式(5)～式(8)的成立判定所需的信息。

首先，说明供电动作的情况。在供电动作时，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且满足式(5)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号91a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(5)的情况下，作为半导体开关601a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。

另外，在供电动作时，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且满足式(6)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号61a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(6)的情况下，作为半导体开关601a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。

另外，在供电动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(7)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号92a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(7)的情况下，作为半导体开关901a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。

另外，在供电动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(8)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号92a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(8)的情况下，作为半导体开关901a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。

接着，说明再生动作的情况。在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且满足式(5)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号91a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(5)的情况下，在半导体开关501a以及半导体开关601a中选择电流控制用PWM信号(使半导体开关501a、601a同步地进行PWM控制)。这里，半导体开关501a如与半导体开关601a成为反极性地进行动作。作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。

另外，在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且满足式(6)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号61a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(6)的情况下，在半导体开关501a以及半导体开关601a中选择电流控制用PWM信号。这里，半导体开关501a也如与半导体开关601a成为反极性地进行动作。作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。

另外，在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(7)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号92a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(7)的情况下，在半导体开关801a以及半导体开关901a中选择电流控制用PWM信号。这里，半导体开关801a如与半导体开关901a成为反极性地进行动作。作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。

另外，在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(8)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号选择作为PWM信号的栅极信号62a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(8)的情况下，在半导体开关801a以及半导体开关901a中选择电流控制用PWM信号。这里，半导体开关801a也如与半导体开关901a成为反极性地进行动作。作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。

此外，在只进行供电动作的情况下，也可以将连接在平滑电容器10的正侧的半导体开关501a、801a替换为二极管、将逆变器电路400、700的正侧的半导体开关401a、701a替换为高频驱动时的损耗小于该二极管的高频二极管。通过这种结构，能够最优化二极管的恢复损耗和导通损耗。

在本实施方式中，通过如以上那样控制逆变器电路400、700，使平滑电容器10的直流电压Vc3追踪目标电压Vc3＊，将平滑电容器10的纹波电压ΔVc3调整为目标电压ΔVc3＊，进行控制使得改善来自交流电源1的输入功率因数地输出，将逆变器电路400、700的交流侧的产生电压重叠到从交流电源1输出的交流电压Vac。

根据如以上那样的结构，不使用二极管整流电路就能够实现将交流电压变换为直流电压的功能、高功率因素地控制交流电源的功能，除了实施方式4、5的结构中的特征之外还能够实现再生动作。另外，根据交流电源1的交流电压的极性来切换两个逆变器电路400、700进行控制，因此能够减少一半直流电容器403、703的电力负担期间，由此能够扩大电力变换装置的应用领域。

实施方式7.

在实施方式6中，将半导体开关601a、901a的导通相位在1/4周期设置2次、关断相位设置2次来调整了平滑电容器10的纹波电压ΔVc3。在本实施方式中，将半导体开关601a、901a的导通相位在1/4周期设置2次、关断相位设置1次来调整逆变器电路400的直流电容器403的纹波电压ΔVc2、和逆变器电路700的直流电容器703的纹波电压ΔVc3。此外，本实施方式中的电路结构与实施方式4中的电路结构相同。

首先，说明这样构成的电力变换装置的供电动作、即向平滑电容器10输出直流电力的动作。图45是表示说明电力变换装置的供电动作的各部的波形和逆变器电路400、700的直流电容器403、703的充放电的图。在图45中，图45(a)表示交流电压Vac的电压波形、图45(b)表示半导体开关601a的导通·关断的状态、图45(c)表示半导体开关401a、402a的导通·关断的状态、图45(d)表示半导体开关901a的导通·关断的状态、图45(e)表示半导体开关701a、702a的导通·关断的状态、图45(f)表示直流电容器403的充放电的状态、图45(g)表示直流电容器703的充放电的状态。在图45(f)以及图45(g)中，箭头所示的范围是不进行充放电的期间。在图45(b)中，相位范围0～θ4是第1导通期间、相位范围θ4～θ5的范围是第1关断期间、相位范围θ5～π/2的范围是第2导通期间。通过设定电压相位θ4、θ5，决定导通期间、关断期间的各个期间的长度。

