KR101297453B1 - 모터 제어 장치 및 공기 조화기 - Google Patents

모터 제어 장치 및 공기 조화기 Download PDF

Info

Publication number
KR101297453B1
KR101297453B1 KR1020120015640A KR20120015640A KR101297453B1 KR 101297453 B1 KR101297453 B1 KR 101297453B1 KR 1020120015640 A KR1020120015640 A KR 1020120015640A KR 20120015640 A KR20120015640 A KR 20120015640A KR 101297453 B1 KR101297453 B1 KR 101297453B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
phase
modulation
inverter circuit
switching element
phase inverter
Prior art date
Application number
KR1020120015640A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20130076662A (ko
Inventor
고오지 쯔끼이
유우지 후나야마
마사히로 다무라
겐지 다무라
찌에 우노꼬
Original Assignee
히타치 어플라이언스 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 히타치 어플라이언스 가부시키가이샤 filed Critical 히타치 어플라이언스 가부시키가이샤
Publication of KR20130076662A publication Critical patent/KR20130076662A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101297453B1 publication Critical patent/KR101297453B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

본 발명의 과제는 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있는 모터 제어 장치를 제공하는 것이다.
상부 아암에 IGBT, 하부 아암에 MOSFET를 구비한 3상 인버터 회로(17A)가 PWM 제어를 행할 때, 3상 인버터 회로(17A)의 변조율이 소정의 임계값에 비해 낮은 경우에는 하부 아암의 2상 변조(하부 2상 변조)를 행하고, 변조율이 소정의 임계값에 비해 높은 경우에는 상부 아암의 2상 변조(상부 2상 변조)를 행하고, 변조율이 중간 레벨에 있는 경우에는 상하 아암의 2상 변조(상하 2상 변조)를 행한다. 이에 의해, 변조율이 낮은 경우에는 하부 2상 변조를 행함으로써 하부 아암의 MOSFET에 전류를 보다 많이 통전시킬 수 있으므로, 도통 손실을 저감시켜 3상 인버터 회로(17A)의 운전 효율을 높일 수 있다. 또한, 변조율이 소정의 임계값에 비해 높은 경우에는 상부 2상 변조를 행함으로써, 도통 손실의 증대를 억제하여 3상 인버터 회로(17A)의 운전 효율의 저하를 억제할 수 있다.

