CN104270152B

CN104270152B - 用于电荷耦合流水线模数转换器的pvt不敏感共模电荷控制装置

Info

Publication number: CN104270152B
Application number: CN201410539911.1A
Authority: CN
Inventors: 于宗光; 陈珍海; 钱宏文; 季惠才; 封晴
Original assignee: CETC 58 Research Institute
Current assignee: CETC 58 Research Institute
Priority date: 2014-10-13
Filing date: 2014-10-13
Publication date: 2017-12-22
Anticipated expiration: 2034-10-13
Also published as: CN104270152A

Abstract

本发明涉及一种可用于控制电荷耦合流水线模数转换器内部共模电荷的电路装置。包括两个输出共模可调电荷传输电路（BBD）、一个共模检测调整电路、一个关断电压复制电路。本发明的目标是对现有电荷传输技术引起的共模电荷问题进行抑制，通过2种调整方式达到精确调整共模电荷的目的。第一种调整方式通过调整共源共栅放大器输入管的衬底电压来改变共源共栅放大器的大信号特性，从而改变整个BBD的关断点电压。第二种方式通过改变并联管M4的栅极电压来改变共源共栅放大器的大信号特性，从而改变整个BBD的关断点电压。这两种方式分别用来应对前述两种共模电荷误差。

Description

用于电荷耦合流水线模数转换器的PVT不敏感共模电荷控制装置

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种可用于控制电荷耦合流水线模数转换器内部共模电荷的电路装置。

技术背景

在电荷耦合流水线模数转换器中，电荷耦合采样保持电路采样得到的电荷包将会送到后续各级电荷耦合子级流水线电路中进行逐级比较量化处理。对于采用全差分结构实现的电荷耦合流水线模数转换器来说，信号处理在两个信号状态以共模信号为中心互补对称的正、负信号处理通路上同步进行，最后以两个信号通道处理结果的差值作为最终处理结果。输入电压信号首先转换为全差分形式的两个电荷包，分别供后续各级全差分电荷耦合子级流水线电路量化处理，最后得到量化输出结果。

上述电荷耦合流水线模数转换器中，后续各级电荷耦合子级流水线电路对输入电荷包进行处理时其共模电荷包大小一般保持相等不变。在现有的CMOS工艺条件下，由于工艺波动随机性以及其他各类非理性因素的存在，所实现的各级电荷耦合子级流水线电路的共模电荷大小不能严格相等，而是存在一定的共模误差。

在影响共模电荷的诸多因素中，子级电路之间的电荷传输电路模块的影响至关重要。对于高效电荷传输技术的实现，现有的技术实现方式典型的有专利：US2007/0279507A1增强型电荷传输电路，其典型电路结构如图1所示。电荷传输MOSFET S的栅极V_G被连接到由MOS管M1、M2和M3构成的运算放大器1的输出端。运算放大器1的输出端运算电荷传输之前，S处于关断状态，待传输电荷被存储在C₁上。图2为该电路的工作电压波形示意图。t0时刻，Ck1发生负阶越变化，Ck1n发生正阶越变化，导致Ni电压V_Ni突变到一个低电位而No的电压V_No突变到一个高电位，运算放大器1将会响应该变化并驱动MOSFET S栅极V_G电压为高电平，使得S开始导通；由于电势差的缘故，Ni上所存储电荷将会以电子形式向No转移，引起V_Ni上升而V_No下降，运算放大器1将同样会响应该变化并驱动MOSFET S栅极V_G电压逐渐降低；t1时刻，当V_Ni上升到电压V_r时，V_G电压逐渐降低到截止电压V_th时，S重新关断，电荷传输过程结束，其中V_r由共源共栅运算放大器的静态工作点确定。