此外，输出级的平滑电容器10的直流电压Vc3高于交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp，在图45中表示平滑电容器10的直流电压Vc3被控制为固定的目标电压Vc3＊的状态。在本实施方式中，与实施方式6同样地，在交流电源1的交流电压Vac的极性为正极性的情况下，对半导体开关501a、601a和构成逆变器电路400的半导体开关401a、402a进行输出控制，将半导体开关701a、702a、801a、901a设为关断。在交流电源1的交流电压Vac的极性为负极性的情况下，对半导体开关801a、901a和构成逆变器电路700的半导体开关701a、702a进行输出控制，将半导体开关401a、402a、501a、601a设为关断。

与实施方式6同样地，将交流电源1的电压相位设为θ，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的0≤θ＜π的情况下，组合图15～图18所示的4种动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器403的充放电控制。此外，流经逆变器电路700侧的电流经由二极管901b、二极管702b来流过，但是也可以进行控制使得对半导体开关901a、702a适当进行导通·关断来经由半导体开关901a、702a流过。

另外，将交流电源1的电压相位设为θ，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的π≤θ＜2π的情况下，也与实施方式6同样地，组合图19～图22所示的4种动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器403的充放电控制。此外，流经逆变器电路400侧的电流经由二极管601b、二极管402b流过，但是也可以进行控制使得对半导体开关601a、402a适当进行导通·关断来经由半导体开关601a、402a流过。

如图45所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，在从交流电源1的交流电压Vac的过零相位至θ4的相位范围和从θ5至π/2的相位范围、即相位范围0～θ4、相位范围θ5～π/2中，将半导体开关601a设为接通状态、虽没有图示但是将半导体开关501a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图15的动作模式和图16的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路400，从逆变器电路400通过二极管901b、二极管702b(或者半导体开关901a、702a)回到交流电源1。此时，通过图15的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图16的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图15的动作模式中直流电容器403成为直通，在图16的动作模式中直流电容器403被充电。因而，组合图15的动作模式和图16的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图45所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，在相位范围θ4～θ5中，半导体开关601a设为断开状态、虽未图示但是半导体开关501a设为接通状态来向平滑电容器10输出直流电力。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图17的动作模式和图18的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路400，从逆变器电路400通过半导体开关501a对平滑用电容器10进行充电，经由二极管901b、二极管702b(或者半导体开关901a、702a)回到交流电源1。此时，逆变器电路400输出电压(Vc4＊-Vac)，通过重复图17的动作模式和图18的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得在交流电源1的交流电压Vac相加逆变器电路400的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路400中，通过图17的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图18的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图17的动作模式中使直流电容器403放电，在图18的动作模式中直流电容器403直通。因而，通过组合图17的动作模式和图18的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图45所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，在从交流电源1的交流电压Vac的过零相位至θ4n的相位范围、即相位范围π～(π+θ4n)中，将半导体开关901a设为接通状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图19的动作模式和图20的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，从逆变器电路700通过二极管601b、二极管402b(或者半导体开关601a、402a)回到交流电源1。此时，通过图19的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图20的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图19的动作模式中直流电容器703成为直通，在图20的动作模式中直流电容器703被充电。因而，通过组合图19的动作模式和图20的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图45所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，在相位范围(π+θ4n)～相位范围(π+θ5n)中，将半导体开关901a设为断开状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为接通状态，向平滑电容器10输出直流电力。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图21的动作模式和图22的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，从逆变器电路700通过半导体开关801a对平滑用电容器10进行充电，经由二极管601b、二极管402b(或者半导体开关601a、402a)回到交流电源1。此时，逆变器电路700输出电压(Vc5＊-Vac)，通过重复图21的动作模式和图22的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得向交流电源1的交流电压Vac相加逆变器电路700的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路700中，通过图21的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图22的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图21的动作模式中使直流电容器703放电，在图22的动作模式中直流电容器703被直通。因而，通过组合图21的动作模式和图22的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，说明电力变换装置的再生动作、即向交流电源1输出交流电力的动作。图46是表示说明电力变换装置的再生动作的各部的波形和逆变器电路400、700的直流电容器403、703的充放电的图。在图32中，图46(a)表示交流电Vac的电压波形，图46(b)表示半导体开关601a的导通·关断的状态，图46(c)表示半导体开关401a的导通·关断的状态，图46(d)表示半导体开关402a的导通·关断的状态，图46(e)表示半导体开关901a的导通·关断的状态，图46(f)表示半导体开关701a的导通·关断的状态，图46(g)表示半导体开关702a的导通·关断的状态，图46(h)表示直流电容器403的充放电的状态，图46(i)表示直流电容器703的充放电的状态。在图46(h)以及图46(i)中，箭头所示的范围是不进行充放电的期间。