Description

모터 제어 장치 및 공기 조화기 {MOTOR CONTROL DEVICE AND AIR CONDITIONER}
본 발명은 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로를 사용하여, 3상 동기 모터의 구동 제어를 행하는 모터 제어 장치 및 공기 조화기에 관한 것이다.
부하로서 모터를 탑재한 기기에서는, 최근의 지구 환경 보전의 요청으로부터, 자원 절약, 에너지 절약이 강하게 요구되어 왔다. 이러한 요구를 충족시키기 위해, 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로를 사용하여, 3상 동기 모터의 구동 제어를 행하는 기술이 범용되고 있다.
특허 문헌 1에는 스위칭 소자인 IGBT 및 MOSFET의 직렬 회로를 3상분 갖고, 이들 직렬 회로에 있어서의 IGBT와 MOSFET의 상호 접속점이 부하에 접속되는 스위칭 회로와, 그 스위칭 회로를 PWM 제어하기 위한 제어부를 구비하는 3상 인버터 장치가 개시되어 있다.
특허 문헌 1에 관한 기술에서는, 제어부는 3상분의 각 직렬 회로 중 2개의 직렬 회로의 각각 한쪽의 스위칭 소자가 온, 오프되고, 남은 1개의 직렬 회로의 다른 쪽의 스위칭 소자가 온으로 되는 2상 통전, 또는 3상분의 상기 각 직렬 회로의 각각 한쪽의 스위칭 소자가 서로 다른 위상에서 온, 오프되고, 그것과 역상에서 각각 다른 쪽의 스위칭 소자가 온, 오프되는 3상 통전 중 어느 하나를, 부하의 고저에 따라서 선택적으로 실행한다.
특허 문헌 1에 관한 기술에 따르면, 3상 인버터 회로를 구성하는 상부 아암 및 하부 아암의 스위칭 소자로서 IGBT 및 MOSFET를 사용하는 경우라도, 2상 통전, 또는 3상 통전 중 어느 하나를, 부하의 고저에 따라서 선택적으로 전환하여 실행함으로써, 운전 효율의 향상을 도모할 수 있는 것으로 하고 있다.
일본 특허 출원 공개 제2008-104282호 공보
그러나, 특허 문헌 1에 관한 기술에서는 2상 통전, 또는 3상 통전 중 어느 하나를, 부하의 고저에 따라서 선택적으로 실행시키고 있다. 이로 인해, 저부하라도 주위 온도가 높은 경우에는, 고효율 운전의 수행에 지장이 발생할 우려가 있다.
또한, 특허 문헌 1에 관한 기술에서는 PWM 제어를 행하는 3상 인버터 회로의 직류 입력 전압에 대한 교류 출력 전압의 진폭값의 비를 나타내는 변조율에 대한 고려가 되어 있지 않다. 이로 인해, 가령 변조율이 커진 경우에는, 스위칭 소자의 스위칭 손실이 증대되어 고효율 운전의 수행에 지장이 발생할 우려가 있다.
본 발명은 상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 것으로, 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있는 모터 제어 장치 및 공기 조화기를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위해, 본 발명에 관한 모터 제어 장치는 복수의 스위칭 소자를 갖고 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로를 사용하여 3상 모터의 구동 제어를 행하는 모터 제어 장치이며, 상기 스위칭 소자의 온도를 검출하는 온도 검출부와, 상기 3상 인버터 회로에 흐르는 회로 전류를 검출하는 전류 검출부와, 상기 온도 검출부가 검출한 상기 소자의 온도와 상기 전류 검출부가 검출한 상기 회로 전류에 기초하는 변조 방식을 사용하는 제어를 행하는 변조 방식 제어부를 구비하는 것을 주요한 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 관한 모터 제어 장치는 복수의 스위칭 소자를 갖고 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로를 사용하여 3상 모터의 구동 제어를 행하는 모터 제어 장치이며, 상기 3상 인버터 회로에 흐르는 회로 전류를 검출하는 전류 검출부와, 상기 3상 인버터 회로의 입력측에 인가되는 직류 전압을 검출하는 전압 검출부와, 상기 전류 검출부가 검출한 상기 회로 전류와 상기 전압 검출부가 검출한 상기 직류 전압에 기초하여, 상기 직류 전압에 대한 상기 3상 모터로 인가되는 교류 전압의 진폭값의 비를 나타내는 변조율을 연산하는 변조율 연산부와, 상기 변조율 연산부가 연산한 상기 변조율에 기초하는 변조 방식을 사용하는 제어를 행하는 변조 방식 제어부를 구비하는 것을 주요한 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 관한 모터 제어 장치는 복수의 스위칭 소자를 갖고 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로를 사용하여 3상 모터의 구동 제어를 행하는 모터 제어 장치이며, 상기 스위칭 소자의 온도를 검출하는 온도 검출부와, 상기 3상 인버터 회로에 흐르는 회로 전류를 검출하는 전류 검출부와, 상기 3상 인버터 회로의 입력측에 인가되는 직류 전압을 검출하는 전압 검출부와, 상기 전류 검출부가 검출한 상기 회로 전류와 상기 전압 검출부가 검출한 상기 직류 전압에 기초하여, 상기 직류 전압에 대한 상기 3상 모터로 인가되는 교류 전압의 진폭값의 비를 나타내는 변조율을 연산하는 변조율 연산부와, 상기 온도 검출부가 검출한 상기 소자의 온도와 상기 변조율 연산부가 연산한 상기 변조율에 기초하는 변조 방식을 사용하는 제어를 행하는 변조 방식 제어부를 구비하는 것을 주요한 특징으로 한다.
본 발명에 관한 모터 제어 장치에 따르면, 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 전체 구성을 도시하는 블록도.
도 2는 3상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 3은 상하 60도 고정 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 4는 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 5는 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 6은 IGBT와 MOSFET의 전류에 대한 전압의 관계를 나타내는 특성도.
도 7은 IGBT와 MOSFET의 전류에 대한 손실의 관계를 나타내는 특성도.
도 8은 상부 아암에 IGBT를 배치하고, 하부 아암에 MOSFET를 배치한 3상 인버터 회로에 있어서의, 각 변조 방식에서의 MOSFET의 접합부 온도(채널 온도)와 회로 손실의 관계를 나타내는 특성도.
도 9는 변조율이 작을 때에 하부 고정상 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 10은 변조율이 중간일 때에 하부 고정상 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 11은 변조율이 클 때에 하부 고정상 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 12는 본 발명의 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 전체 구성을 도시하는 블록도.
도 13은 3상 인버터 회로(17A)에 있어서의 변조율에 대한 변조 방식의 관계를 나타내는 테이블.
도 14는 변조율이 1일 때에 3상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 15는 변조율이 1일 때에 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 16은 과변조 시에 상하 60도 고정 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 17은 과변조 시에 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면.
도 18은 본 발명의 제3 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 3상 인버터 회로에 사용되는 직류 전원이며, 교류측에 리액터를 구비하여 직류 출력 전압을 제어하는 컨버터 회로의 구성을 도시하는 블록도.
도 19는 본 발명의 제3 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 3상 인버터 회로에 사용되는 직류 전원이며, 직류측에 리액터를 구비하여 직류 출력 전압을 제어하는 컨버터 회로의 구성을 도시하는 블록도.
도 20은 본 발명의 제4 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 3상 인버터 회로에 사용되는 직류 전원이며, 전파 배전압 제어가 가능한 컨버터 회로의 구성을 도시하는 블록도.
도 21은 본 발명의 제5 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 전체 구성을 도시하는 블록도.
도 22는 Si-MOSFET, SJ-MOSFET 및 SiC-MOSFET의 소자 온도와 온 저항의 관계를 나타내는 특성도.
도 23은 본 발명의 제10 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 전체 구성을 도시하는 블록도.
도 24는 본 발명의 제11 실시 형태에 관한 모터 제어 장치에 있어서, MOSFET에 대해 SiC-SBD를 역병렬 접속한 회로 구성도.
이하, 본 발명에 관한 모터 제어 장치의 복수의 실시 형태 및 본 발명에 관한 모터 제어 장치를 탑재한 공기 조화기에 대해, 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다.
또한, 복수의 실시 형태를 설명하기 위한 도면에 있어서, 공통의 구성 요소에는 원칙적으로 공통의 번호를 부여하여, 그 중복된 내용 설명을 생략한다.
《제1 실시 형태》
〈본 발명의 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 전체 구성〉
처음에, 본 발명의 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 전체 구성에 대해, 도 1을 참조하여 설명한다. 도 1은 본 발명의 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)의 전체 구성을 도시하는 블록도이다.
제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)에 대해, 3상 인버터 회로(17A)를 사용하여 3상 동기 모터(15)(본 발명의 "3상 모터"에 상당함. 구체적으로는, 예를 들어 직류 브러시 리스 모터 등을 사용함)의 구동 제어를 행하는 경우를 예로 들어 설명한다.
제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)는 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup, SMun, SIvp, SMvn, SIwp, SMwn)에 관한 접합부 온도(Tj)와, 3상 인버터 회로(17A)에 흐르는 회로 전류(Io)에 기초하여, 3상 인버터 회로(17A)의 구동에 사용하는 변조 방식을 전환함으로써, 고효율 운전의 정확한 수행을 도모하는 것이다.
상세하게 서술하면, 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)는, 도 1에 도시한 바와 같이 직류 전원(13)과, PWM 구동에 의해 3상 동기 모터(15)의 구동 제어를 행하는 3상 인버터 회로(17A)와, 전자기 유도식 가선 전류 센서(19)와, 접합부 온도 검출부(21)와, 변조 방식 제어부(23)와, 인버터 구동 회로(25)를 구비하여 구성되어 있다.
직류 전원(13)은, 예를 들어 축전지이다. 단, 직류 전원(13)으로서, 상세하게는 후기하는 바와 같이, 예를 들어 컨버터 회로(100A)(도 18 참조) 등을 채용해도 좋다.
3상 인버터 회로(17A)는 펄스폭 변조파 신호(PWM 신호)에 기초하여, 직류 전원(13)으로부터 부여된 직류 전력을, u상ㆍv상ㆍw상의 의사 정현파인 3상 교류 전력으로 변환하고, 변환 후의 의사 정현파인 3상 교류 전력을 3상 동기 모터(15)로 공급함으로써, 3상 동기 모터(15)의 구동 제어를 행하는 기능을 갖는다.
3상 인버터 회로(17A)는, 도 1에 도시한 바와 같이 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup, SMun, SIvp, SMvn, SIwp, SMwn)를 갖는다.
또한, 이하의 설명에 있어서, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup, SMun, SIvp, SMvn, SIwp, SMwn)를 총칭하는 경우에는, "제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)"로 약기한다.
제1, 제3, 제5 스위칭 소자(상부 아암의 스위칭 소자)(SIup, SIvp, SIwp)로서는, IGBT 구조의 반도체 소자를 사용한다. 한편, 제2, 제4, 제6 스위칭 소자(하부 아암의 스위칭 소자)(SMun, SMvn, SMwn)로서는, M0SFET 구조의 반도체 소자를 사용한다.
제1 및 제2 스위칭 소자(SIup, SMun)는 제1 접속점(Nd1)을 통해 직렬 접속되어 있다. 제1 및 제2 스위칭 소자(SIup, SMun)의 각각에는 환류 다이오드(Dup) 및 기생 다이오드(Dun)가 역병렬 접속되어 있다. 제1 접속점(Nd1)은 3상 동기 모터(15)의 u상 동력선에 접속되어 있다. 이하의 설명에 있어서, 제1 스위칭 소자(SIup)를 제1 상부 아암(UA1)이라고 부르고, 제2 스위칭 소자(SMun)를 제1 하부 아암(LA1)이라고 부르는 경우가 있다.
제3 및 제4 스위칭 소자(SIvp, SMvn)는 제2 접속점(Nd2)을 통해 직렬 접속되어 있다. 제3 및 제4 스위칭 소자(SIvp, SMvn)의 각각에는 환류 다이오드(Dvp) 및 기생 다이오드(Dvn)가 역병렬 접속되어 있다. 제2 접속점(Nd2)은 3상 동기 모터(15)의 v상 동력선에 접속되어 있다. 이하의 설명에 있어서, 제3 스위칭 소자(SIvp)를 제2 상부 아암(UA2)이라고 부르고, 제4 스위칭 소자(SMvn)를 제2 하부 아암(LA2)이라고 부르는 경우가 있다.
제5 및 제6 스위칭 소자(SIwp, SMwn)는 제3 접속점(Nd3)을 통해 직렬 접속되어 있다. 제5 및 제6 스위칭 소자(SIwp, SMwn)의 각각에는 환류 다이오드(Dwp) 및 기생 다이오드(Dwn)가 역병렬 접속되어 있다. 제3 접속점(Nd3)은 3상 동기 모터(15)의 w상 동력선에 접속되어 있다. 이하의 설명에 있어서, 제5 스위칭 소자(SIwp)를 제3 상부 아암(UA3)이라고 부르고, 제6 스위칭 소자(SMwn)를 제3 하부 아암(LA3)이라고 부르는 경우가 있다.
제1 및 제2 스위칭 소자(SIup, SMun)의 직렬 접속 회로, 제3 및 제4 스위칭 소자(SIvp, SMvn)의 직렬 접속 회로 및 제5 및 제6 스위칭 소자(SIwp, SMwn)의 직렬 접속 회로의 각각은 정의 직류 모선(PL) 및 부의 직류 모선(NL) 사이에, 서로 병렬로 접속되어 있다.
가선 전류 센서(19)는, 도 1에 도시한 바와 같이 부의 직류 모선(NL)에 근접시켜 설치되어 있다. 부의 직류 모선(NL)은 접지되어 있다. 가선 전류 센서(19)는 직류 전원(13)으로부터 3상 인버터 회로(17A)로 흐르는 회로 전류(Io)를 검출하는 기능을 갖는다. 가선 전류 센서(19)는 본 발명의 "전류 검출부"에 상당한다. 가선 전류 센서(19)로 검출된 회로 전류(Io)는 후기하는 접합부 온도 추정부(31) 및 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 판정부(37)로 각각 보내진다.
접합부 온도 검출부(21)는 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 접합부 온도(Tj)를 검출하는 기능을 갖는다. 접합부 온도 검출부(21)는 본 발명의 "온도 검출부"에 상당한다.
또한, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 접합부 온도를 "스위칭 소자에 관한 접합부 온도"라고 총칭하는 경우가 있다. 접합부 온도 검출부(21)는 온도 실측부(30) 및 접합부 온도 추정부(31)로 이루어진다.
온도 실측부(30)는 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup, SMun, SIvp, SMvn, SIwp, SMwn)가 실장된 기판(도시하지 않음)의 온도를 실측하는 기능을 갖는다. 온도 실측부(30)는 직류 전원(Vdd)과 접지 단자 사이에, 풀업 저항(33) 및 서미스터(35)를 직렬 접속하여 구성되어 있다. 풀업 저항(33) 및 서미스터(35)는 기판 상에 직접 실장되어 있다. 이는, 예를 들어 히트 싱크 등에 풀업 저항(33) 및 서미스터(35)를 기판에 대해 간접적으로 설치하는 경우에 비해, 기판 온도의 검출 정밀도가 높아지고, 나아가서는 스위칭 소자에 관한 접합부 온도(Tj)의 추정 정밀도가 높아지기 때문이다. 풀업 저항(33) 및 서미스터(35)의 접속점(P1)의 전위(기판 온도 정보)는 접합부 온도 추정부(31)로 보내진다. 또한, 서미스터(35)는 MOSFET를 실장하고 있는 기판의 온도를 검출하기 위해, 상기 MOSFET와 동일 기판에 실장하는 것을 상정하고 있다.
접합부 온도 추정부(31)는 스위칭 소자에 관한 접합부 온도(Tj)를 추정하는 기능을 갖는다. 구체적으로는, 접합부 온도 추정부(31)는 온도 실측부(30)에서 실측된 기판 온도 정보[접속점(P1)의 전위]와, 미리 취득되어 있는, 기판과 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 각 사이의 열 저항에 관한 정보를 사용하여, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 접합부 온도(Tj)를 추정한다.
