CN104467429A - 一种改善多路输出开关电源性能的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种改善多路输出开关电源性能的方法，按照以下步骤实施：分析输入电压是否为宽范围电压，如果是宽范围输入电压则采用两级拓扑级联的形式，如果是窄范围输入电压或恒定电压，则采用单级拓扑；简化LLC谐振变换器的参数关系，得到LLC谐振变换器的电压增益M表达式；利用数学分析工具绘制出多组不同电感系数情况下的电压增益M关系曲线；对关系曲线进行比较分析，得到符合设计需要的电感系数K、品质因数Q和槽路参数。本发明的一种改善多路输出开关电源性能的方法，使得设计出的多路输出电源效率高、负载交叉调整率好。

Description

一种改善多路输出开关电源性能的方法

技术领域

本发明属于电力电子逆变器和高频变换技术领域，涉及一种改善多路输出开关电源性能的方法。

背景技术

目前，电子产品、电气和通信***在需要多个不同等级的电源电压来供电时，一般有两种设计方案：

一种是电源公司通过设计出每一种电压等级的电压模块，然后根据用户的需求将单路输出的开关电源组合起来，从而达到多路输出的效果。采用这种办法虽然可以为用户提供高精度的电源，满足负荷需要。但是，与此同时电源成本也会翻倍增加，而且从电源的性能方面来说，由于是多个电源的组合，导致各个变换器之间可能会产生无法抑制的拍频干扰，并且在输入侧和输出侧会产生较低频率的纹波，对电源的供电和可靠性造成影响；

另外一种是利用同一个变换器直接与多抽头输出变压器连接，通过变压器每个抽头的不同变比来实现多电压输出，对其中一路反馈控制实现稳压。这种多输出电源的任何一路负载变化都会对其他输出产生很大影响，从而使得整个电源的负载交叉调整率很小，导致各电源输出差异很大，电源稳定性比较差。同时这种电路一般采用硬开关电路，电源效率提高和频率提高之间的矛盾无法解决。

发明内容

本发明的目的是提供一种改善多路输出开关电源性能的方法，电源效率高、负载交叉调整率好。

本发明所采用的技术方案是一种改善多路输出开关电源性能的方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1，当多路输出开关电源所需的输入电压是宽范围电压时，采用分离式结构作为多路输出开关电源的主功率拓扑结构，分离式结构中前级采用Buck变换器，后级采用LLC谐振变换器，LLC谐振变换器的输出侧与全波整流电路连接；

步骤2，简化LLC谐振变换器的参数关系，得到LLC谐振变换器的电压增益M表达式，

$M(f_n,K,Q)=\frac{1}{\sqrt{{(1+\frac{1}{K}-\frac{1}{{{\mathrm{Kf}}_n}^2})}^2+Q^2{(f_n-\frac{1}{f_n})}^2}};---\left(1\right)$

其中 $K=\frac{L_m}{L_r},Q=\frac{1}{R_{\mathrm{ac}}}\sqrt{\frac{L_r}{C_r}},f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_r{C}_r}},f_n=\frac{f_s}{f_r};$

f_n为归一化频率；K为电感系数；Q为品质因数；

L_m为变换器的励磁电感；L_r为谐振电感；C_r为谐振电容；f_r为固有谐振频率；f_s为变换器的开关频率；R_o为电源的实际负载；R_ac为实际负载等效到变压器原边的等效负载；

步骤3，绘制关系曲线，

将步骤2中得到的LLC谐振变换器的电压增益M表达式利用数学分析工具绘制出多组不同电感系数情况下的关系曲线，关系曲线为电压增益M在不同的Q值的情况下随归一化频率f_n变化的曲线；

步骤4，曲线分析，

对步骤3中绘制得到的关系曲线进行比较分析，得到符合设计需要的电感系数K、品质因数Q和谐振槽路参数，其中谐振槽路参数包括：谐振电容C_r，谐振电感L_r，励磁电感L_m，上述符合设计需要的各个参数是指使得LLC谐振变换器能够达到谐振且满足多路输出开关电源需要的参数；