此外，输出级的平滑电容器10的直流电压Vc3高于交流电源1的交流电压Vac的峰值电压Vp，在图46中表示平滑电容器10的直流电压Vc3被控制为固定的目标电压Vc3＊的状态。在本实施方式中，在交流电源1的交流电压Vac的极性为正极性的情况下，对半导体开关501a、601a和构成逆变器电路400的半导体开关401a、402a进行输出控制，将半导体开关901a和构成逆变器电路700的半导体开关702a设为接通状态，将半导体开关801a和构成逆变器电路700的半导体开关701a设为关断。

在交流电源1的交流电压Vac的极性为负极性的情况下，对半导体开关801a、901a和构成逆变器电路700的半导体开关701a、702a进行输出控制，将半导体开关601a和构成逆变器电路400的半导体开关402a设为接通状态，将半导体开关501a和构成逆变器电路400的半导体开关401a设为关断。

首先，说明将交流电源1的电压相位设为θ、交流电源1的交流电压Vac为正极性的0≤θ＜π的情况下的、四个半导体开关401a、402a、501a、601a的动作和电流路径。此外，与实施方式6同样地，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的0≤θ＜π的情况下，通过组合图24～图27所示的4种动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器403的充放电控制。另外，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的π≤θ＜2π的情况下，通过组合图28～图31所示的4种动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够进行交流电源1的高功率因数控制、和直流电容器703的充放电控制。

如图46所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，从交流电源1的交流电压Vac的过零相位至θ4的相位范围和从θ5至π/2的相位范围、即相位范围0～θ4、相位范围θ5～π/2中，将半导体开关601a设为接通状态、虽没有图示但是将半导体开关501a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图24的动作模式和图25的动作模式)。

通过这种控制，来自交流电源1的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，通过半导体开关702a、901a、经由半导体开关601a向逆变器电路400输入。此时，通过图24的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图25的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图24的动作模式中直流电容器403成为直通，在图25的动作模式中直流电容器403被放电。因而，通过组合图24的动作模式和图25的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图46所示，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，在相位范围θ4～θ5中，半导体开关601a设为断开状态、虽未图示但是半导体开关501a设为接通状态，向平滑电容器10输入直流电力。并且，进行将逆变器电路400的半导体开关401a、402a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图26的动作模式和图27的动作模式)。

通过这种控制，来自平滑电容器10的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，经由半导体开关501a向逆变器电路400输入，向交流电源1再生。来自交流电源1的电流经由半导体开关702a、901a向平滑电容器10流入。此时，逆变器电路400输出电压(Vc4＊-Vac)，通过重复图26的动作模式和图27的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得向交流电源1相加逆变器电路400的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路400中，通过图26的动作将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图27的动作复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图26的动作模式中直流电容器403被充电，在图27的动作模式中直流电容器403直通。因而，通过组合图26的动作模式和图27的动作模式来对逆变器电路400进行PWM控制，由此能够使直流电容器403充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图46所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，在从交流电源1的交流电压Vac的过零相位至θ4n的相位范围和从θ5n至3π/2的相位范围、即相位范围π～(π+θ4n)、相位范围(π+θ5n)～3π/2n中，将半导体开关901a设为接通状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为断开状态来使平滑电容器10旁通。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图28的动作模式和图29的动作模式)。

通过这种控制，来自平滑电容器10的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，回到交流电源1。此时，通过图28的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图29的动作模式来复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图28的动作模式中直流电容器703成为直通，在图29的动作模式中直流电容器703被放电。因而，通过组合图28的动作模式和图29的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703放电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

接着，如图46所示，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，在相位范围(π+θ4n)～(π+θ5n)中，将半导体将开关901a设为断开状态、虽未图示但是将半导体开关801a设为接通状态，向平滑电容器10输出直流电力。并且，进行使逆变器电路700的半导体开关701a、702a交互地导通·关断的PWM控制(交互地进行图30的动作模式和图31的动作模式)。