변조 방식 제어부(23)는 변조 방식 판정부(37) 및 변조 방식 지령부(39)로 이루어진다. 변조 방식 판정부(37)는 후기하는 변조 방식 판정 정보를 기억하고 있다. 변조 방식 판정부(37)는 변조 방식 정보, 접합부 온도 추정부(31)에서 추정된 스위칭 소자에 관한 접합부 온도(Tj) 및 가선 전류 센서(19)로 검출된 3상 인버터 회로(17A)에 흐르는 회로 전류(Io)에 기초하여, 3상 인버터 회로(17A)를 PWM 구동할 때에 사용하는 변조 방식을 판정하는 기능을 갖는다. 변조 방식 지령부(39)는 변조 방식 판정부(37)에서 판정된 변조 방식을 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 PWM 구동하도록, 인버터 구동 회로(25)로 지령 정보를 보내는 기능을 갖는다.
또한, 변조 방식 제어부(23) 및 접합부 온도 추정부(31)는, 예를 들어 CPU(Central Processing Unit), ROM(Read 0nly Memory), RAM(Random Access Memory) 등을 구비한 도시하지 않은 마이크로 컴퓨터(이하 "마이크로 컴퓨터"라고 함)에 의해 구성된다. 이 마이크로 컴퓨터는 ROM에 기억되어 있는 프로그램을 판독하여 실행하고, 접합부 온도 추정부(31), 변조 방식 판정부(37) 및 변조 방식 지령부(39)를 포함하는 각종 기능부의 실행 제어를 행하도록 기능한다.
인버터 구동 회로(25)는 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 지령부(39)로부터 보내온 변조 방식에 관한 지령 정보에 따라서, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 제어(PWM 제어)를 행함으로써, 3상 인버터 회로(17A)를 소정의 변조 방식을 사용하여 구동시키는 기능을 갖고 구성되어 있다.
〈2상 변조 및 3상 변조〉
여기서, 본 발명의 제1 실시 형태에 관한 3상 인버터 회로(17A)의 구동에 사용하는 변조 방식의 이해를 용이하게 하기 위해, 2상 변조 및 3상 변조에 대해, 도 2 및 도 3을 참조하여 설명한다.
도 2는 3상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다. 도 3은 상하 60도 고정 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다. 도 2 및 도 3에 있어서, 횡축에 위상〔도〕을 나타내고, 종축에 PWM 제어 파형의 듀티〔％〕를 나타내고 있다.
또한, 도 4 내지 도 5, 도 9 내지 도 11, 도 14 내지 도 17에 있어서도, 도 2 및 도 3과 마찬가지로, 횡축에 위상〔도〕을 나타내고, 종축에 PWM 제어 파형의 듀티〔％〕를 나타내고 있다.
도 1에 도시한 바와 같은 3상 인버터 회로(17A)를 사용하여 3상 동기 모터(15)를 PWM 제어에 의해 구동하는 경우에는, 일반적으로 3상 변조를 사용한다. 3상 변조에서는, 도 2에 도시한 바와 같이 u상ㆍv상ㆍw상의 각각의 전압에 대해 전기각 180도의 위상 구간에 걸쳐서 PWM 제어를 행한다.
이에 대해, 2상 변조에서는 3상 동기 모터(15)의 모터 전류가 상전압이 아니라 상간 전압에 의해 결정되는 것을 이용하여, 상간 전압을 확보하면서 각 상전압을 소정 기간마다 3상 인버터 회로(17A)의 각 스위칭 소자를 상시 온으로 함으로써, 도 3에 도시한 바와 같이, 1상마다 고위 전원 레벨 또는 저위 전원 레벨로 전기각 π/3(60도)만큼 순차 고정하도록 PWM 제어를 행한다. 도 3에 도시한 바와 같은 2상 변조를, 특별히 상하 60도 고정 2상 변조라고 부른다.
요컨대, 상하 60도 고정 2상 변조는 3상 인버터 회로(17A)의 제1 내지 제3 상부 아암(UA1, UA2, UA3) 및 제1 내지 제3 하부 아암(LA1, LA2, LA3)을 구성하는 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)를 60도씩, 고위 전원 레벨(100％ 듀티 제어) 또는 저위 전원 레벨(0％ 듀티 제어)로 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 것이다.
3상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우, 도 2에 도시한 바와 같이 위상의 변화에 대한 3상의 각 전압(Vu, Vv, Vw)의 듀티는 대략 정현파 형상으로 추이한다. 이로 인해, PWM 제어 파형의 캐리어 주파수가 높아져, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 손실이 증가하여, 3상 인버터 회로(17A)의 운전 효율을 저하시켜 버린다.
이에 대해, 상하 60도 고정 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우에는, 도 3에 도시한 바와 같이 u상 전압에서는 60도 내지 120도의 위상 구간, w상 전압은 180도 내지 240도의 위상 구간, v상 전압은 300도 내지 360도의 위상 구간의 각각에 있어서, 100％ 듀티 제어(고위 전원 레벨)가 행해진다. 또한, u상 전압에서는 240도 내지 300도의 위상 구간, w상 전압은 0도 내지 60도의 위상 구간, v상 전압은 120도 내지 180도의 위상 구간의 각각에 있어서, 0％ 듀티 제어(저위 전원 레벨)가 행해진다.
3상 인버터 회로(17A)를 상하 60도 고정 2상 변조를 사용하여 구동한 경우, 3상의 각 전압(Vu, Vv, Vw)의 각각에 관하여, 3분의 1에 상당하는 위상 구간에서는 스위칭을 행하고 있지 않다(100％ 듀티 제어, 또는 0％ 듀티 제어). 이로 인해, 이 3분의 1에 상당하는 위상 구간에서는, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 그 결과, 3상 인버터 회로(17A)의 운전 효율을 향상시킬 수 있다.
또한, 1상마다, 고위 전원 레벨(100％ 듀티 제어) 또는 저위 전원 레벨(0％ 듀티 제어)로 전기각 2π/3(120도)만큼 순차 고정하고, 3상 인버터 회로의 스위칭 손실을 저감시켜, 상전압의 진폭이 작은 경우에 이 2상 변조 방식을 정지하여 3상 모터에 3상 전압을 인가하는 기술도 알려져 있다(예를 들어, 일본 특허 출원 공개 제2006-217673호 공보나 일본 특허 출원 공개 제2005-229676호 공보 참조). 이와 같은 2상 변조를, 고정 120도 2상 변조라고 부른다. 이 중, 특히, 2상 변조의 고정상을 직류 전압의 고위 전원 레벨(100％ 듀티 제어)로 고정한 것을, 상부 고정 120도 2상 변조라고 부르고, 2상 변조의 고정상을 직류 전압의 저위 전원 레벨(0％ 듀티 제어)로 고정한 것을, 하부 고정 120도 2상 변조라고 부른다.
요컨대, 상부 고정 120도 2상 변조는 3상 인버터 회로(17A)의 제1 내지 제3 상부 아암(UA1, UA2, UA3) 및 제1 내지 제3 하부 아암(LA1, LA2, LA3)을 구성하는 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)를 120도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 것이다. 또한, 하부 고정 120도 2상 변조는 3상 인버터 회로(17A)의 제1 내지 제3 상부 아암(UA1, UA2, UA3) 및 제1 내지 제3 하부 아암(LA1, LA2, LA3)을 구성하는 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)를 120도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 것이다.
도 4는 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다. 도 5는 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다.
상부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우에는, 도 4에 도시한 바와 같이 3상의 각 전압(Vu, Vv, Vw)의 각각에 관하여, 3분의 1에 상당하는 위상 구간에서는 스위칭을 행하고 있지 않다(100％ 듀티 제어). 따라서, 도 4에 도시하는 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 PWM 제어를 행하는 경우에는, 도 2에 도시하는 3상 변조와 같이 약 15％ 내지 약 85％의 범위의 듀티로 PWM 제어를 행하는 경우에 비해, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다. 그 결과, 3상 인버터 회로(17A)의 운전 효율을 향상시킬 수 있다.
또한, 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우에는, 도 5에 도시한 바와 같이 3상의 각 전압(Vu, Vv, Vw)의 각각에 관하여, 3분의 1에 상당하는 위상 구간에서는 스위칭을 행하고 있지 않다(0％ 듀티 제어). 따라서, 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 PWM 제어를 행하는 경우에는, 도 2에 도시하는 3상 변조와 같이 약 15％ 내지 약 85％의 범위의 듀티로 PWM 제어를 행하는 경우에 비해, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다. 그 결과, 3상 인버터 회로(17A)의 운전 효율을 향상시킬 수 있다.
〈IGBT 및 MOSFET의 특성〉
다음에, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)로서 사용되는, IGBT 및 MOSFET의 특성에 대해 설명한다. 도 6은 IGBT와 MOSFET의 전류에 대한 전압의 관계를 나타내는 특성도이다. 도 7은 IGBT와 MOSFET의 전류에 대한 손실의 관계를 나타내는 특성도이다. 도 6에서는 횡축에 전류, 종축에 전압을 나타내고 있다. 도 7에서는 횡축에 전류, 종축에 손실을 나타내고 있다.
IGBT의 콜렉터 전류에 대한 콜렉터 에미터간 전압의 특성은, 도 6에 도시한 바와 같이 콜렉터 전류의 상승 구간에 있어서 급증하고, 그 후, 완만한 대략 선형의 증가 특성을 나타낸다. 한편, MOSFET의 드레인 전류에 대한 드레인 소스간 전압의 특성은 모든 전류 구간에 있어서 완만한 대략 선형의 증가 특성을 나타낸다. IGBT에 관한 콜렉터 에미터간 전압의 특성과, MOSFET에 관한 드레인 소스간 전압의 특성은, 도 6에 도시한 바와 같이 임계점에 있어서 교차하고 있다. 요컨대, 임계점에 비해 저부하 영역(저입력 영역)에서는, IGBT에 관한 콜렉터 에미터간 전압의 특성이 MOSFET에 관한 드레인 소스간 전압의 특성을 상회하고 있지만, 임계점에 비해 고부하 영역(고입력 영역)에서는, 상기 양자의 관계가 역전하고 있다.
도 6에 도시한 바와 같은 특성 관계에 기인하여, 도 7에 도시한 바와 같이, 임계점에 비해 저부하 영역(저입력 영역)에서는, IGBT에 관한 손실 특성이 MOSFET에 관한 손실 특성을 상회하고 있지만, 임계점에 비해 고부하 영역(고입력 영역)에서는, 상기 양자의 관계가 역전하고 있다. 즉, MOSFET의 손실은 저부하 영역에서는 IGBT에 비해 작지만, 고부하 영역에서는 IGBT에 비해 커진다. 이는, MOSFET의 손실이 전류의 2승으로 증대되기 때문이다.
즉, 도 7에 도시한 바와 같이, MOSFET는, 저부하 영역(저입력 영역)에서는 IGBT에 비해 저손실로 되지만, 고부하 영역(고입력 영역)에서는 반대로 IGBT에 비해 손실이 증가되어 버린다. 이는, MOSFET의 온 저항에 정의 온도 특성이 있기 때문에 고부하 시(고입력 시)에는 온 저항이 더욱 커지는 것과, 손실이 전류의 2승으로 증대되기 때문이다. 따라서, 3상 인버터 회로(17A)의 고효율 운전을 도모하기 위해서는, 저부하 시(저입력 시)에는 MOSFET측으로의 전류 통류율을 늘리고, 고부하 시(고입력 시)에는 IGBT측으로의 전류 통류율을 늘리는 것 등과 같이, 각 부하 영역에 있어서의 각 스위칭 소자의 손실의 대소 관계에 맞추어, 각각의 스위칭 소자로의 전류 통류량을 바꾸는 것을 고려하여 변조 방식을 전환하는 것이 바람직하다.
이러한 관점으로부터, 상기한 특허 문헌 1에서는 IGBT와 MOSFET를 조합한 인버터 회로를 구비하는 인버터 장치를 제안하고 있다. 이 기술에서는, 인버터 회로의 상부 아암에 IGBT, 하부 아암에 MOSFET를 구비한 인버터 회로에 있어서, 부하의 크기에 따라서, 3상 변조와 상하 60도 고정 2상 변조의 전환을 행하는 구성을 채용하고 있다. 부하의 대소에 관한 판정에는, 모터 전류, 인버터 회로로의 입력 전압, 스위칭 소자에 관한 온ㆍ오프의 듀티의 크기, 또는 모터의 회전 속도를 사용한다.
그런데, MOSFET의 온 저항에는 정의 온도 특성이 있으므로, 상기 MOSFET의 온도에 따라서 온 저항의 값이 변화된다. 이로 인해, 3상 변조 또는 2상 변조를 사용하여 동일한 전류를 통전시킨 경우라도, 소자 온도의 고저에 따라서 MOSFET에서 발생하는 도통 손실은 변화되어 버린다. 또한, MOSFET에서는, 고부하 시에 있어서의 온도 상승의 비율이 IGBT에 비해 크게 되어 있다. 따라서, 부하의 크기에 따라서, 단순히 3상 변조와 상하 60도 고정 2상 변조를 전환한 것만으로는, MOSFET에 온도 변화가 발생한 경우에는, 고효율 운전을 유지할 수 없다.
도 8은 3상 인버터 회로(17A)를, 복수의 변조 방식을 사용하여 구동한 경우의, MOSFET의 접합부 온도(채널 온도)와 회로 손실의 관계를 나타내는 특성도이다. 도 8에 있어서, 횡축에 채널 온도〔섭씨도〕를, 종축에 회로 손실〔W〕을 나타내고 있다.
또한, 회로 손실의 특성 파라미터(변조 방식)로서는, 3상 변조, 상하 60도 고정 2상 변조, 상부 고정 120도 2상 변조 및 하부 고정 120도 2상 변조를 나타내고 있다.
도 8에 도시한 바와 같이, 어느 하나의 2상 변조 방식을 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우라도, 3상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우에 비해, 회로 손실은 작다. 또한, MOSFET의 저온 시(약 40℃ 이하)에서는, 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우가, 가장 저손실로 된다. 이에 대해, MOSFET의 고온 시(약 40℃를 초과함)에서는, 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우가, 가장 저손실로 되어 있다.
이는, 고온 시에 있어서의 MOSFET의 온 저항은, 저온 시의 그것에 비해 커지므로, 이 온 저항의 증대에 수반하여, 상기 MOSFET의 도통 손실이 커지기 때문이다. 예를 들어, MOSFET의 접합부 온도(채널 온도를 포괄하는 개념. 이하, 동일.)가 높을 때에, 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우에는, 도 8에 도시한 바와 같이 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우에 비해, 회로 손실이 커진다. 그로 인해, MOSFET의 접합부 온도가 높은 경우에는, 가령 저부하 시(저입력 시)라도, 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동해도, 고효율 운전을 실현할 수는 없다.
그런데, 상기한 특허 문헌 1의 기술에서는, 부하의 크기(부하 전류)에 의해서만 변조 방식을 결정하고 있다. 그로 인해, 저부하 시에 있어서 운전 효율이 양호해지는 것인 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우라도, MOSFET의 접합부 온도가 높은 경우에는, MOSFET의 온 저항이 커지고 상기 MOSFET의 손실이 커지므로, 3상 인버터 회로(17A)의 고효율 운전을 행할 수 없다.
따라서, 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)에서는, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup, SMun, SIvp, SMvn, SIwp, SMwn)에 관한 접합부 온도(Tj)와, 3상 인버터 회로(17A)에 흐르는 회로 전류(Io)(부하의 크기)에 기초하여, 3상 인버터 회로(17A)의 구동에 사용하는 변조 방식을 전환함으로써, 고효율 운전의 정확한 수행을 도모하는 것으로 하고 있다.
〈제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)의 동작〉
다음에, 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)의 동작에 대해 설명한다. 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)의 전원 스위치(도시하지 않음)가 온으로 되면, 3상 인버터 회로(17A)는 인버터 구동 회로(25)로부터 송신되어 온 변조 방식에 관한 지령 정보에 기초하는 PWM 제어 신호(구동 제어 신호)에 의해, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)를 순차 온/오프시킴으로써, PWM 파형에 의한 유사 정현파의 3상 교류 전력을 생성하고, 이것을 갖고 3상 동기 모터(15)를 구동한다.
3상 동기 모터(15)의 구동 중에, 접합부 온도 추정부(31)는 가선 전류 센서(19)로 검출한 3상 인버터 회로(17A)에 흐르는 회로 전류(Io)와, 온도 실측부(30)의 서미스터(35)가 실측한 기판 온도와, 미리 취득되어 있는, 기판으로부터 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn) 사이의 열 저항을 사용하여, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)에 관한 접합부 온도(Tj)를 추정한다.