图1所示电路在一个时钟周期内所传输的电荷量Q_T可以用C₁上电荷变化量表示。

上式中，V_Ck1(t0)、V_Ck1(t1)、V_Ni(t0)均为由基准电压直接控制的固定量；V_Ni(t0)由待传输信号电荷量决定，而V_Ni(t1)在电荷传输结束时逼近到电压V_r。整个电荷传输过程中，V_Ni向V_r逼近的速度和精度直接决定了BCT电路的电荷传输速度和精度。若V_r精确稳定，则传输过程中所传输的电荷量为待传输信号电荷的线性函数。但由于V_r由共源共栅运算放大器的静态工作点确定，V_r对于PVT(工艺波动、电源电压噪声、温度变化)波动非常敏感。假设由于PVT波动V_r产生了ΔV的变化，对应V_Ni(t1)将会产生ΔV的电压变化量。由(1)式，我们可以看到ΔV会直接在Q_T上产生ΔQ＝ΔV*C₁的误差电荷量。

当该电路被全差分使用时，可得到传输的共模电荷量为：

可以看出，V_Ni(t1)所带来的误差在共模电荷传输时无法消除，该误差直接传输给后级电路，因此针对该误差必须进行有效控制。

发明内容

本发明的目的是现有技术的不足，提供一种外部信号可线性调整的PVT不敏感的共模电荷控制装置，对现有电荷传输技术引起的共模电荷问题进行抑制。

按照本发明提供的技术方案，所述用于电荷耦合流水线模数转换器的PVT不敏感共模电荷控制装置包括：两个输出共模可调电荷传输电路、一个共模检测调整电路、一个关断电压复制电路；第一输出共模可调电荷传输电路和第二输出共模可调电荷传输电路的OUT端输出信号均输入到共模检测调整电路，共模检测调整电路根据第一输出共模可调电荷传输电路的OUT信号、第二输出共模可调电荷传输电路的OUT信号、控制时钟和参比电压V_REF进行处理并将输出反馈信号Vfb，反馈信号Vfb分别连接到两个输出共模可调电荷传输电路的P端调节OUT端的输出共模，关断电压复制电路根据基准电压V_R,1产生衬底控制电压Vbody连接两个输出共模可调电荷传输电路的B端；第一输出共模可调电荷传输电路和第二输出共模可调电荷传输电路根据IN端、B端和P端的信号各自产生输出OUT信号，全差分的OUT信号被共模检测调整电路检测的同时，还直接输出到下一级共模电荷控制电路；

所述的输出共模可调电荷传输电路包括：NMOS管M4和NMOS管M1的漏极同时被连接到NMOS管M2的源极，NMOS管M4和M1的源极同时被连接到地，NMOS管M1和M4的栅极分别连接IN端和P端，并且NMOS管M1的衬底电位由B端控制；NMOS管M2的漏极连接到电荷传输NMOS管Ms的栅极和PMOS管M3的漏极，同时还连接到NMOS管Men的漏极，NMOS管M2的栅极接偏置电压Vbn；；PMOS管M3的源极连接到PMOS管Mep的漏极，PMOS管M3的栅极接偏置电压Vbp，PMOS管M3的漏极接NMOS管Men的漏极；PMOS管Mep的源极接电源电压，PMOS管Mep的栅极接工作时钟Ck0；NMOS管Men的源极接地，NMOS管Men的栅极接工作时钟Ck0；电荷传输NMOS管Ms源、漏和栅端分别接IN端、OUT端和NMOS管M2的漏极。

所述共模检测调整电路对第一、第二输出共模可调电荷传输电路的输出共模电荷的调整是通过分别控制第一、第二输出共模可调电荷传输电路内部的MOS管M4的P端实现。

所述关断电压复制电路对第一、第二输出共模可调电荷传输电路的输出共模电荷的调整是通过分别控制第一、第二输出共模可调电荷传输电路内部的MOS管M1的衬底电压B端实现。

所述共模检测调整电路包括一个共模误差放大器模块和一个误差信号处理模块，共模误差放大器模块在控制时钟的控制下对差分输出电荷信号和Vref信号进行比较，并将结果输出到误差信号处理模块；误差信号处理模块对共模误差信号进行处理得到Vfb输出信号，用于控制输出共模可调电荷传输电路的P端。共模检测调整电路内部的误差信号处理模块采用可编程跨导放大器电路。