通过这种控制，来自平滑电容器10的电流被正侧电抗器2以及负侧电抗器3限流，输入到逆变器电路700，从逆变器电路700回到交流电源1。此时，逆变器电路700输出电压(Vc5＊-Vac)，通过重复图30的动作模式和图31的动作模式来控制平滑电容器10的电压Vc3使得向交流电源1的交流电压Vac相加逆变器电路700的输出电压从而获得高于交流电源1的峰值电压的目标电压Vc3＊。

在逆变器电路700中，通过图30的动作模式将正侧电抗器2以及负侧电抗器3励磁，通过图31的动作模式复位正侧电抗器2以及负侧电抗器3的励磁。另外，在图30的动作模式中直流电容器703被充电，在图31的动作模式中直流电容器703直通。因而，通过组合图30的动作模式和图31的动作模式来对逆变器电路700进行PWM控制，由此能够使直流电容器703充电、且进行交流电源1的高功率因数控制。

与这种电力变换装置的供电动作、再生动作无关地，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况下，通过调整半导体开关601a的导通期间能够将逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc4保持为固定电压。另外，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况下，通过调整半导体开关901a的导通期间能够将逆变器电路700的直流电容器703的直流电压Vc5保持为固定电压。

而且，在交流电压Vac的峰值相位(π/2、3π/2)中新设置半导体开关601a、901a的导通期间，由此能够以电力最大的相位条件在逆变器电路400的直流电容器403、和逆变器电路700的直流电容器703中设置新的充电期间，能够减少直流电容器403的纹波电压ΔVc2、和直流电容器703的纹波电压ΔVc3。另外，通过调整交流电压Vac的峰值相位中的半导体开关601a、901a的导通期间宽度，能够调整直流电容器403的纹波电压ΔVc2、和直流电容器703的纹波电压ΔVc3。

这种驱动方法中的、交流电源1的交流电压Vac与平滑电容器10的直流电压Vc3的关系与实施方式1同样地，如式(1)那样表示。但是，需要将式(1)的目标电压Vc2＊替换为目标电压Vc3＊。并且，电流控制的成立条件在由逆变器电路400进行电流控制的情况下也需要满足实施方式3中说明的式(5)、式(6)、在由逆变器电路700进行电流控制的情况下也需要满足实施方式3中说明的式(5)、式(6)。

在上述的驱动方法中，在不满足电流控制的成立条件(式(5)～式(8))的情况下，与实施方式2中说明的控制方法同样地，通过将电流控制从逆变器电路400、700切换为半导体开关601a、901a，能够继续进行电流控制。

逆变器电路400、700的控制与实施方式6相同，通过构成逆变器电路的半导体开关401a、402a、701a、702a的输出控制，将平滑电容器10的直流电压Vc3维持为目标电压Vc3＊，另外，控制交流电流1ac使得交流电源1的功率因数在供电时大概为1、在再生时大概为(-1)。

接着，说明半导体开关501a、601a、801a、901a的输出控制、也就是使逆变器电路400的直流电容器403的直流电压Vc4追踪指令值Vc4＊的控制、将逆变器电路400的直流电容器403的纹波电压ΔVc4调整为规定的目标值ΔVc4＊的控制、使逆变器电路700的直流电容器703的电压Vc5追踪指令值Vc5＊的控制、将逆变器电路700的直流电容器703的纹波电压ΔVc5调整为规定的目标值ΔVc5＊的控制。图47是控制电路11的半导体开关501a、601a、801a、901a的输出控制中的控制框图。

首先，相位范围θ5～π/2中的纹波电压如式(29)那样表示。

[数式19]

$\frac{\mathrm{\Δ}{V_{C4}}^{*}}{2}=\frac{I_P}{\mathrm{\ω}\·C_4}\cos \mathrm{\θ}5\·\·\left(29\right)$

并且，根据设为目标的规定的目标值ΔVc5＊通过增益乘法器104来运算与电压相位θ5相当的duty信号104a。增益乘法器104的常数从式(30)唯一地求出。

[数式20]

$\mathrm{\θ}5={\cos }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\ω}\·C_4\·\mathrm{\Δ}{V_{C4}}^{*}}{2\·I_P}\right)\·\·\left(30\right)$