여기서, 실제의 접합부 온도 추정부(31)에서의 접합부 온도 추정 방법에 대해 설명한다. 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)로서, IGBT 또는 MOSFET를 채용한 것으로 한다. 우선, 가선 전류 센서(19)로 검출한 3상 인버터 회로(17A)에 흐르는 전류(Io)와 IGBT의 포화 전압(Vce)의 곱, 또는 상기 전류(Io)의 2승과 MOSFET의 온 저항의 곱으로부터, IGBT 또는 MOSFET의 도통 손실을 산출한다. 다음에, 온도 실측부(30)의 서미스터(35)가 실측한 기판 온도에, 상기 산출한 도통 손실과 기판으로부터 스위칭 소자 사이의 열 저항의 곱을 가산함으로써 접합부 온도(Tj)를 추정한다.
그러나, MOSFET의 온 저항[Ron( Tj )]은 접합부 온도(Tj)의 함수로 되므로, 도통 손실은 접합부 온도(Tj)의 함수로 된다. 또한, 접합부 온도(Tj)는 도통 손실의 함수로 되므로, 도통 손실과 접합부 온도(Tj)를 일정하게 산출할 수는 없다. 따라서, 도통 손실을 산출하는 경우의 온 저항(Ron)으로서는, 온도 실측부(30)의 서미스터(35)가 실측한 기판 온도를 tc로 했을 때, 실제의 접합부 온도(Tj)와의 추정 온도차(Δt)를 어림잡은 온도인 (tc＋Δt)일 때의 값인 Ron(tc＋Δt)을 채용하는 것으로 한다. 이와 같이 함으로써, 도통 손실과 접합부 온도(Tj)를 일정하게 산출할 수 있다.
상기의 수순을 사용한 MOSFET의 접합부 온도 추정 방법은 하기의 수학식 1 및 수학식 2로 나타낼 수 있다.
Figure 112012012388964-pat00001
Figure 112012012388964-pat00002
여기서, Tj는 접합부 온도, tc는 기판 온도, P( tc ＋Δt)는 MOSFET의 도통 손실, Rjθ는 기판으로부터 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn) 사이의 열 저항, Δt는 기판 온도와 접합부 온도의 추정 온도차를 나타낸다.
그리고, 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 판정부(37)는 접합부 온도(Tj) 및 회로 전류(Io)에 관련된, 가장 저손실로 되는 변조 방식을 판정하기 위한 변조 방식 판정 정보와, 접합부 온도 추정부(31)에서 추정된 접합부 온도(Tj)와, 가선 전류 센서(19)로 검출된 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)에 기초하여, 가장 저손실로 되는 변조 방식을 판정하고, 그 변조 방식을 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 지령부(39)로 보낸다. 이것을 받고, 변조 방식 지령부(39)는 변조 방식에 관한 지령 정보를 인버터 구동 회로(25)로 보낸다. 이것을 받고, 인버터 구동 회로(25)는 가장 저손실이라고 판정된 변조 방식을 따르는 PWM 제어의 구동 신호를 생성하여, 3상 인버터 회로(17A)의 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)를 구동한다.
이때의 도통 손실은, 수학식 1에 나타낸 P( tc ＋Δt)가 아니라, 접합부 온도 추정부(31)에서 추정한 접합부 온도에서의 온 저항과 가선 전류 센서(19)로 검출한 3상 인버터 회로(17A)에 흐르는 전류(Io)로부터 산출한다.
구체적으로는, 예를 들어 가선 전류 센서(19)가 검출한 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)의 값이 작고(부하가 작고), 또한 접합부 온도 추정부(31)가 추정한 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 접합부 온도(Tj)가 낮은 경우를 생각한다. 이러한 경우에 있어서, 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 판정부(37)는 상부 아암에 속하는 스위칭 소자(SIup, SIvp, SIwp)의 각 IGBT에 비해, 하부 아암에 속하는 스위칭 소자(SMun, SMvn, SMwn)의 각 MOSFET의 쪽이, 온 저항 및 도통 손실이 작다고 판단하여, 가장 저손실로 되는 변조 방식으로서 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하는 판정을 내린다.
이에 의해, 인버터 구동 회로(25)는 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)의 구동 제어를 행한다. 그 결과, 3상 인버터 회로(17A)의 하부 아암에 속하는 스위칭 소자(SMun, SMvn, SMwn)의 각 MOSFET로의 전류 통류량을 늘림으로써, 3상 인버터 회로(17A)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
또한, 예를 들어 가선 전류 센서(19)가 검출한 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)의 값이 작고(부하가 작고), 또한 접합부 온도 추정부(31)가 추정한 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 접합부 온도(Tj)가 높은 경우를 생각한다. 이러한 경우에 있어서, 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 판정부(37)는 상부 아암에 속하는 스위칭 소자(SIup, SIvp, SIwp)의 각 IGBT에 비해, 하부 아암에 속하는 스위칭 소자(SMun, SMvn, SMwn)의 각 MOSFET의 쪽이, 온 저항 및 도통 손실이 크다고 판단하여, 가장 저손실로 되는 변조 방식으로서, 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상부 고정 120도 2상 변조 중 어느 하나를 사용하는 판정을 내린다.
이에 의해, 인버터 구동 회로(25)는 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상부 고정 120도 2상 변조 중 어느 하나를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)의 구동 제어를 행한다. 그 결과, 가선 전류 센서 3상 인버터 회로(17A)의 상부 아암에 속하는 스위칭 소자(SIup, SIvp, SIwp)의 각 IGBT로의 전류 통류율을 늘림으로써, 3상 인버터 회로(17A)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
또한, 예를 들어 가선 전류 센서(19)가 검출한 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)의 값이 크고(부하가 크고), 또한 접합부 온도 추정부(31)가 추정한 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 접합부 온도(Tj)가 낮은 경우를 생각한다. 이러한 경우에 있어서, 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 판정부(37)는 상부 아암에 속하는 스위칭 소자(SIup, SIvp, SIwp)의 각 IGBT에 비해, 하부 아암에 속하는 스위칭 소자(SMun, SMvn, SMwn)의 각 MOSFET의 쪽이, 온 저항 및 도통 손실이 작다고 판단하여, 가장 저손실로 되는 변조 방식으로서, 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하는 판정을 내린다.
이에 의해, 인버터 구동 회로(25)는 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)의 구동 제어를 행한다. 그 결과, 3상 인버터 회로(17A)의 하부 아암에 속하는 스위칭 소자(SMun, SMvn, SMwn)의 각 MOSFET로의 전류 통류량을 늘림으로써, 3상 인버터 회로(17A)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
또한, 예를 들어 가선 전류 센서(19)가 검출한 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)의 값이 크고(부하가 크고), 또한 접합부 온도 추정부(31)가 추정한 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 접합부 온도(Tj)도 높은 경우를 생각한다. 이러한 경우에 있어서, 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 판정부(37)는 상부 아암에 속하는 스위칭 소자(SIup, SIvp, SIwp)의 각 IGBT에 비해, 하부 아암에 속하는 스위칭 소자(SMun, SMvn, SMwn)의 각 MOSFET의 쪽이, 온 저항 및 도통 손실이 크다고 판단하여, 가장 저손실로 되는 변조 방식으로서, 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하는 판정을 내린다.
이에 의해, 인버터 구동 회로(25)는 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)의 구동 제어를 행한다. 그 결과, 3상 인버터 회로(17A)의 상부 아암에 속하는 스위칭 소자(SIup, SIvp, SIwp)의 각 IGBT로의 전류 통류율을 늘림으로써, 3상 인버터 회로(17A)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
〈제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)의 작용 효과〉
제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)에 따르면, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 접합부 온도 및 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)의 값 및 변조 방식 판정 정보에 기초하여, 미리 준비된 변조 방식(3상 변조, 상하 60도 고정 2상 변조, 상부 고정 120도 2상 변조 및 하부 고정 120도 2상 변조) 중에서, 가장 저손실로 되는 변조 방식을 판정하고, 이 판정 결과에 관한 변조 방식을 전환하여 사용함으로써, 3상 인버터 회로(17A)를 포함하는 모터 제어 장치(11A)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
또한, 변조 방식을 전환하기 위한 트리거 포인트로서는, 예를 들어 도 8에 도시한 바와 같이, 스위칭 소자의 접합부 온도가 임계 온도(도 8의 예에서는, 약 40℃)를 초과하면, 변조 방식을 바꾸었을 때의 회로 손실의 대소 관계가 바뀌는 것에 착안하여, 하부 고정 120도 2상 변조 대신에, 상하 60도 고정 2상 변조 또는 상부 고정 120도 2상 변조를 전환하여 사용함으로써, 모터 제어 장치(11A)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
또한, 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)의 값이 바뀌면, 스위칭 소자의 도통 손실의 크기도 바뀐다. 따라서, 회로 전류(Io)의 값에 따라서 변조 방식을 전환하기 위한, 스위칭 소자에 관한 온도의 임계값을 적절하게 변경해도 좋다. 이와 같이 구성하면, 회로 전류(Io)의 값에 따른 스위칭 소자의 도통 손실에 기초하여, 적절한 변조 방식을 전환하여 사용할 수 있다.
《제2 실시 형태》
〈변조율에 기초하는 변조 방식의 전환 제어〉
제1 실시 형태에서는, 변조 방식을 전환하기 위한 기술 요소로서, 3상 인버터 회로(17A)에 있어서의 스위칭 소자에 관한 접합부 온도(Tj) 및 회로 전류(Io)를 사용하였지만, 제2 실시 형태에서는 변조율을 사용하는 점이, 제1 실시 형태와는 다르다.
3상 인버터 회로(17A)의 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 손실은 변조 방식뿐만 아니라, 변조율에 따라서도 바뀐다. 구체적으로는, 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)가 클 때에 PWM 제어의 스위칭 동작이 행해지면, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 손실은 커진다. 또한, 회로 전류(Io)가 작을 때에 PWM 제어의 스위칭 동작이 행해지면, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 손실은 상기[회로 전류(Io)가 클 때]에 비해 커진다.
요컨대, 3상 인버터 회로(17A)의 스위칭 동작이 행해질 때의 회로 전류(Io)의 크기(변조율의 값)에 의해, 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 손실은 변화된다. 바꾸어 말하면, 변조 방식의 선택과 변조율의 크기 순서에 의해, 스위칭 손실은 크게 바뀐다.
더욱 상세하게 설명한다. 예를 들어, 3상 변조와 2상 변조를 비교하면, 3상 변조에서는, PWM의 스위칭 횟수가 2상 변조의 경우의 3/2만큼 많아지고, 또한 정현파의 피크값 주변을 포함시킨 전류값이 큰 곳에서의 스위칭 동작의 횟수가 많으므로, 필연적으로 스위칭 손실이 커진다.
한편, 2상 변조에서는 고정 120도 2상 변조(상부 고정 120도 2상 변조 및 하부 고정 120도 2상 변조)와 상하 60도 고정 2상 변조를 비교하면, 변조율이 작을 때에는 양자의 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 손실은 대략 동일하다. 또한, 변조율이 클 때에는, 회로 전류(Io)가 클 때에 PWM의 스위칭이 행해지므로, 하부 고정 120도 2상 변조의 쪽이 상하 60도 고정 2상 변조에 비해 스위칭 손실이 커진다. 이 이유에 대해, 도 9 내지 도 11을 참조하여 설명한다.
도 9는 변조율이 작을 때에 하부 고정상 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다. 도 10은 변조율이 중간일 때에 하부 고정상 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다. 도 11은 변조율이 클 때에 하부 고정상 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다. 도 9 내지 도 11은 본 발명의 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)에 있어서, 변조율에 기초하는 적절한 변조 방식을 사용하기 위한 기초적인 기술 사항을 도시하고 있다.
도 9에 도시한 바와 같이, 변조율이 작을 때에는 PWM 제어의 듀티가 작고 출력 전압 파형의 피크도 작지만, 도 11에 도시한 바와 같이, 변조율이 클 때에는 PWM 제어의 듀티가 커지고 출력 전압 파형의 피크도 커지고 있다. 즉, 도 9 내지 도 11에 도시한 바와 같이, 변조율이 커지는 것에 따라서 PWM 제어의 듀티가 커지고, 출력 전압 파형의 피크가 커지고 있는 것을 알 수 있다. 이로 인해, 변조율이 커질수록, 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)의 피크가 커지므로, PWM 제어의 스위칭 손실이 커진다.
예를 들어, 3상 인버터 회로(17A)의 직류 입력 전압이 변동되어 변조율이 커지고, 스위칭 손실이 증대되어 3상 인버터 회로(17A)의 운전 효율에 영향을 미치는 경우에는, 스위칭 손실이 작아지는 변조 방식을 선택적으로 전환하여 사용함으로써, 3상 인버터 회로(17A)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
〈본 발명의 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)의 전체 구성〉
다음에, 본 발명의 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)에 대해, 도 12 및 도 13을 참조하여 설명한다. 도 12는 본 발명의 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)의 전체 구성을 도시하는 블록도이다. 도 13은 3상 인버터 회로(17A)에 있어서의 변조율에 대한 변조 방식의 관계를 나타내는 테이블이다.
제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)와, 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)는 기본적인 구성 요소가 공통되어 있다. 따라서, 양자 사이의 차이점에 착안하여 설명함으로써, 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)의 설명을 대신하는 것으로 한다.
제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)와, 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)의 차이점은 접합부 온도 검출부(21) 대신에, 모터 제어부(29)를 설치한 점 및 전압 검출부(27)를 추가한 점이다.
모터 제어부(29)는, 도 12에 도시한 바와 같이 상기한 변조 방식 제어부(23)[변조 방식 판정부(37) 및 변조 방식 지령부(39)] 외에, 모터 전류 재현부(41), 모터 전압 연산부(43) 및 변조율 연산부(45)를 구비하여 구성되어 있다.
모터 제어부(29)의 모터 전류 재현부(41)는 가선 전류 센서(19)로부터 보내져 온 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)에 기초하여 3상 동기 모터(15)에 흐르는 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)를 재현하는 기능을 갖고 있다.
모터 전압 연산부(43)는 모터 전류 재현부(41)로부터 보내져 온 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)와, 외부로부터 보내져 온 모터 지령 회전 속도(f*)에 기초하여, 3상 동기 모터(15)에 인가해야 할 3상 교류 지령 전압(Vu*, Vv*, Vw*)을 연산하고, 이를 인버터 구동 회로(25)로 송신하는 기능을 갖고 있다. 또한, 모터 전압 연산부(43)는 3상 동기 모터(15)에 인가하는 정현파 전압의 진폭값(Vs*)을 연산하고, 이 정현파 전압의 진폭값(Vs*)을 변조율 연산부(45)로 송신하는 기능을 갖고 있다.