本发明的特点还在于，

步骤3具体按照以下步骤实施：

步骤3.1，对LLC谐振变换器进行简化和等效变换得到LLC谐振变换器的等效电路图；

步骤3.2，采用基波分析法对LLC谐振变换器及变压器进行建模，得到输入阻抗Z_in：

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{1}{{\mathrm{SC}}_r}+{\mathrm{SL}}_r+{\mathrm{SL}}_m\left|\right|R_{\mathrm{ac}};---\left(2\right)$

步骤3.3，R_o为负载电阻；令上式(2)中得到传递函数为：

$H_{\mathrm{ac}}\left(s\right)=\frac{E}{U_{\mathrm{AB}}}=\frac{R_{\mathrm{ac}}//{\mathrm{SL}}_m}{{\mathrm{SL}}_r+\frac{1}{{\mathrm{SC}}_r}+R_{\mathrm{ac}}//{\mathrm{SL}}_m};$

即 $\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{ac}}\left(\mathrm{jw}\right)=\frac{E}{U_{\mathrm{AB}}}=\frac{R_{\mathrm{ac}}//\mathrm{jw}{L}_m}{\mathrm{jw}{L}_r+\frac{1}{\mathrm{jw}{C}_r}+R_{\mathrm{ac}}//\mathrm{jw}{L}_m}\\ =\frac{1}{1+\frac{L_r}{L_m}-\frac{1}{w^2{L}_m{C}_r}+j(\frac{{\mathrm{wL}}_r}{R_{\mathrm{ac}}}-\frac{1}{{\mathrm{wC}}_r{R}_{\mathrm{ac}}})};\end{array}---\left(3\right)$

将 $K=\frac{L_m}{L_r};Q=\frac{1}{R_{\mathrm{ac}}}\sqrt{\frac{L_r}{C_r}};f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_r{C}_r}};f_n=\frac{f_s}{f_r},$ 代入(3)式得到

$H_{\mathrm{ac}}\left(\mathrm{jw}\right)=\frac{1}{1+\frac{1}{K}-\frac{1}{K{f_n}^2}+\mathrm{jQ}(f_n-\frac{1}{f_n})};---\left(4\right)$

对(4)式取模值得到：

$\left|H_{\mathrm{ac}}\left(\mathrm{jw}\right)\right|=\sqrt{{(1+\frac{1}{K}-\frac{1}{K{f}_n})}^2+Q^2{(f_n-\frac{1}{f_n})}^2};---\left(5\right)$

得到LLC谐振变换器的交流电压增益为：

$M(f_n,K,Q)=\frac{1}{\sqrt{{(1+\frac{1}{K}-\frac{1}{{{\mathrm{Kf}}_n}^2})}^2+Q^2{(f_n-\frac{1}{f_n})}^2}}.---\left(6\right)$

步骤4中曲线分析过程具体为：

当品质因数Q固定时，K取值为3～7能够使得LLC谐振变换器达到谐振；

由 $Q=\frac{2\mathrm{\π}{f}_r{L}_r}{R_{\mathrm{ac}}},K=\frac{L_m}{L_r}$ 得，

$Q=\frac{2\mathrm{\π}{f}_r{L}_m}{K{R}_{\mathrm{ac}}}---\left(7\right)$

当K值固定时，Q取值为(0.92～0.95)·Q_max，能够使得LLC谐振变换器达到谐振；根据LLC网络的输入阻抗为纯阻性得到Q_max的表达式：

$Q_{\max }=\frac{1}{K{M}_{\max }}\sqrt{K-\frac{M_{\max }^2}{M_{\max }^2-1}};---\left(8\right)$

其中M_max为最大输入电压增益，且V_o为最大输出电压，V_d为整流二极管的导通压降(取值为0.7)，V_inMin为最小输入电压，n为变压器的变比；Q_max为品质因数最大值；

槽路参数由以下方法计算得到：

谐振电容C_r：

$C_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×f_r\×R_{\mathrm{ac}}\×Q};---\left(9\right)$

谐振电感L_r：

$L_r=\frac{{\mathrm{QR}}_{\mathrm{ac}}}{2\mathrm{\π}\×f_r};---\left(10\right)$

激磁电感L_m：

L_m＝K·L_r。   (11)