接着，所设定的指令值Vc4＊与检测出的直流电压Vc4之差105a通过减法器105求出。将指令值Vc4＊与直流电压Vc4之差105a作为反馈量，通过供电再生选择装置106来确定指令值Vc4＊与直流电压Vc4之差105a的极性。在供电时设为1倍、在再生时设为(-1)倍。将确定了极性的反馈量106a通过PI控制器107进行PI控制的输出设为电压指令107a。电压指令107a是与电压相位θ4相当的duty信号，因此需要始终满足θ4＜θ5。因而，在电压指令107a中经由以duty信号104a为上限限制的LIMIT器108生成电压信号108a。针对这两个信号104a、108a，栅极信号生成器109中生成与PWM控制相对应的半导体开关601a的栅极信号109a。

在栅极信号生成器109中的PWM控制中，将与交流电源1的频率的2倍周期同步的三角波(交流电源周期三角波TWAC)用于载波来进行比较运算，将0～电压信号108a的区间设为相位范围0～θ4、电压信号108a～duty信号104a的区间设为相位范围θ4～θ5、duty信号104a～1的区间设为相位范围θ5～π/2。并且，栅极信号109a设为在相位范围0～θ4和相位范围θ5～π/2的区间内设为导通信号、在相位范围θ4～θ5的区间内设为关断信号。

另外，相位范围(π+θ5n)～π/2中的纹波电压如式(31)那样表示。

[数式21]

$\frac{\mathrm{\Δ}{V_{C5}}^{*}}{2}=\frac{I_P}{\mathrm{\ω}\·C_5}\cos \mathrm{\θ}5n\·\·\left(31\right)$

并且，根据设为目标的规定的目标值ΔVc5＊通过增益乘法器110运算与θ5n相当的duty信号110a。增益乘法器110的常数从式(32)唯一地求出。

[数式22]

$\mathrm{\θ}5n={\cos }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\ω}\·C_5\·\mathrm{\Δ}{V_{C5}}^{*}}{2\·I_P}\right)\·\·\left(32\right)$

接着，所设定的指令值Vc5＊与检测出的直流电压Vc5之差111a通过减法器111求出。将指令值Vc5＊与直流电压Vc5之差111a作为反馈量，通过供电再生选择装置112确定指令值Vc５＊与直流电压Vc5之差111a的极性。在供电时设为1倍、在再生时设为(-1)倍。将确定了极性的反馈量112a通过PI控制器113进行PI控制的输出设为电压指令113a。电压指令113a是与电压相位θ4n相当的duty信号，因此需要始终满足θ4n＜θ5n。因而，在电压指令113a中经由将duty信号110a设为上限限制的LIMIT器114来生成电压信号114a。针对两个信号110a、114a，在栅极信号生成器115中生成与PWM控制相对应的半导体开关901a的栅极信号11５a。

在栅极信号生成器115中的PWM控制中，将与交流电源1的频率的2倍周期同步的三角波(交流电源周期三角波TWAC)用于载波来进行比较运算，将０～duty信号114a的区间设为相位范围π～(π+θ4n)、duty信号114a～duty信号110a的区间设为相位范围(π+θ4n)～(π+θ5n)、duty信号70a～1的区间设为相位范围(π+θ5n)～3π/2。并且，栅极信号75a在相位范围π～(π+θ4n)和相位范围(π+θ5n)～3π/2的区间内设为导通信号、在相位范围(π+θ4n)～(π+θ5n)的区间内设为关断信号。

半导体开关501a与半导体开关601a成为反极性地进行动作。即，在半导体开关601a为接通状态的情况下将半导体开关501a设为断开状态，在半导体开关601a为断开状态的情况下将半导体开关501a设为接通状态。但是，半导体开关501a始终从发射极向集电极流过电流，因此也可以关断半导体开关501a来在反并联连接的二极管501b中流过电流。同样地，半导体开关801a如与半导体开关901a成为反极性地进行动作。即，在半导体开关901a为接通状态的情况下半导体开关801a设为断开状态，在半导体开关901a为断开状态的情况下半导体开关801a设为接通状态。但是，半导体开关801a始终从发射极向集电极流过电流，因此也可以关断半导体开关801a来在反并联连接的二极管801b中流过电流。

接着，由栅极信号选择器116根据动作条件来选择半导体开关501a、601a、801a、901a的栅极信号。图48是记述了栅极信号选择器116的详细功能的控制框图。在栅极信号选择器116中，根据电压信息116b和供电·再生动作指令(供电/再生)从输入信号116a中选择恰当的栅极信号，生成半导体开关501a、601a、801a、901a的栅极信号。