변조율 연산부(45)는 전압 검출부(27)가 검출한 직류 전압(Vd)과, 모터 전압 연산부(43)가 연산한 3상 동기 모터(15)에 인가하는 정현파 전압의 진폭값(Vs*)에 기초하여 변조율(kh)을 연산하고, 이 변조율(kh)을 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 판정부(37)로 송신하는 기능을 갖고 있다.
또한, 변조 방식 판정부(37)와 변조 방식 지령부(39)를 구비하는 변조 방식 제어부(23)는 모터 제어부(29)의 내부에 구성되어 있지만, 그들의 기능은 제1 실시 형태와 기본적으로 동일하다. 단, 제1 실시 형태에 관한 변조 방식 판정부(37)에서는, 접합부 온도(Tj)와 회로 전류(Io)에 기초하여 변조 방식을 판정한 것에 비해, 제2 실시 형태에 관한 변조 방식 판정부(37)에서는, 변조율 연산부(45)로부터 보내져 온 변조율(kh)에 기초하여 변조 방식을 판정하는 것으로 하고 있다.
전압 검출부(27)는 직류 전원(13)의 직류 전압을 검출하고, 검출한 직류 전압(Vd)을 모터 제어부(29)의 변조율 연산부(45)로 송신하는 기능을 갖는다.
〈제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)의 동작〉
다음에, 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)의 동작에 대해 설명한다. 또한, 제1 실시 형태와 중복되는 동작의 설명은 원칙적으로 생략한다.
우선, 모터 제어부(29)의 모터 전류 재현부(41)는 가선 전류 센서(19)가 검출한 3상 인버터 회로(17A)에 흐르는 회로 전류(Io)에 기초하여, 3상 동기 모터(15)에 흐르는 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)를 추정하여 재현한다. 이에 의해, 모터 제어부(29)의 모터 전압 연산부(43)는 모터 전류 재현부(41)로부터 취득한 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)와 외부로부터 취득한 모터 지령 회전 속도(f*)에 기초하여, 3상 동기 모터(15)에 인가해야 할 3상 교류 지령 전압(Vu*, Vv*, Vw*)을 연산하고, 이 3상 교류 지령 전압(Vu*, Vv*, Vw*)을 인버터 구동 회로(25)로 송신한다.
또한, 모터 전압 연산부(43)가 3상 동기 모터(15)에 인가해야 할 3상 교류 지령 전압(Vu*, Vv*, Vw*)을 연산하는 방법은, 예를 들어 일본 특허 출원 공개 제2002-272194호 공보 등에도 개시되어 있는 일반적인 방법(벡터 제어에 의한 dq 변환의 방법)을 사용할 수 있다. 또한, 이 방법 이외에도, 모터 전류의 3상분, 또는 2상분을 사용하여 3상 교류 지령 전압을 연산해도 좋다.
또한, 모터 제어부(29)의 모터 전압 연산부(43)는 3상 동기 모터(15)에 인가하는 정현파 전압의 진폭값(Vs*)을 연산하고, 이 정현파 전압의 진폭값(Vs*)을 변조율 연산부(45)로 송신한다.
모터 제어부(29)의 변조율 연산부(45)는 전압 검출부(27)가 검출한 직류 전원(13)의 직류 전압(Vd)과, 모터 전압 연산부(43)가 연산한 3상 동기 모터(15)에 인가하는 정현파 전압의 진폭값(Vs*)에 기초하여 변조율(kh)을 연산하고, 이 변조율(kh)을 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 판정부(37)로 송신한다.
변조 방식 판정부(37)는, 도 13에 도시한 바와 같이 변조율에 대한 변조 방식의 관계를 나타내는 테이블을 기억하고 있다. 변조 방식 판정부(37)는 변조율 연산부(45)가 산출한 변조율(kh)과, 도 13에 도시하는 테이블에 기초하여, 변조율(kh)에 상응하는 변조 방식을 판정하고, 판정한 변조 방식을 변조 방식 지령부(39)로 보낸다. 이것을 받고, 변조 방식 지령부(39)는 변조 방식에 관한 지령 정보를 인버터 구동 회로(25)로 보낸다.
인버터 구동 회로(25)는 모터 전압 연산부(43)로부터 송신된 3상 교류 지령 전압(Vu*, Vv*, Vw*)과, 변조 방식 지령부(39)로부터 송신되어 온 변조 방식에 관한 지령 정보에 기초하여, PWM 제어의 구동 신호를 생성하고, 이 PWM 제어의 구동 신호를 3상 인버터 회로(17A)의 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)로 송신한다. 이에 의해, 3상 인버터 회로(17A)는 변조율에 기초하는 적절한 변조 방식에 의해 PWM 구동을 행한다.
다음에, 모터 제어부(29)의 변조율 연산부(45)가 행하는 변조율의 계산 방법에 대해 설명한다. 일반적인 변조율이라 함은, 신호파의 진폭과 반송파의 진폭의 비이다. 따라서, 3상 인버터 회로(17A)의 PWM 제어에 있어서의 신호파는 3상 동기 모터(15)에 인가하는 정현파이고, 반송파는 직류 전원(13)의 직류 입력 전압의 1/2을 진폭으로 하는 방형파로 된다. 따라서, 3상 동기 모터(15)에 인가하는 정현파의 진폭을 Vs*, 직류 입력 전압을 Vd로 하면, 변조율(kh)은 다음의 수학식 3으로 계산된다.
Figure 112012012388964-pat00003
여기서, 변조 방식을 전환할 때에 사용하는 변조율(kh)의 크기(임계값)는 3상 인버터 회로(17A)의 제1 내지 제6 스위칭 소자(SIup 내지 SMwn)의 스위칭 손실을 포함시킨 3상 인버터 회로 전체의 손실의 크기에 따라서 결정된다. 그로 인해, 변조율(kh)의 임계값은 미리 변조 방식 판정부(45)에 기억시켜 둔다. 따라서, 변조율 연산부(45)에서 수학식 3과 같이 산출된 변조율(kh)이, 미리 기억되어 있는 소정의 임계값을 초과한 경우에, 변조 방식 판정부(45)는 스위칭 손실이 작은 변조 방식을 전환하여 사용하면 된다.
여기서, 본 실시 형태의 구성인, 도 12에 도시하는 3상 인버터 회로(17A)의 상부 아암에 속하는 스위칭 소자(SIup, SIvp, SIwp)에 IGBT, 하부 아암에 속하는 스위칭 소자(SMun, SMvn, SMwn)에 MOSFET를 배치한 경우를 예로 들어 설명한다.
도 7에 도시한 바와 같이, 저입력 시(저부하 시)에는 IGBT에 비해 MOSFET의 쪽이 저손실이므로, 하부 고정 120도 2상 변조를 행함으로써 고효율로 된다. 그러나, MOSFET로서 수퍼 정크션 MOSFET와 같은 기생 다이오드의 역회복 시간이 큰 소자를 사용한 경우에는, 하부 고정 120도 2상 변조를 행함으로써, 상부 아암과 하부 아암에 IGBT를 사용한 3상 인버터 회로의 경우에 비해, 스위칭 손실이 더욱 악화되어 버린다.
이로 인해, 하부 아암에 수퍼 정크션 MOSFET를 사용하였으므로 변조율이 커져 스위칭 손실이 악화되어 온 경우, 변조 방식 판정부(37)는 그 변조율에 상응하는 변조 방식으로서, 스위칭 손실이 작은 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하는 판정을 내린다. 이와 같이, 변조율의 크기에 따라서 스위칭 손실이 적은 변조 방식을 전환하여 사용함으로써, 3상 인버터 회로(17A)를 포함하는 모터 제어 장치(11B)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
여기서, 변조 방식을 전환하는 구체적인 트리거 포인트로서는, 통상, 변조율은 1 이하이지만, 예를 들어 3상 인버터 회로(17B)와 부하인 3상 동기 모터(15) 사이의 헌팅 현상 등에 의해 변조율이 1.15 이상으로 된 경우에는, 하부 고정 120도 2상 변조 대신에, 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상부 고정 120도 2상 변조를 전환하여 사용하면 된다.
도 14는 변조율이 1일 때에 3상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다. 도 15는 변조율이 1일 때에 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다.
도 14에 도시한 바와 같이, 3상 변조의 경우에는, 변조율이 1일 때에는 PWM 듀티가 0 내지 100％까지 변화된 출력 전압 파형의 피크가 최대로 되고, 그 이상으로 변조율을 올리면 파형이 왜곡되어 버린다. 이에 대해, 도 15에 도시한 바와 같이, 하부 고정 120도 2상 변조의 경우에는, 변조율이 1일 때라도 PWM 듀티는 최대 85％ 정도이며, 출력 전압 파형의 피크는 100％에 도달하고 있지 않다. 이는, 하부 고정 120도 2상 변조의 경우에는 3상 변조에 비해 변조율에 여유가 있는 것을 나타내고 있다.
한편, 변조율이, 예를 들어 1.1 이상, 바람직하게는 1.15 이상인 영역은 과변조 영역이다. 즉, 그 이상으로 변조율을 크게 하면, 3상 동기 모터(15)에 인가되는 선간 전압의 파형은 정현파를 유지할 수 없어 왜곡되어 버린다. 이로 인해, 실제로 3상 동기 모터(15)에 인가되는 선간 전압으로서는, 그 이상으로 증대되는 일은 없다.
도 16은 과변조 시에 상하 60도 고정 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다. 도 17은 과변조 시에 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우의 출력 전압 파형을 도시하는 도면이다.
도 16에 도시한 바와 같이, 과변조 시에 상하 60도 고정 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우에는, 전류값의 피크 부근에서는 듀티가 100％ 또는 0％로 되고, PWM의 스위칭은 행해지고 있지 않다. 한편, 도 17에 도시한 바와 같이, 과변조 시에 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하여 3상 인버터 회로(17A)를 구동한 경우에는, 전류값의 피크 부근에서 듀티가 100％에 비해 약간 낮게 되어 있으므로, 상부 아암에 배치된 IGBT에 대해 PWM의 스위칭이 행해진다. 그로 인해 스위칭 손실이 악화되어 버린다.
또한, 도면에는 도시하고 있지 않지만, 과변조 시에 있어서의 상부 고정 120도 2상 변조의 경우에도 피크 부근에서 PWM의 스위칭이 행해지지만, 이때에는, 하부 아암에 배치된 M0SFET의 스위칭의 비율이 많으므로, 상부 아암에 배치된 IGBT의 스위칭의 비율이 많은 하부 고정 120도 2상 변조에 비해 스위칭 손실은 작아진다. 또한, 상하 60도 고정 2상 변조의 경우에도, 하부 고정 120도 2상 변조의 경우에 비해 하부 아암에 배치된 MOSFET의 스위칭의 비율은 작아지므로, 스위칭 손실은 작아진다. 그 결과, 3상 인버터 장치(17A)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
이와 같이, 변조율이, 예를 들어 1.15 이상의 과변조로 된 경우에는, 하부 고정 120도 2상 변조 대신에, 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상부 고정 120도 2상 변조를 전환하여 사용함으로써, 3상 인버터 장치(17A)를 포함하는 모터 제어 장치(11B)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다. 또한, 실제로는 변조 방식을 전환하기 위한 변조율의 임계값에 여유를 갖게 하고, 예를 들어 변조율이 1.10 내지 1.15 사이에서 변조 방식을 전환하는 것이 바람직하다.
〈제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)의 작용 효과〉
제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)에 따르면, 3상 인버터 회로(17A)의 변조율에 기초하여, 미리 준비된 변조 방식(3상 변조, 상하 60도 고정 2상 변조, 상부 고정 120도 2상 변조 및 하부 고정 120도 2상 변조) 중에서, 가장 저손실로 되는 변조 방식을 판정하고, 이 판정 결과에 관한 변조 방식을 전환하여 사용함으로써, 3상 인버터 회로(17A)를 포함하는 모터 제어 장치(11B)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다. 또한, 변조율이 과변조로 된 경우라도, 3상 인버터 회로(17A)에 있어서의 스위칭 소자의 스위칭 손실을 저감시키도록 변조 방식을 전환하여 사용하는 구성을 채용하였으므로, 3상 인버터 장치(17A)를 포함하는 모터 제어 장치(11B)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
《제3 실시 형태》
도 1 또는 도 12에 도시한 바와 같이, 제1 실시 형태 및 제2 실시 형태에서는, 직류 전원(13)에 의해 3상 인버터 회로(17A)를 구동하였지만, 이 직류 전원(13)을, 직류 출력 전압의 제어가 가능한 컨버터 회로로 치환할 수 있다.
도 18은 본 발명의 제3 실시 형태에 관한 3상 인버터 회로의 직류 전원이며, 교류측에 리액터를 구비하여 직류 출력 전압을 제어하는 컨버터 회로(100A)의 구성을 도시하는 블록도이다.
도 18에 도시한 바와 같이, 컨버터 회로(100A)의 주회로는 상용 전원(101)에 직렬로 접속되는 리액터(103)와, 상용 전원(101)의 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 다이오드 브리지(105)와, 다이오드 브리지(105)에서 정류된 직류 전압에 포함되는 맥동 성분을 평활하는 평활 캐패시터(107)와, 다이오드 브리지와 트랜지스터가 역병렬로 접속된 쌍방향성 스위치(109)를 구비하여 구성되어 있다.
또한, 컨버터 회로(100A)의 제어계는 상용 전원(101)의 교류 전압의 제로크로스점(즉, 교류 전압이 제로 전위를 통과하는 타이밍)을 검출하는 제로크로스 검출부(111)와, 컨버터 회로(100A)의 직류 출력 전압을 검출하는 직류 전압 검출부(113)를 구비하여 구성되어 있다. 덧붙여 말하면, 외부의 제어기(115)에는 컨버터 회로(100A)의 직류 출력 전압을 제어하는 컨버터 제어부(117)가 내장되어 있다.
이와 같은 구성에 의해, 컨버터 제어부(117)가, 제로크로스 검출부(111)로부터의 제로크로스 전압과 직류 전압 검출부(113)로부터의 직류 출력 전압에 기초하여, 쌍방향성 스위치(109)에 속하는 트랜지스터를 제어한다. 이에 의해, 교류 전압의 제로크로스점에 동기하여, 상용 전원(101)에 직렬로 접속된 리액터(103)에 흐르는 전류가 제어되므로, 다이오드 브리지(105)는 동기 정류를 행하면서 전압이 제어된 직류 전압을 출력할 수 있다. 따라서, 컨버터 회로(100)는 직류 전압이 제어되고 평활 캐패시터(107)로 평활된 직류 출력 전압을, 도 1 또는 도 12에 도시하는 3상 인버터 회로(11A)로 공급할 수 있다.
요컨대, 컨버터 제어부(117)는 제로크로스 검출부(111)가 검출한 교류 출력 전압 파형에 동기시키면서, 직류 전압 검출부(113)로부터 피드백한 직류 출력 전압에 기초하여 쌍방향성 스위치(109)를 단락 동작시키므로, 상용 전원(101)측의 리액터(103)에 흐르는 교류 전류를 제어할 수 있다. 이에 의해, 컨버터 회로(100)는 다이오드 브리지(105)로부터 출력되는 직류 전압을 제어할 수 있는 동시에, 역률 개선과 고조파 억제를 행할 수 있다.
도 19는 본 발명의 제3 실시 형태에 관한 3상 인버터 회로의 직류 전원이며, 직류측에 리액터를 구비하여 직류 출력 전압을 제어하는 컨버터 회로의 구성을 도시하는 블록도이다.
도 19에 도시한 바와 같이, 컨버터 회로(200)의 주회로는 상용 전원(201)의 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 다이오드 브리지(203)와, 다이오드 브리지(203)의 정극측 출력 단자에 직렬로 접속된 리액터(205)와, 리액터(205)의 출력측 단자와 다이오드 브리지(203)의 부극측 출력 단자 사이에 순방향으로 접속된 트랜지스터(207)와, 리액터(205)의 출력측 단자에 순방향으로 접속된 역류 방지 다이오드(209)와, 다이오드 브리지(203)에서 정류된 직류 전압에 포함되는 맥동 성분을 평활하는 평활 캐패시터(211)를 구비하여 구성되어 있다.
컨버터 회로(200)의 제어계는 컨버터 회로(200)의 직류 출력 전압을 검출하는 직류 전압 검출부(213)와, 컨버터 회로(200)의 직류 출력 전류를 검출하는 직류 전류 검출부(215)를 구비하여 구성되어 있다. 덧붙여 말하면, 외부의 제어기(217)에는 컨버터 회로(200)의 직류 출력 전압을 제어하는 컨버터 제어부(219)가 내장되어 있다.
도 19에 도시하는 구성의 컨버터 회로(200)에 따르면, 컨버터 제어부(117)는 직류 전압 검출부(113)로부터 피드백한 직류 출력 전압과, 직류 전류 검출부(215)로부터 피드백한 직류 출력 전류에 기초하여, 트랜지스터(207)를 도통 제어시키므로, 다이오드 브리지(203)의 출력측의 리액터(205)에 흐르는 직류 전류를 제어할 수 있다. 이에 의해, 컨버터 회로(200)는 다이오드 브리지(203)로부터 출력되는 직류 전압을 제어할 수 있다. 따라서, 컨버터 회로(100)는 전압이 제어되고 평활 캐패시터(211)로 평활된 직류 출력 전압을, 도 1 또는 도 12에 도시하는 3상 인버터 회로(17A)로 공급할 수 있다.
요컨대, 예를 들어, 도 18에 도시하는 교류측의 리액터(103)에 의해 컨버터 회로(100A)의 직류 출력 전압을 제어하는 방법과, 도 19에 도시하는 직류측의 리액터(205)에 의해 컨버터 회로(200)의 직류 출력 전압을 제어하는 방법이 있다. 따라서, 도 18 또는 도 19에 도시한 바와 같은 직류 출력 전압의 제어가 가능한 컨버터 회로(100A) 또는 컨버터 회로(200)를 3상 인버터 회로(17A)의 입력 전원에 사용함으로써, 3상 인버터 회로(17A)의 직류 입력 전압을 임의로 변화시킬 수 있다. 그 결과, 제2 실시 형태에서 서술한 변조율에 기초하여 적절한 변조 방식을 사용하는 이점을 더욱 양호하게 발휘할 수 있다.
《제4 실시 형태》