本发明的有益效果是在多路输出的电源结构中利用LLC谐振变换器的特性，并且采用两级拓扑级联的结构简化了控制电路，提高了效率，同时负载交叉调整率也得到了显著提高。

附图说明

图1是本发明一种改善多路输出开关电源性能的方法的流程示意图；

图2是本发明中LLC谐振变换器的等效电路图；

图3(a)是电感系数为10时不同Q值随频率的变化曲线图；

图3(b)是电感系数为3.3时不同Q值随频率的变化曲线图；

图3(c)是是电感系数为2时不同Q值随频率的变化曲线图；

图3(d)是是电感系数为1.25时不同Q值随频率的变化曲线图；

图4是本发明仿真实验中逆变电源***的整体结构示意图；

图5(a)是本发明中LLC谐振变换器的谐振槽路谐振电流以及开关管和驱动波形、输出整流二极管电流波形；

图5(b)是三路输出的电压波形；

图6是本发明的实验的波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明的目的是提供一种改善多路输出开关电源性能的方法，如图1所示，按照以下步骤进行：

步骤1，当多路输出开关电源所需的输入电压是宽范围电压时，采用分离式结构作为多路输出开关电源的主功率拓扑结构，分离式结构中前级采用Buck变换器，后级采用LLC谐振变换器，LLC谐振变换器的输出侧与全波整流电路连接；

步骤2，简化LLC谐振变换器的参数关系，得到LLC谐振变换器的电压增益M表达式，

$M(f_n,K,Q)=\frac{1}{\sqrt{{(1+\frac{1}{K}-\frac{1}{{{\mathrm{Kf}}_n}^2})}^2+Q^2{(f_n-\frac{1}{f_n})}^2}};---\left(1\right)$

其中 $K=\frac{L_m}{L_r},Q=\frac{1}{R_{\mathrm{ac}}}\sqrt{\frac{L_r}{C_r}},f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_r{C}_r}},f_n=\frac{f_s}{f_r};$

f_n为归一化频率；K为电感系数；Q为品质因数；

L_m为变换器的励磁电感；L_r为谐振电感；C_r为谐振电容；f_r为固有谐振频率；f_s为变换器的开关频率；R_o为电源的实际负载；R_ac为实际负载等效到变压器原边的等效负载；

步骤3，绘制关系曲线，

将步骤2中得到的LLC谐振变换器的电压增益M表达式利用数学分析工具绘制出多组不同电感系数情况下的关系曲线，关系曲线为电压增益M在不同的Q值的情况下随归一化频率f_n变化的曲线；

其中，步骤3具体按照以下步骤实施：

步骤3.1，对LLC谐振变换器进行简化和等效变换得到LLC谐振变换器的等效电路图；

步骤3.2，采用基波分析法对LLC谐振变换器及变压器进行建模，得到输入阻抗Z_in：

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{1}{{\mathrm{SC}}_r}+{\mathrm{SL}}_r+{\mathrm{SL}}_m\left|\right|R_{\mathrm{ac}};---\left(2\right)$

步骤3.3，R_o为负载电阻；令上式(2)中得到传递函数为：

$H_{\mathrm{ac}}\left(s\right)=\frac{E}{U_{\mathrm{AB}}}=\frac{R_{\mathrm{ac}}//{\mathrm{SL}}_m}{{\mathrm{SL}}_r+\frac{1}{{\mathrm{SC}}_r}+R_{\mathrm{ac}}{//\mathrm{SL}}_m};$

即 $\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{ac}}\left(\mathrm{jw}\right)=\frac{E}{U_{\mathrm{AB}}}=\frac{R_{\mathrm{ac}}//\mathrm{jw}{L}_m}{\mathrm{jw}{L}_r+\frac{1}{\mathrm{jw}{C}_r}+R_{\mathrm{ac}}//\mathrm{jw}{L}_m}\\ =\frac{1}{1+\frac{L_r}{L_m}-\frac{1}{w^2{L}_m{C}_r}+j(\frac{{\mathrm{wL}}_r}{R_{\mathrm{ac}}}-\frac{1}{{\mathrm{wC}}_r{R}_{\mathrm{ac}}})};\end{array}---\left(3\right)$

将 $K=\frac{L_m}{L_r};Q=\frac{1}{R_{\mathrm{ac}}}\sqrt{\frac{L_r}{C_r}};f_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_r{C}_r}};f_n=\frac{f_s}{f_r},$ 代入(3)式得到