本发明的优点是：通过2种调整方式达到精确调整共模电荷的目的。第一种调整方式通过调整共源共栅放大器输入管的衬底电压来改变共源共栅放大器的大信号特性，从而改变整个BBD的关断点电压。第二种方式通过改变并联管M4的栅极电压来改变共源共栅放大器的大信号特性，从而改变整个BBD的关断点电压。这两种方式分别用来应对前述两种共模电荷误差。

附图说明

图1为现有技术中电荷传输电路原理图。

图2为现有技术中电荷传输波形图。

图3为本发明所述的PVT不敏感共模电荷控制装置结构图。

图4为本发明的输出共模可调电荷传输电路(简称BBD)的电路图。

图5为关断电压复制电路的结构示意图。

图6为图5中低功耗误差放大器电路的一种具体实现。

图7为共模检测调整电路的具体结构框图。

图8为图7中共模误差放大器模块的一种具体实现。

图9为图7中可编程误差信号处理模块的具体实现。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明进行进一步详细的说明。

图3所示为本发明提供的PVT不敏感共模电荷控制电路的结构框图，其包括2个输出共模可调电荷传输电路31和32、一个规模检测调整电路33、一个关断电压复制电路34，图中的35为下一级流水线电路的相关共模电荷控制电路。图3所示电路的连接关系如下：输出共模可调电荷传输电路31和32的OUT端输出信号均为共模检测调整电路33所检测并在控制时钟的控制下与Vref电压进行比较和处理，并将输出反馈信号Vfb连接到电路31和32的P控制端调节OUT端的输出共模；关断电压复制电路34根据电压Vr,1产生衬底控制电压Vbody控制电路31和32的B端；输出共模可调电荷传输电路31和32根据IN、B和P端提供的信号产生输出信号OUT，全差分的OUT信号被共模检测调整电路33检测的同时，还直接输出到下一级(第N+1级)共模电荷控制电路。

对于电荷耦合流水线ADC来说，除了BBD关断点电压受PVT变化而影响共模电荷以外，整个ADC的输入信号共模电平的变化也会使得本级以及以后各级的共模电荷产生较大的误差，从而影响后级电路的正常工作。为了应对这两个因素，本发明的BBD电路提供了两种调整手段来控制子级电路输出共模电荷的误差。这种改进的BBD电路如4所示。第一种调整方式通过调整共源共栅放大器输入管的衬底电压来改变共源共栅放大器的大信号特性，从而改变整个BBD的关断点电压。第二种方式通过改变并联管M4的栅极电压来改变共源共栅放大器的大信号特性，从而改变整个BBD的关断点电压。这两种方式分别用来应对前述两种共模电荷误差。

图4为本发明所述的输出共模可调电荷传输电路的电路图。其在图1所示增强型电荷传输电路的基础上增加了3个MOS管和3个控制信号，3个MOS管分别是：一个并联驱动管M4(NMOS)，时钟复位Mep(PMOS)和Men管(NMOS)；3个控制信号为B、P和工作时钟Ck0。图4所示电路的连接关系为：NMOS管M4和M1的漏极同时被连接到NMOS管M2的源极，M4和M1的源极同时被连接到地，M1和M4的栅极分别连接IN端和P输入端，并且M1的衬底电位转由B控制；M2的漏极连接到NMOS管Ms的栅极和PMOS管M3的漏极，同时还连接到Men的漏极，M2的栅极接偏置电压Vbn；M3的源极连接到Mep的漏极，M3的栅极接偏置电压Vbp，M3的漏极接Men的漏极；Mep的源极接电源电压，栅极接工作时钟Ck0；Men的源极接地，栅极接工作时钟Ck0；电荷传输NMOS管Ms源、漏和栅端分别接IN、OUT和M2的漏极。

图5所示为关断电压复制电路34的结构。该电路实现的功能是对图4中M1管衬底电压的控制，即图3中B点电位的调整和控制。图5所示的关断电压复制电路34其结构上包含误差放大器51和栅自举BBD复制电路52两个电路功能模块。