도 1 또는 도 12에 도시한 바와 같이, 제1 실시 형태 및 제2 실시 형태에서는, 직류 전원(13)에 의해 3상 인버터 회로(17A)를 구동하였지만, 이 직류 전원(13)을, 전파 배전압 제어가 가능한 컨버터 회로로 치환할 수 있다.
도 20은 본 발명의 제4 실시 형태에 관한 3상 인버터 회로의 직류 전원이며, 전파 배전압 제어가 가능한 컨버터 회로의 구성을 도시하는 블록도이다.
도 20에 도시하는 전파 배전압 제어가 가능한 컨버터 회로(100B)는 직류 출력 전압을 제어하는 구성 요소에 대해서는 도 18에 도시하는 컨버터 회로(100A)와 동일하며 동일한 부호가 부여되어 있다. 따라서, 중복되는 설명은 피하고, 전파 배전압 제어를 행하는 구성 요소에 대해서만 구성과 동작을 설명한다.
도 20에 도시한 바와 같이 전파 배전압 제어가 가능한 컨버터 회로(100B)는 도 18에 도시하는 컨버터 회로(100A)의 평활 캐패시터(107) 대신에, 배전압 콘덴서(107A, 107B)가 직렬 접속되고 다이오드 브리지(105)에 병렬로 접속되어 있다. 또한, 배전압 콘덴서(107A)와 배전압 콘덴서(107B)의 접속점으로부터, 다이오드 브리지(105)의 한쪽의 아암을 구성하는 2개의 다이오드의 접속점으로, 전파 배전압 전환 스위치(119)가 접속되어 있다.
또한, 제어계로서, 외부의 제어기(115)에 내장되어 있고, 컨버터 회로(100B)의 직류 출력 전압을 제어하는 컨버터 제어부(117)로부터 전파 배전압 전환 스위치(119)로, 상기 전파 배전압 전환 스위치(119)를 온, 오프시키기 위한 제어 신호선이 접속되어 있다.
이와 같은 구성에 의해, 컨버터 회로(100B)는 상기한 도 18의 컨버터 회로(100A)에서 설명한 동작과 마찬가지로 직류 출력 전압의 제어를 행하는 동시에, 또한 전파 배전압 전환 스위치(119)를 온, 오프 동작시킴으로써, 전파 배전압의 직류 출력 전압을, 예를 들어 도 1 또는 도 12에 도시하는 3상 인버터 회로(11A)로 공급할 수 있다.
여기서, 컨버터 회로(100B)가 행하는 전파 배전압에 관한 제어의 개요에 대해 설명한다. 다이오드 브리지(105)가 교류 전압의 정의 반 사이클로 배전압 콘덴서(107a, 107b)를 충전하고 있을 때에는, 전파 배전압 전환 스위치(119)는 오프로 되어 있다. 다음에, 다이오드 브리지(105)가 교류 전압의 부의 반 사이클로 정류할 때에는, 컨버터 제어부(117)는 전파 배전압 전환 스위치(119)를 온으로 한다. 이에 의해, 배전압 콘덴서(107b)만이 충전된다. 이 결과, 직렬로 접속된 배전압 콘덴서(107A, 107B)의 양단부[즉, 컨버터 회로(100B)의 출력 단자]에는 전파 배전압이 발생한다.
따라서, 도 20에 도시한 바와 같은, 직류 출력 전압의 제어가 가능하며, 또한 전파 배전압의 제어가 가능한 컨버터 회로(100B)를, 도 1 또는 도 12의 3상 인버터 회로(17A)의 입력 전원으로서 사용함으로써, 3상 인버터 회로(17A)의 직류 입력 전압을 크게 변화시킬 수 있다. 그 결과, 제2 실시 형태에서 서술한 변조율에 기초하여 적절한 변조 방식을 사용하는 이점을 더욱 양호하게 발휘할 수 있다.
《제5 실시 형태》
도 21은 본 발명의 제5 실시 형태에 관한 모터 제어 장치의 전체 구성을 도시하는 블록도이다.
도 21에 도시하는 제5 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11C)는, 도 1에 도시하는 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)와, 도 12에 도시하는 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11B)를 조합하여, 스위칭 소자에 관한 접합부 온도(Tj)와, 회로 전류(Io)와, 변조율(kh)에 기초하여, 적절한 변조 방식을 전환하여 사용하는 구성을 채용한 것이다. 따라서, 도 21에 도시하는 제5 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11C)는 도 1 및 도 12에서 설명한 구성 요소만으로 구성되어 있으므로, 중복되는 구성의 설명은 생략한다.
또한, 온도 실측부(30)의 회로 구성은 생략되어 있지만, 도 1에 도시하는 온도 실측부(30)의 회로 구성과 동일하다.
단, 도 21에 도시하는 제5 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11C)에서는, 변조 방식 제어부(23)의 변조 방식 판정부(37)는 스위칭 소자에 관한 접합부 온도(Tj)와, 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)와, 변조율 연산부(45)로부터의 변조율(kh)에 기초하여, 변조 방식을 판정하고 있다.
제5 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11C)에 따르면, 스위칭 소자에 관한 접합부 온도(Tj)와, 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)와, 변조율(kh)에 기초하여, 스위칭 손실이 작은 변조 방식을 전환하여 사용함으로써, 모터 제어 장치(11C)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
또한, 스위칭 소자에 관한 접합부 온도(Tj)의 추정 방법 및 변조율의 연산 방법은 상기한 제1 실시 형태 및 제2 실시 형태와 동일한 방법을 사용한다.
구체적으로는, 예를 들어 입력 전류가 작고 소자 온도가 낮은 경우에는, 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하고, 변조율이 높아지고 스위칭 소자의 스위칭 손실이 증대되어 운전 효율이 악화되는 경우에는, 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상부 고정 120도 2상 변조를 전환하여 사용하면 된다. 이와 같이 하여, 스위칭 소자에 관한 접합부 온도(Tj)와, 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io)와, 변조율(kh)에 기초하여, 스위칭 손실을 포함시킨 3상 인버터 회로 전체의 손실이 작은 변조 방식을 전환하여 사용함으로써, 모터 제어 장치(11C)의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
《제6 실시 형태》
제6 실시 형태에서는, 도 21에 도시하는 제5 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11C)의 직류 전원(1)을, 도 18, 도 19에 도시하는 제3 실시 형태의 직류 출력 전압의 제어가 가능한 컨버터 회로(100A, 200), 또는 도 20에 도시하는 제4 실시 형태의 전파 배전압의 제어가 가능한 컨버터 회로(100B)로 치환한다. 이에 의해, 변조율에 기초하는 변조 방식을 사용하는 이점을 더욱 양호하게 발휘할 수 있다.
《제7 실시 형태》
제1 내지 제6 실시 형태에서는, 3상 인버터 회로(17A)의 상부 아암에 속하는 스위칭 소자(SIup, SIvp, SIwp)에 IGBT를 배치하고, 하부 아암에 속하는 스위칭 소자(SMun, SMvn, SMwn)에 MOSFET를 배치하였다. 제7 실시 형태에서는, 이것과는 반대로, 상부 아암에 속하는 스위칭 소자(SIup, SIvp, SIwp)에 MOSFET를 배치하고, 하부 아암에 속하는 스위칭 소자(SMun, SMvn, SMwn)에 IGBT를 배치한다. 이 경우라도, 스위칭 소자에 관한 접합부 온도(Tj), 3상 인버터 회로(17A)의 회로 전류(Io), 또는 변조율(kh) 중 적절한 조합에 기초하여, 회로 전체의 손실이 적은 변조 방식을 선택적으로 사용함으로써, 모터 제어 장치의 고효율 운전을 정확하게 수행할 수 있다.
《제8 실시 형태》
제1 내지 제7 실시 형태에서는, 3상 인버터 회로(17A)의 상부 아암 또는 하부 아암의 스위칭 소자로서 MOSFET를 사용하였지만, 제8 실시 형태에서는, MOSFET에 비해 온 저항이 낮은 수퍼 정크션 MOSFET[SJ(Super Junction)-MOSFET]를 사용한다. 이에 의해, 더욱 고효율인 3상 인버터 회로를 실현할 수 있다.
《제9 실시 형태》
제1 내지 제7 실시 형태에서는, 3상 인버터 회로(17A)의 상부 아암 또는 하부 아암의 스위칭 소자로서 MOSFET를 사용하였지만, 제9 실시 형태에서는, MOSFET에 비해 온 저항이 낮은 실리콘 카바이드 MOSFET[SiC(Sillicon Carbide)-MOSFET]를 사용한다. 이에 의해, 더욱 고효율인 3상 인버터 회로를 실현할 수 있다.
《제10 실시 형태》
제1 내지 제7 실시 형태에서는, IGBT와 MOSFET, 또는 IGBT와 SJ-MOSFET, 또는 IGBT와 SiC-MOSFET를 조합한 3상 인버터 회로에 대해 설명하였다. 제10 실시 형태에서는, SJ-MOSFET와 SiC-MOSFET를 조합한 3상 인버터 회로를 사용한다. 이 경우에는, 더욱 고효율인 3상 인버터 회로를 실현할 수 있다. 이에 대해, 이하, 도 22 및 도 23을 사용하여 설명한다.
도 22는 Si-MOSFET, SJ-MOSFET 및 SiC-MOSFET의 소자 온도와 온 저항의 관계를 나타내는 특성도이다. 도 22에 있어서, 횡축에 소자 온도, 종축에 온 저항을 나타내고 있다. 도 22에 도시한 바와 같이, Si-MOSFET와 SJ-MOSFET는 정의 온도 특성이 있으므로 소자 온도가 높아지면 온 저항이 커진다. 그러나, SiC-MOSFET는 소자 온도가 상승해도 온 저항이 거의 변화되지 않는 특성을 갖고 있다. 또한, SiC-MOSFET와 SJ-MOSFET는 Si-MOSFET에 비해 온 저항이 낮은 특성을 갖고 있다. 이와 같은 낮은 온 저항의 특성을 이용하여, 3상 인버터 회로의 상하 아암의 스위칭 소자에 SJ-MOSFET와 SiC-MOSFET를 조합하여 이용하는 것이 바람직하다.
도 23은 본 발명의 제10 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11D)의 전체 구성을 도시하는 블록도이다.
제10 실시 형태에서는, 도 23에 도시한 바와 같이 3상 인버터 회로(17B)의 상부 아암에 속하는 스위칭 소자(SIup, SIvp, SIwp)에 SiC-MOSFET를 배치하고, 하부 아암에 속하는 스위칭 소자(SMun, SMvn, SMwn)에 SJ-MOSFET를 배치한 구성으로 되어 있다. 도 23에서는 상부 아암, 하부 아암 모두에 동일한 MOSFET의 심볼로 되어 있다. 또한, 3상 인버터 회로(17B) 이외는, 도 1에 도시한 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11A)와 동일한 구성이므로, 중복되는 설명은 생략한다.
또한, 도 22에 도시하는 소자 특성과는 달리, SJ-MOSFET와 SiC-MOSFET의 온 저항을 비교했을 때에, SJ-MOSFET의 쪽이, 온 저항이 작은 경우가 있다. 이와 같은 경우에는, 하부 아암의 SJ-MOSFET의 전류 통류율을 높임으로써 고효율로 된다. 그러나, 소자 온도가 상승하면 SJ-MOSFET의 온 저항이 증대되어, SJ-MOSFET와 SiC-MOSFET의 스위칭 손실의 대소 관계가 역전하므로, 스위칭 소자의 고온 시에는, 상부 아암의 SiC-MOSFET로의 전류 통류율을 높임으로써 고효율 운전을 유지할 수 있다.
이와 같은 것으로부터, 도 23에 도시하는 3상 인버터 회로(17B)에 있어서, 스위칭 소자에 관한 온도가 저온일 때에는, 하부 아암으로의 전류 통류율을 높이도록 하부 고정 120도 2상 변조를 행한다. 또한, 스위칭 소자에 관한 온도가 고온일 때에는, 상부 아암으로의 전류 통류율을 높이도록, 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상부 고정 120도 2상 변조로 전환한다. 이에 의해, 도 23에 도시하는 제10 실시 형태에 관한 모터 제어 장치(11D)는 고효율 운전을 유지할 수 있다.
또한, 3상 인버터 회로(17B)의 구성으로서, 상부 아암에 SJ-MOSFET를 배치하고, 하부 아암에 SiC-MOSFET를 배치한 경우에 대해서도, 모터 제어 장치(11D)의 고효율 운전은 발휘된다. 이 경우에는, 스위칭 소자에 관한 온도가 저온일 때에는 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하고, 스위칭 소자에 관한 온도가 고온일 때에는, 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 하부 고정 120도 2상 변조를 전환하여 사용하면 된다.
《제11 실시 형태》
제1 내지 제10 실시 형태에서는, 스위칭 손실을 저감시키기 위해, 스위칭 소자에 관한 접합부 온도, 3상 인버터 회로의 회로 전류, 또는 변조율에 기초하여, 변조 방식을 전환하여 사용하는 방법에 대해 설명하였다. 이는, 스위칭 소자로서 사용하는 MOSFET의 환류 다이오드(기생 다이오드)의 역회복 시간이 크기 때문에, MOSFET와 아암이 쌍으로 되어 있는 IGBT가 스위칭함으로써, 큰 역회복 전류가 발생하기 때문이다. 따라서, 회로 전류, 소자 온도, 또는 변조율에 의해 변조 방식을 전환하는 방법 외에, MOSFET의 환류 다이오드로서 실리콘 카바이드를 사용한 소자인 SiC-쇼트키 배리어 다이오드[SiC-SBD(Schottky Barrier Diode)]를 사용하면 스위칭 손실을 더욱 저감시킬 수 있다.
이 SiC-SBD는 일반적인 패스트 리커버리 다이오드(FRD:Fast Recovery Diode) 등으로 대표되는, Si(실리콘)를 사용한 다이오드의 역회복 특성을 개선한 소자로, 역회복 전류의 저감에 효과가 있다. 이에 대해, 도 24에 도시한 바와 같은, MOSFET에 역병렬로 SiC-SBD를 접속한 회로 구성을 도시한 도면을 사용하여 설명한다. 즉, MOSFET의 환류 다이오드로서, 도 24에 도시한 바와 같이, MOSFET(51)의 드레인 소스 사이에 SiC-SBD(53)를 접속하고, 환류 전류를 기생 다이오드(55)에 비해 SiC-SBD(53)에 많이 흘려 역회복 전류를 억제함으로써, 스위칭 손실의 가일층의 저감에 유효해진다.
또한, 환류 다이오드로서의 SiC-SBD는 MOSFET의 드레인과 소스 사이, 또는 IGBT의 콜렉터와 에미터 사이의 양자 또는 어느 한쪽에, 접속하는 구성을 채용할 수 있다.
《제12 실시 형태》
제1 내지 제10 실시 형태에서는 모터 제어 장치에 대해 설명하였지만, 제12 실시 형태로서, 제1 내지 제10 실시 형태에 관한 모터 제어 장치를 공기 조화기에 사용함으로써, 고효율의 공기 조화기를 실현할 수 있다. 즉, 제1 내지 제10 실시 형태에 관한 모터 제어 장치에 의해, 3상 동기 모터의 구동 제어를 행하도록 구성된 공기 조화기를 채용하면, 고효율이고 높은 에너지 절약 성능을 갖는 공기 조화기를 제공할 수 있다.
구체적으로는, 예를 들어 이들 모터 제어 장치를 공기 조화기에 탑재하고, 상기 모터 제어 장치를 공기 조화기의 실외 팬 모터의 구동 제어의 용도로 적용하면, 고효율이고 높은 에너지 절약 성능을 갖는 공기 조화기를 실현할 수 있다.
공기 조화기는 도 6 및 도 7에 도시하는 저부하 영역(중간ㆍ정격 영역)에서의 운전 효율을 향상시킴으로써, 에너지 절약 성능을 나타내는 지수인 APF(Annual Performance Factor)를 크게 향상시킬 수 있다. 본 발명의 각 실시 형태에 관한 모터 제어 장치에서는 3상 인버터 회로의 회로 전류나 스위칭 소자에 관한 온도나 변조율에 따라서 변조 방식을 최적으로 전환하고 있다. 그로 인해, 본 발명의 각 실시 형태에 관한 모터 제어 장치를 통해 에너지 절약 성능이 높은 공기 조화기를 제공할 수 있다.
《정리》
이상, 본 발명에 관한 모터 제어 장치 및 공기 조화기의 실시 형태에 대해 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 전술한 각 실시 형태의 내용으로 한정되는 것은 아니고, 그 요지를 일탈하지 않는 범위에서 다양한 변경이 가능한 것은 물론이다.
11A : 제1 실시 형태에 관한 모터 제어 장치
11B : 제2 실시 형태에 관한 모터 제어 장치
11C : 제3 실시 형태에 관한 모터 제어 장치
11D : 제10 실시 형태에 관한 모터 제어 장치
13 : 직류 전원
15 : 3상 동기 모터(3상 모터)
17A, 17B : 3상 인버터 회로
19 : 가선 전류 센서
21 : 접합부 온도 검출부(온도 검출부)
23 : 변조 방식 제어부
25 : 인버터 구동 회로
27 : 전압 검출부
29 : 모터 제어부
30 : 온도 실측부
31 : 접합부 온도 추정부
33 : 풀업 저항
35 : 서미스터
37 : 변조 방식 판정부
39 : 변조 방식 지령부
41 : 모터 전류 재현부
43 : 모터 전류 연산부
45 : 변조율 연산부
51 : MOSFET
53 : SiC-SBD
55 : 기생 다이오드
Dup : 환류 다이오드
Dun : 기생 다이오드
Dvp : 환류 다이오드
Dvn : 기생 다이오드
Dwp : 환류 다이오드
Dwn : 기생 다이오드
Io : 회로 전류
PL : 정의 직류 모선
NL : 부의 직류 모선
SIup, SMup(UA1) : 제1 스위칭 소자(스위칭 소자)
SIun, SMun(LA1) : 제2 스위칭 소자(스위칭 소자)
SIvp, SMvp(UA2) : 제3 스위칭 소자(스위칭 소자)
SIvn, SMvn(LA2) : 제4 스위칭 소자(스위칭 소자)
SIwp, SMwp(UA3) : 제5 스위칭 소자(스위칭 소자)
SIwn, SMwn(LA3) : 제6 스위칭 소자(스위칭 소자)
100A, 100B, 200 : 컨버터 회로
101, 201 : 상용 전원
103, 205 : 리액터
105, 203 : 다이오드 브리지
107, 211 : 평활 캐패시터
107A, 107B : 배전압 콘덴서
109 : 쌍방향성 스위치
111 : 제로크로스 검출부
113 : 직류 전압 검출부
115, 217 : 제어기
117, 219 : 컨버터 제어부
119 : 전파 배전압 전환 스위치
207 : 트랜지스터
209 : 역류 방지 다이오드
213 : 직류 전압 검출부
215 : 직류 전류 검출부