输入信号116a是基于为了使电流控制用PWM信号、导通信号、关断信号、以及图47所示的直流电压Vc4、直流电压Vc5分别追踪指令值Vc4＊、指令值Vc5＊而运算的电压指令的栅极信号109a、115a的5个信号。作为电压信息116b，作为交流电压的极性的判定、和式(5)～式(8)的成立判定所需的信息而输入半导体开关601a、901a的栅极信号GS2、交流电源1的交流电压Vac、直流电容器403的直流电压Vc4、直流电容器703的直流电压Vc5、以及平滑电容器10的直流电压Vc3。

首先，说明供电动作的情况。在供电动作时，在交流电源1的交流电Vac为正极性的情况、且满足式(5)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号109a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(5)的情况下，作为半导体开关601a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。

另外，在供电动作时，在交流电源1的交流电Vac为正极性的情况、且满足式(6)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号109a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(6)的情况下，作为半导体开关601a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择关断信号。

另外，在供电动作时，在交流电源1的交流电Vac为负极性的情况、且满足式(7)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号115a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(7)的情况下，作为半导体开关901a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。

另外，在供电动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(8)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号115a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。在不满足式(8)的情况下，作为半导体开关901a的栅极信号而选择电流控制用PWM信号，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择关断信号。

接着，说明再生动作的情况。在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且满足式(5)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号109a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(5)的情况下，在半导体开关501a以及半导体开关601a中选择电流控制用PWM信号(使半导体开关501a、601a同步地进行PWM控制)。这里，半导体开关501a如与半导体开关601a成为反极性地进行动作。作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。

另外，在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为正极性的情况、且满足式(6)的情况下，作为半导体开关501a以及半导体开关601a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号109a。并且，作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(6)的情况下，在半导体开关501a以及半导体开关601a中选择电流控制用PWM信号。这里，半导体开关501a也如与半导体开关601a成为反极性地进行动作。作为半导体开关801a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关901a的栅极信号而选择导通信号。

另外，在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(7)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号115a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(19)的情况下，在半导体开关801a以及半导体开关901a中选择电流控制用PWM信号。这里，半导体开关801a如与半导体开关901a成为反极性地进行动作。作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。

另外，在再生动作时，在交流电源1的交流电压Vac为负极性的情况、且满足式(8)的情况下，作为半导体开关801a以及半导体开关901a的栅极信号而选择作为PWM信号的栅极信号115a。并且，作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。在不满足式(19)的情况下，在半导体开关801a以及半导体开关901a中选择电流控制用PWM信号。这里，半导体开关801a也如与半导体开关901a成为反极性地进行动作。作为半导体开关501a的栅极信号而选择关断信号，作为半导体开关601a的栅极信号而选择导通信号。

此外，在只进行供电动作的情况下，也可以将连接在平滑电容器10的正侧的半导体开关501a、801a替换为二极管、将逆变器电路400、700的正侧的半导体开关401a、701a替换为高频驱动时的损耗小于该二极管的高频二极管。通过这种结构，能够最优化二极管的恢复损耗和导通损耗。

在本实施方式中，除了实施方式3的结构中的特征之外，能够调整逆变器电路400的直流电容器403的纹波电压ΔVc4、和逆变器电路700的直流电容器703的纹波电压ΔVc5，除了能够扩大电力变换装置的动作电压范围之外，还能够通过将向电容器流入的纹波电流高频化来延长电容器的寿命。而且，能够与减少纹波电压ΔVc4、ΔVc5相当地降低所需的电容器容量、并联数，能够实现电力变换装置的小型化。

此外，在所有的实施方式中，也可以在构成逆变器电路400、700的正侧的半导体开关401a、701a中使用高频驱动用的MOSFET，在逆变器电路400、700的正侧的半导体开关401a、701a与平滑电容器7、10的正侧P2之间连接的半导体开关501a、801a中使用低频驱动用的IGBT。通过这种结构，能够最优化半导体开关401a、701a和半导体开关501a、801a的开关损耗和导通损耗。

在这种情况下，也可以低频驱动用的IGBT由硅形成，高频驱动用的MOSFET由带隙大于硅的宽带隙半导体形成。另外，也可以低频驱动用的二极管由硅形成，高频驱动用的高频二极管也可以由带隙大于硅的宽带隙半导体形成。作为宽带隙半导体，例如有碳化硅、氮化镓系材料或者钻石。