$H_{\mathrm{ac}}\left(\mathrm{jw}\right)=\frac{1}{1+\frac{1}{K}-\frac{1}{{{\mathrm{Kf}}_n}^2}+\mathrm{jQ}(f_n-\frac{1}{f_n})};---\left(4\right)$

对(4)式取模值得到：

$\left|H_{\mathrm{ac}}\left(\mathrm{jw}\right)\right|=\sqrt{{(1+\frac{1}{K}-\frac{1}{K{f}_n})}^2+Q^2{(f_n-\frac{1}{f_n})}^2};---\left(5\right)$

得到LLC谐振变换器的交流电压增益为：

$M(f_n,K,Q)=\frac{1}{\sqrt{{(1+\frac{1}{K}-\frac{1}{{{\mathrm{Kf}}_n}^2})}^2+Q^2{(f_n-\frac{1}{f_n})}^2}}.---\left(6\right)$

步骤4，曲线分析，

对步骤3中绘制得到的关系曲线进行比较分析，得到符合设计需要的电感系数K、品质因数Q和谐振槽路参数，其中谐振槽路参数包括：谐振电容C_r，谐振电感L_r，励磁电感L_m，上述符合设计需要的各个参数是指使得LLC谐振变换器能够达到谐振且满足多路输出开关电源需要的参数；

其中，曲线分析过程具体为：

当品质因数Q固定时，K取值为3～7能够使得LLC谐振变换器达到谐振；

由 $Q=\frac{2\mathrm{\π}{f}_r{L}_r}{R_{\mathrm{ac}}},K=\frac{L_m}{L_r}$ 得，

$Q=\frac{2\mathrm{\π}{f}_r{L}_m}{K{R}_{\mathrm{ac}}};---\left(7\right)$

当K值固定时，Q取值为(0.92～0.95)·Q_max，能够使得LLC谐振变换器达到谐振；根据LLC网络的输入阻抗为纯阻性得到Q_max的表达式：

$Q_{\max }=\frac{1}{K{M}_{\max }}\sqrt{K-\frac{M_{\max }^2}{M_{\max }^2-1}};---\left(8\right)$

其中M_max为最大输入电压增益，且V_o为最大输出电压，V_d为整流二极管的导通压降(取值为0.7)，V_inMin为最小输入电压，n为变压器的变比；Q_max为品质因数最大值；

槽路参数由以下方法计算得到：

谐振电容C_r：

$C_r=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×f_r\×R_{\mathrm{ac}}\×Q};---\left(9\right)$

谐振电感L_r：

$L_r=\frac{{\mathrm{QR}}_{\mathrm{ac}}}{2\mathrm{\π}\×f_r};---\left(10\right)$

激磁电感L_m：

L_m＝K·L_r。   (11)

通过对公式(1)分析可发现，当电路工作在谐振状态时，即f_s＝f_r，电压的增益为：M(K,Q)＝1。当谐振变换器工作在谐振频率时，谐振网络的电压增益恒定等于1，与励磁电感L_m和负载无关。因此，能够克服多路输出时负载交叉调整率比较差的问题。

图3中的(a)、(b)、(c)、(d)四幅图分别是电感系数为10、电感系数为3.3、电感系数为2、电感系数为1.25时不同Q值时电压增益随频率的变化曲线图。从图中可以看出，随着K的减小，变换器空载时的最大电压增益频率f_∞逐渐靠向谐振频率f_r，而M_∞渐近线逐渐下降，带载时候的最大电压增益也急剧增大。当同一品质因数Q时，随着电感系数K的减小，变换器谐振网络的电压增益曲线M(f_n,K,Q)逐渐变陡。也就是说：Q固定时，电感系数K的越小，获得相同电压增益的频率变化范围就会越窄，变换器的调节就更容易，变换器的设计也更简单。因此，就这一点来说，电感系数K越小越好。与之相反，电感系数K越大，获得相同电压增益的频率变化范围越大，变换器的调节更难，变换器的设计也变得困难。然而对于应用在多路输出电源上的LLC变换器，K值得取值应该相对取得大一些。如果取值较大的话LLC变换器倘若工作频率偏离了谐振点，这样LLC变换器的电压增益也不至于变动过大，而影响输出电压的稳定。