Claims (19)

  1. 복수의 스위칭 소자를 갖고 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로를 사용하여 3상 모터의 구동 제어를 행하는 모터 제어 장치이며,
    상기 스위칭 소자의 온도를 검출하는 온도 검출부와,
    상기 3상 인버터 회로에 흐르는 회로 전류를 검출하는 전류 검출부와,
    상기 온도 검출부가 검출한 상기 소자의 온도와 상기 전류 검출부가 검출한 상기 회로 전류에 기초하는 변조 방식을 사용하는 제어를 행하는 변조 방식 제어부를 구비하고,
    상기 3상 인버터 회로를 구성하는 상기 스위칭 소자 중, 상부 아암을 구성하는 스위칭 소자는 IGBT이고, 하부 아암을 구성하는 스위칭 소자는 MOSFET이고,
    상기 변조 방식 제어부는, 변조율이 1.1을 초과하는 과변조로 된 경우에는, 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 120도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 하부 고정 120도 2상 변조 대신에, 상기 상부 아암과 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 60도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상기 상부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 120도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하는 제어를 행하는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
  2. 복수의 스위칭 소자를 갖고 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로를 사용하여 3상 모터의 구동 제어를 행하는 모터 제어 장치이며,
    상기 스위칭 소자의 온도를 검출하는 온도 검출부와,
    상기 3상 인버터 회로에 흐르는 회로 전류를 검출하는 전류 검출부와,
    상기 온도 검출부가 검출한 상기 소자의 온도와 상기 전류 검출부가 검출한 상기 회로 전류에 기초하는 변조 방식을 사용하는 제어를 행하는 변조 방식 제어부를 구비하고,
    상기 3상 인버터 회로를 구성하는 상기 스위칭 소자 중, 상부 아암을 구성하는 스위칭 소자는 MOSFET이고, 하부 아암을 구성하는 스위칭 소자는 IGBT이고,
    상기 변조 방식 제어부는, 변조율이 1.1을 초과하는 과변조로 된 경우에는, 상기 상부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 120도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 상부 고정 120도 2상 변조 대신에, 상기 상부 아암과 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 60도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 120도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하는 제어를 행하는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
  3. 복수의 스위칭 소자를 갖고 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로를 사용하여 3상 모터의 구동 제어를 행하는 모터 제어 장치이며,
    상기 스위칭 소자의 온도를 검출하는 온도 검출부와,
    상기 3상 인버터 회로에 흐르는 회로 전류를 검출하는 전류 검출부와,
    상기 온도 검출부가 검출한 상기 소자의 온도와 상기 전류 검출부가 검출한 상기 회로 전류에 기초하는 변조 방식을 사용하는 제어를 행하는 변조 방식 제어부를 구비하고,
    상기 3상 인버터 회로를 구성하는 상기 스위칭 소자 중, 상부 아암을 구성하는 스위칭 소자는 IGBT이고, 하부 아암을 구성하는 스위칭 소자는 MOSFET이고,
    상기 변조 방식 제어부는, 상기 스위칭 소자에 관한 접합부 온도가 소정의 온도를 초과하는 경우에는, 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 120도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 하부 고정 120도 2상 변조 대신에, 상기 상부 아암과 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 60도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상기 상부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 120도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 상부 고정 120도 2상 변조를 사용하는 제어를 행하는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
  4. 복수의 스위칭 소자를 갖고 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로를 사용하여 3상 모터의 구동 제어를 행하는 모터 제어 장치이며,
    상기 스위칭 소자의 온도를 검출하는 온도 검출부와,
    상기 3상 인버터 회로에 흐르는 회로 전류를 검출하는 전류 검출부와,
    상기 온도 검출부가 검출한 상기 소자의 온도와 상기 전류 검출부가 검출한 상기 회로 전류에 기초하는 변조 방식을 사용하는 제어를 행하는 변조 방식 제어부를 구비하고,
    상기 3상 인버터 회로를 구성하는 상기 스위칭 소자 중, 상부 아암을 구성하는 스위칭 소자는 MOSFET이고, 하부 아암을 구성하는 스위칭 소자는 IGBT이고,
    상기 변조 방식 제어부는, 상기 스위칭 소자에 관한 접합부 온도가 소정의 온도를 초과하는 경우에는, 상기 상부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 120도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 상부 고정 120도 2상 변조 대신에, 상기 상부 아암과 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 60도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 상하 60도 고정 2상 변조, 또는 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 120도씩 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 하부 고정 120도 2상 변조를 사용하는 제어를 행하는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
  5. 복수의 스위칭 소자를 갖고 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하는 3상 인버터 회로를 사용하여 3상 모터의 구동 제어를 행하는 모터 제어 장치이며,
    상기 스위칭 소자의 온도를 검출하는 온도 검출부와,
    상기 3상 인버터 회로에 흐르는 회로 전류를 검출하는 전류 검출부와,
    상기 온도 검출부가 검출한 상기 소자의 온도와 상기 전류 검출부가 검출한 상기 회로 전류에 기초하는 변조 방식을 사용하는 제어를 행하는 변조 방식 제어부를 구비하고,
    상기 3상 인버터 회로를 구성하는 상기 스위칭 소자 중, 상부 아암을 구성하는 스위칭 소자는 IGBT이고, 하부 아암을 구성하는 스위칭 소자는 MOSFET이고,
    변조율이 0.2 이상 0.6 미만인 영역에서는 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 120도만큼 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 하부 고정 120도 2상 변조를 행하고,
    변조율이 0.6 이상인 영역에서는 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 120도만큼 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 하부 고정 120도 2상 변조에 대신하여, 상기 상부 아암과 상기 하부 아암을 구성하는 상기 스위칭 소자를 60도만큼 순차 고정하여 2상 변조를 행하는 상하 60도 고정 2상 변조를 행하는 것을 특징으로 하는, 모터 제어 장치.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 삭제
KR1020120015640A 2011-12-28 2012-02-16 모터 제어 장치 및 공기 조화기 KR101297453B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2011-289698 2011-12-28
JP2011289698A JP5873716B2 (ja) 2011-12-28 2011-12-28 モータ制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20130076662A KR20130076662A (ko) 2013-07-08
KR101297453B1 true KR101297453B1 (ko) 2013-08-16