栅自举BBD复制电路52中共源放大器各晶体管的尺寸与图4中主BBD电路相应晶体管的尺寸必须严格按照固定比例设计。通常为降低电路功耗，电路52中电路尺寸和主BBD电路中相应MOS管尺寸采用等比例缩小的关系设计。复制电路不含电容和时钟控制逻辑，且在传输开关的漏端和源端分别增加了电压源V_B和偏置电流源I_B。电流源I_B非常小，仅为几个μA，因此可以很好地模拟主BBD电路电荷传输即将结束时的状态，其S点的电压即非常接近主BBD传输开关的关断点电压V₀。反馈控制电路中的误差放大器51将S点的电压与设计好的参考电压V_R进行比较，得出误差信号，并进行处理后产生衬底控制信号V_body，调节复制电路中M₁的衬底端。该负反馈即可保证S点的电压始终约等于V_R，从而在很大程度上抑制PVT变化对复制电路S点电压的影响。为实现更好的灵活性，可通过设置N-bit的寄存器控制从电阻串中分走的电流源的大小来改变VR的大小，从而实现对复制电路中开关关断点电压的控制。

图6所示为图5中误差放大器51的一种具体实现，其电路采用了开关电容结构的积分器结构，采用开关电容技术是为了实现更低的功耗，采用传统的连续时间积分器电路同样可以实现上述功能。误差放大器51将反馈控制信号Vbody连接到相应栅自举BBD复制电路52的B端，即可实现对主BBD关断电压的控制。由于反馈控制信号同时调节主电路和复制电路的衬底控制端，所以主BBD的关断点电压将跟随复制电路S点的电压。反馈环路稳定了S点电压，也就使得主BBD的关断点电压始终约等于V_R。

图7所示为本发明所述的共模检测调整电路33的具体实现结构框图，其包含一个共模误差放大器模块和一个误差信号处理模块。共模误差放大器模块在控制时钟的控制下对差分输出电荷信号和Vref信号进行比较，并将结果输出到误差信号处理模块；误差信号处理模块对共模误差信号进行处理得到Vfb输出信号，用于控制BBD电路的P端。图7中所示共模检测调整电路，通过检测电荷耦合子级流水线的输出共模电平与参考信号之间的偏差，根据该偏差产生一个控制信号，改变BBD中并联管的栅极电压P，从而微调BBD的关断电压来抵消输入信号共模电平波动引起的共模电荷误差。

图8所示为图7中共模误差放大器模块的一种具体实现。其结构为基本开关电容采样保持器，其中单管开关为PMOS开关，互补开关上端为NMOS管下端为PMOS管。其工作过程可以分为两相：采样相和建立相。在采样相，cp1变低，cp为高时，阈值电压Vp和Vn与比较器共模偏置Vset接到电容底极板和顶极板进行采样；在建立相，电容底极板接输人信号Vip和Vin，这样输人信号与阈值信号的差值就出现在电压比较器的两个输人端，然后电压比较器开始进行放大。比较信号建立过程如下：在采样相两个电容上的电荷分别是C(Vset－Vip)和C(Vset－Vin)；在建立相，由于电荷守恒，比较器两输人端的电压将分别是Vset－Vip+Vp和Vset－Vin+Vn，相当于将输人电压和比较阈值电压作了比较，即：

(Vset－Vip+Vp)－(Vset－Vin+Vn)＝(Vp-Vn)－(Vip－Vin) (3)