由这种宽带隙半导体形成的半导体开关在高频驱动时的电力损耗低，因此能够实现高频驱动用的MOSFET的高效率化。另一方面，关于低频驱动用的IGBT，不进行高频驱动，因此即使由硅形成也不会对作为电力变换装置整体的电力损耗产生大的影响。一般由宽带隙半导体形成的半导体开关与由硅形成的半导体开关相比昂贵，但是如上所述，使电力损耗变大的半导体开关优先地由宽带隙半导体形成，由此能够抑制电力变换装置的装置价格。

另外，应用了宽带隙半导体的半导体开关，耐压性高、允许电流密度也高，因此能够实现半导体开关的小型化，通过使用这些小型化的半导体开关，能够实现组装了这些元件的半导体模块的小型化。另外耐热性也高，因此能够实现散热器的散热风扇的小型化、水冷部的空冷化，因此能够实现半导体模块的进一步小型化。

Claims (20)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：

整流电路，对来自交流电源的输入进行整流；

半桥型的逆变器电路，具有第1半导体开关、第2半导体开关以及直流电容器，所述第1半导体开关与所述第2半导体开关的连接点与所述交流电源的母线连接；

平滑电容器，对输出电压进行平滑；

第3半导体开关，连接在所述逆变器电路的正侧的所述第1半导体开关与所述平滑电容器的正侧之间；

第4半导体开关，连接在所述逆变器电路的负侧的所述第2半导体开关与所述平滑电容器的负侧之间；以及

控制电路，控制所述第1～第4半导体开关的导通·关断，

其中，所述控制电路控制所述第4半导体开关的导通·关断，使得所述直流电容器的直流电压追踪所述直流电容器的目标电压，并且控制所述第1半导体开关以及所述第2半导体开关的导通·关断，使得所述平滑电容器的直流电压追踪所述平滑电容器的目标电压，调整来自所述交流电源的输入功率因数。

2.一种电力变换装置，其特征在在于，具备：

正侧电抗器，***于交流电源的正侧母线；

负侧电抗器，***于所述交流电源的负侧母线；

半桥型的第1逆变器电路，具有第1半导体开关、第2半导体开关以及第1直流电容器，所述第1半导体开关与所述第2半导体开关的连接点与所述正侧电抗器连接；

半桥型的第2逆变器电路，具有第5半导体开关、第6半导体开关以及第2直流电容器，所述第5半导体开关与所述第6半导体开关的连接点与所述负侧电抗器连接；

平滑电容器，对输出电压进行平滑；

第3半导体开关，连接在所述第1逆变器电路的正侧的所述第1半导体开关与所述平滑电容器的正侧之间；

第4半导体开关，连接在所述第1逆变器电路的负侧的所述第2半导体开关与所述平滑电容器的负侧之间；

第7半导体开关，连接在所述第2逆变器电路的正侧的所述第5半导体开关与所述平滑电容器的正侧之间；

第8半导体开关，连接在所述第2逆变器电路的负侧的所述第6半导体开关与所述平滑电容器的负侧之间；以及

控制电路，控制所述第1～第8半导体开关的导通·关断，

其中，所述控制电路控制所述第4半导体开关以及所述第8半导体开关的导通·关断，使得所述第1直流电容器以及所述第2直流电容器的各自的直流电压追踪各自的目标电压，并且控制所述第1半导体开关、所述第2半导体开关、所述第5半导体开关以及所述第6半导体开关的导通·关断，使得所述平滑电容器的直流电压追踪所述平滑电容器的目标电压，调整来自所述交流电源的输入功率因数。

3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路根据所述交流电源的交流电压的极性来切换将所述第1逆变器电路的所述第1半导体开关以及所述第2半导体开关进行导通·关断的控制、和将所述第2逆变器电路的所述第5半导体开关以及所述第6半导体开关进行导通·关断的控制，使所述平滑电容器的直流电压追踪所述平滑电容器的目标电压，调整来自所述交流电源的输入功率因数。

4.根据权利要求2或者3所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路进行将所述平滑电容器的电力再生到所述交流电源的控制。

5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在供电动作时控制所述第1～第8半导体开关的导通·关断使得对所述直流电容器进行充电，在再生动作时控制所述第1～第8半导体开关的导通·关断使得将所述直流电容器进行放电。