Family

ID=48678902

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020120015640A KR101297453B1 (ko) 2011-12-28 2012-02-16 모터 제어 장치 및 공기 조화기

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP5873716B2 (ko)
KR (1) KR101297453B1 (ko)
CN (1) CN103187905B (ko)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6117039B2 (ja) * 2013-07-18 2017-04-19 株式会社日立製作所 電力変換装置およびエレベーター
JP6123615B2 (ja) * 2013-09-27 2017-05-10 株式会社豊田自動織機 電動圧縮機
CN105765837B (zh) * 2013-11-18 2018-09-28 三菱电机株式会社 逆变器控制装置
CN104967374B (zh) * 2015-07-13 2018-02-09 江苏元凯电气科技有限公司 一种无刷直流电机驱动器拓扑结构及其控制方法
CN107318272B (zh) 2015-08-28 2019-10-18 富士电机株式会社 半导体装置
JP6674804B2 (ja) * 2016-03-15 2020-04-01 株式会社日立産機システム モータの制御装置および駆動システム
JP6610406B2 (ja) * 2016-04-19 2019-11-27 株式会社デンソー 電力変換装置
JP6765985B2 (ja) * 2017-02-16 2020-10-07 日立オートモティブシステムズ株式会社 インバータ装置および電動車両
US10734935B2 (en) * 2017-09-22 2020-08-04 GM Global Technology Operations LLC Quasi six-step PWM control
JP6836497B2 (ja) * 2017-11-29 2021-03-03 株式会社コロナ モータ制御装置及び空気調和装置
CN113169697B (zh) * 2018-12-17 2023-10-31 三菱电机株式会社 电动机以及搭载有该电动机的空调机
JP7115348B2 (ja) * 2019-02-08 2022-08-09 株式会社豊田自動織機 インバータ
CN110289796A (zh) * 2019-07-19 2019-09-27 广东美的制冷设备有限公司 两相-三相调制方式切换电路及设备

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007288858A (ja) * 2006-04-13 2007-11-01 Sharp Corp モータ制御装置、冷蔵庫、空気調和機
JP2009268304A (ja) * 2008-04-28 2009-11-12 Daikin Ind Ltd インバータ装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4158715B2 (ja) * 2004-02-12 2008-10-01 株式会社デンソー ２相変調方式
JP2008048503A (ja) * 2006-08-11 2008-02-28 Toshiba Kyaria Kk インバータモジュール
JP5047582B2 (ja) * 2006-10-18 2012-10-10 東芝キヤリア株式会社 インバータ装置
JP5018516B2 (ja) * 2008-01-31 2012-09-05 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 回転電機制御装置
JP2011024377A (ja) * 2009-07-17 2011-02-03 Toshiba Carrier Corp 圧縮機駆動装置および冷凍サイクル装置
JP5473511B2 (ja) * 2009-09-18 2014-04-16 三菱電機株式会社 電力用半導体装置
JP2011234466A (ja) * 2010-04-27 2011-11-17 Hitachi Appliances Inc モータ制御装置及びこれを備えた機器

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007288858A (ja) * 2006-04-13 2007-11-01 Sharp Corp モータ制御装置、冷蔵庫、空気調和機
JP2009268304A (ja) * 2008-04-28 2009-11-12 Daikin Ind Ltd インバータ装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP2013141336A (ja) 2013-07-18
JP5873716B2 (ja) 2016-03-01
KR20130076662A (ko) 2013-07-08
CN103187905A (zh) 2013-07-03
CN103187905B (zh) 2016-04-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101297453B1 (ko) 모터 제어 장치 및 공기 조화기
US9595889B2 (en) System and method for single-phase and three-phase current determination in power converters and inverters
Soeiro et al. The new high-efficiency hybrid neutral-point-clamped converter
US9287815B2 (en) Power converter
CN108370223B (zh) 电力转换装置
JP6022130B1 (ja) 電力変換装置
CN108432119B (zh) 电力转换装置
US20120086374A1 (en) Inverter device, motor driving device, refrigerating air conditioner, and power generation system
CN105103427B (zh) 绝缘栅型半导体装置
US20130187588A1 (en) Motor drive system and control method thereof
EP3664271B1 (en) Power conversion device, motor drive device, and air conditioner
CN102270939B (zh) 具有电源再生动作模式的切换功能的电动机驱动装置
CN107370412B (zh) 一种模块化多电平换流器功率模块的通态损耗计算方法
KR20120054508A (ko) 모터 제어 장치, 공기 조화기
US20200127554A1 (en) Power converting apparatus, motor drive control apparatus, blower, compressor, and air conditioner
Stecca et al. Hybrid Si/SiC switch modulation with minimum SiC MOSFET conduction in grid connected voltage source converters
Zheng et al. An improved DC-link series IGBT chopping strategy for brushless DC motor drive with small DC-link capacitance
JP5788540B2 (ja) 電動機駆動装置、及び冷凍空調装置
US20230387785A1 (en) Method and Apparatus for Efficient Switching
JP7034373B2 (ja) 直流電源装置、電力変換装置及び冷凍サイクル装置
JP7048909B1 (ja) 電力変換装置及びそれを備えたヒートポンプシステム
Davletzhanova et al. Electrothermal stresses in SiC MOSFET and Si IGBT 3L-NPC converters for motor drive applications
CN104868765B (zh) 一种逆变器脉宽调制方法
JP5857189B2 (ja) インバータ装置
Yu et al. Comparison of Two and Three-Level AC-DC Rectifier Semiconductor Losses with SiC MOSFETs Considering Reverse Conduction

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160720

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170720

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180719

Year of fee payment: 6