为了验证本发明方法的效果，通过如图4所示的电路设计好整个电路进行仿真和实验验证。整个电路主要包括以下几个部分：宽范围电压输入、非隔离DC/DC变换器、半桥LLC谐振变换器、整流电路，其中，非隔离DC/DC变换器采用BUCK变换器，整流电路采用全波整流电路。

根据设计和仿真得到的结果如图5所示，图5(a)是半桥LLC谐振变换器的谐振槽路电流以及开关管和驱动波形、输出整流二极管电流波形，从图中可以直观的看到，只要后级的LLC变换器工作在特定的频率范围，开关管可以实现零电压开通，后级的整流二极管可以实现零电流关断，有助于效率的提升。图5(b)为三路输出的电压波形，可以看出即使有一路负载突变对旁路输出的影响也是很小的。

实验结果如图6所示，从图6(a)，图6(b)，图6(c)可以看出只要在设计范围之内，谐振网络的输入电压值基本可以稳定在给定值上，从而满足固定频率时谐振网络的输入电压要求。在图6(d)中，V₁为输出5.0V的电压；V₂为输出15.0V的电压；i_Lr为谐振槽路的电流。在t时刻，V₁路输出负载重载50％，从实验波形可以看出，当负载突变时，谐振腔内的电流明显增大，V₂输出电压几乎没有波动，V₁输出电压只有很小的波动。

Claims (3)

1.一种改善多路输出开关电源性能的方法，其特征在于，按照以下步骤进行：

步骤1，当多路输出开关电源所需的输入电压是宽范围电压时，采用分离式结构作为多路输出开关电源的主功率拓扑结构，所述分离式结构中前级采用Buck变换器，后级采用LLC谐振变换器，所述LLC谐振变换器的输出侧与全波整流电路连接；

步骤2，简化LLC谐振变换器的参数关系，得到LLC谐振变换器的电压增益M表达式，

其中

f_n为归一化频率；K为电感系数；Q为品质因数；

L_m为变换器的励磁电感；L_r为谐振电感；C_r为谐振电容；f_r为固有谐振频率；f_s为变换器的开关频率；R_o为电源的实际负载；R_ac为实际负载等效到变压器原边的等效负载；

步骤3，绘制关系曲线，

将步骤2中得到的LLC谐振变换器的电压增益M表达式利用数学分析工具绘制出多组不同电感系数情况下的关系曲线，所述关系曲线为，电压增益M在不同的Q值的情况下随归一化频率f_n变化的曲线；

步骤4，曲线分析，

对步骤3中绘制得到的关系曲线进行比较分析，得到符合设计需要的电感系数K、品质因数Q和谐振槽路参数，其中谐振槽路参数包括：谐振电容C_r，谐振电感L_r，励磁电感L_m，上述符合设计需要的各个参数是指使得LLC谐振变换器能够达到谐振且满足多路输出开关电源需要的参数。

2.根据权利要求1所述的一种改善多路输出开关电源性能的方法，其特征在于，所述步骤3具体按照以下步骤实施：

步骤3.1，对LLC谐振变换器进行简化和等效变换得到LLC谐振变换器的等效电路图；

步骤3.2，采用基波分析法对LLC谐振变换器及变压器进行建模，得到输入阻抗Z_in：

步骤3.3，R_o为负载电阻；令上式(2)中得到传递函数为：

即

将代入(3)式得到

对(4)式取模值得到：

得到LLC谐振变换器的交流电压增益为：

3.根据权利要求1或2所述的一种改善多路输出开关电源性能的方法，其特征在于，步骤4中曲线分析过程具体为：

当品质因数Q固定时，K取值为3～7能够使得LLC谐振变换器达到谐振；

由得，

当K值固定时，Q取值为(0.92～0.95)·Q_max，能够使得LLC谐振变换器达到谐振；根据LLC网络的输入阻抗为纯阻性得到Q_max的表达式：

其中M_max为最大输入电压增益，且V_o为最大输出电压，V_d为整流二极管的导通压降(取值为0.7)，V_inMin为最小输入电压，n为变压器的变比；Q_max为品质因数最大值；

槽路参数由以下方法计算得到：

谐振电容C_r：

谐振电感L_r：

激磁电感L_m：

L_m＝K·L_r (11)。