图9所示为图7中所述误差信号处理模块的一种具体实现。为提高设计灵活性，采用了可编程跨导放大器电路。电路具体连接关系为：PMOS管M3和M4构成简单的PMOS电流镜电路，PMOS管M3的栅极接到M3管的漏端，NMOS管M1和M2构成输入差分对，M1的漏极连接到M3的漏极，M2的漏极连接到M4的漏极，NMOS管M1和M2的源极分别连接到电阻R1和R2的上端，电阻R1和R2的下端连接到一起并连接到M5管的漏端，M5的源极连接到M6的漏极，M6的源极连接到地，NMOS管M5和M8构成简单的NMOS电流镜电路，NMOS管M6和M7构成简单的NMOS电流镜电路，NMOS管M7和M8的漏极分别接输入偏置电流源Ib2和Ib1，NMOS管M6的漏极连接到外部调整码控制的电流输入DAC。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.用于电荷耦合流水线模数转换器的PVT不敏感共模电荷控制装置，其特征是，包括两个输出共模可调电荷传输电路、一个共模检测调整电路（33）、一个关断电压复制电路（34）；第一输出共模可调电荷传输电路（31）和第二输出共模可调电荷传输电路（32）的OUT端输出信号均输入到共模检测调整电路（33），共模检测调整电路（33）根据第一输出共模可调电荷传输电路（31）的OUT信号、第二输出共模可调电荷传输电路的OUT信号、控制时钟和参比电压V_REF进行处理并将输出反馈信号Vfb，反馈信号Vfb分别连接到两个输出共模可调电荷传输电路的P端调节OUT端的输出共模，关断电压复制电路（34）根据基准电压V_R,1产生衬底控制电压Vbody连接两个输出共模可调电荷传输电路的B端；第一输出共模可调电荷传输电路（31）和第二输出共模可调电荷传输电路（32）根据IN端、B端和P端的信号各自产生输出OUT信号，全差分的OUT信号被共模检测调整电路（33）检测的同时，还直接输出到下一级共模电荷控制电路；

所述的输出共模可调电荷传输电路包括：NMOS管M4和NMOS管M1的漏极同时被连接到NMOS管M2的源极，NMOS管M4和M1的源极同时被连接到地，NMOS管M1和M4的栅极分别连接IN端和P端，并且NMOS管M1的衬底电位由B端控制；NMOS管M2的漏极连接到电荷传输NMOS管Ms的栅极和PMOS管M3的漏极，同时还连接到NMOS管Men的漏极，NMOS管M2的栅极接偏置电压Vbn；PMOS管M3的源极连接到PMOS管Mep的漏极，PMOS管M3的栅极接偏置电压Vbp，PMOS管M3的漏极接NMOS管Men的漏极；PMOS管Mep的源极接电源电压，PMOS管Mep的栅极接工作时钟Ck0；NMOS管Men的源极接地，NMOS管Men的栅极接工作时钟Ck0；电荷传输NMOS管Ms源、漏和栅端分别接IN端、OUT端和NMOS管M2的漏极。

2.根据权利要求1所述用于电荷耦合流水线模数转换器的PVT不敏感共模电荷控制装置，其特征是，所述共模检测调整电路（33）对第一、第二输出共模可调电荷传输电路的输出共模电荷的调整是通过分别控制第一、第二输出共模可调电荷传输电路内部的MOS管M4的P端实现。

3.根据权利要求1所述用于电荷耦合流水线模数转换器的PVT不敏感共模电荷控制装置，其特征是，所述关断电压复制电路（34）对第一、第二输出共模可调电荷传输电路的输出共模电荷的调整是通过分别控制第一、第二输出共模可调电荷传输电路内部的MOS管M1的衬底电压B端实现。

4.根据权利要求1所述用于电荷耦合流水线模数转换器的PVT不敏感共模电荷控制装置，其特征是，所述共模检测调整电路（33）包括一个共模误差放大器模块和一个误差信号处理模块，共模误差放大器模块在控制时钟的控制下对差分输出电荷信号和Vref信号进行比较，并将结果输出到误差信号处理模块；误差信号处理模块对共模误差信号进行处理得到Vfb输出信号，用于控制输出共模可调电荷传输电路的P端。

5.根据权利要求4所述用于电荷耦合流水线模数转换器的PVT不敏感共模电荷控制装置，其特征是，所述共模检测调整电路（33）内部的误差信号处理模块采用可编程跨导放大器电路。