6.根据权利要求1～5中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路进行控制使得在所述交流电源的交流电压的1/4周期切换1次与所述平滑电容器的正侧连接的半导体开关以及与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关的导通·关断。

7.根据权利要求1～5中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路进行控制使得在所述交流电源的交流电压的1/4周期切换多次与所述平滑电容器的正侧连接的半导体开关以及与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关的导通·关断。

8.根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在所述交流电源的交流电压的1/4周期对与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关设定第1导通期间、第1关断期间、第2导通期间、第2关断期间，设定所述第1关断期间和所述第2导通期间使得所述直流电容器的直流电压追踪所述直流电容器的目标电压，设定所述第1导通期间和所述第2关断期间使得所述平滑电容器的纹波电压追踪规定的目标值。

9.根据权利要求8所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路根据所述平滑电容器的电压纹波的目标值来设定所述第1导通期间的长度，设定所述第2关断期间的长度使得所述第1导通期间中的所述平滑电容器的纹波电压与所述第2关断期间中的所述平滑电容器的纹波电压相等。

10.根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在所述交流电源的交流电压的1/4周期对与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关设定第1导通期间、第1关断期间、第2导通期间，设定所述第1导通期间和所述第1关断期间使得所述直流电容器的直流电压追踪所述直流电容器的目标电压，设定所述第2导通期间使得所述平滑电容器的纹波电压追踪规定的目标值。

11.根据权利要求10所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路根据所述平滑电容器的电压纹波的目标值来设定所述第2导通期间的长度。

12.根据权利要求1～11中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路控制与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关的导通·关断使得只在包含所述交流电源的交流电压的过零相位的规定的相位范围内导通，将所述平滑电容器进行旁通来对所述直流电容器进行充电。

13.根据权利要求1～12中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在所述交流电源的交流电压的规定的相位范围内设定与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关成为导通的导通期间的长度，将所述直流电容器调整为规定的电压。

14.根据权利要求1～13中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关导通的情况下将与所述交流电源的交流电压反极性的电压设为校正电压，在与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关关断的情况下将所述平滑电容器的直流电压与所述交流电源的交流电压的差电压设为校正电压，通过对所述逆变器电路的电压指令相加所述校正电压的前馈控制来控制构成所述逆变器电路的半导体开关的导通·关断。

15.根据权利要求1～14中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路将所述平滑电容器的直流电压的目标电压设定得始终高于所述直流电容器的直流电压。

16.根据权利要求1～15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关为导通设定的期间内所述交流电源的交流电压变得高于所述直流电容器的直流电压的情况下，将所述逆变器电路的正侧的半导体开关固定为导通，将所述逆变器电路的负侧的半导体开关固定为关断，对与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关进行PWM控制，使所述平滑电容器的直流电压追踪所述平滑电容器的目标电压，调整来自所述交流电源的输入功率因数。

17.根据权利要求1～15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关为关断设定的期间内所述平滑电容器的直流电压与所述交流电源的交流电压的差电压高于所述直流电容器电压的直流电压的情况下，将所述逆变器电路的正侧的半导体开关固定为关断，将所述逆变器电路的负侧的半导体开关固定为导通，对与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关进行PWM控制，使所述平滑电容器的直流电压追踪所述平滑电容器的目标电压，调整来自所述交流电源的输入功率因数。

18.根据权利要求1～15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制电路在与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关为导通设定的期间内所述交流电源的交流电压高于所述直流电容器电压的直流电压的情况下、或者在与所述平滑电容器的负侧连接的半导体开关为关断设定的期间内所述平滑电容器的直流电压与所述交流电源的交流电压的差电压高于所述直流电容器的直流电压的情况下，将所述逆变器电路的正侧的半导体开关固定为关断，将所述平滑电容器的正侧的半导体开关固定为关断，使所述逆变器电路的负侧的半导体开关与连接在所述平滑电容器的负侧的半导体开关同步地进行PWM控制，使所述平滑电容器的直流电压追踪所述平滑电容器的目标电压，调整来自所述交流电源的输入功率因数。

19.根据权利要求1～18中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

将与所述平滑电容器的正侧连接的半导体开关替换为二极管、将所述逆变器电路的正侧的半导体开关替换为高频驱动时的损耗小于所述二极管的高频二极管。

20.根据权利要求1～19中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

构成所述逆变器电路的半导体开关以及二极管中的至少一个以上由带隙比硅宽的宽带隙半导体形成。