CN104242643A - 一种同步整流buck变换器的驱动方法及驱动*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种同步整流BUCK变换器的驱动方法及驱动***，步骤为：S1.在一个开关周期内，取样输入电压和输出电压；S2.对输入电压的取样电压和输出电压的取样电压进行模数转换，得到电压V_I″和V_o″；对V_o″进行PID调节，得到输出电压环路占空比控制信号X₁，将X₁输入到数字脉宽调制通道，作为主功率开关管的驱动信号；S3.对电压V_I″和V_o″分别进行放大处理，得到电压V_I″′和V_o″′；S4.获取差值K_e＝V_I″′-V_o″′；将差值K_e与电压V_o″′做除法运算，得到K_d＝(V_I″′-V_o″′)/V_o″′；S5.将K_d以及X₁做乘法运算，得到同步整流开关管的占空比控制信号X₂，将X₂输入到数字脉宽调制通道，作为同步整流开关管的驱动信号。本发明能避免轻载情况下同步整流开关管电流倒灌，有效解决重载情况下同步整流开关管难以快速关断的问题。

Description

一种同步整流BUCK变换器的驱动方法及驱动***

技术领域

本发明涉及一种BUCK变换器，特别涉及一种同步整流BUCK变换器的驱动方法及驱动***。

背景技术

BUCK变换器输出为低压大电流时，传统整流二极管通态损耗和反向恢复损耗大且效率较低。而采用如图1所示的通态电阻极低的场效应晶体管替代整流二极管的同步整流技术，可以有效减少整流损耗。

在BUCK型DC-DC变换器中，由于负载电流的变化，使得变换器具有两种工作模式，即连续导通模式(CCM)以及断续导通模式(DCM)。当负载较大(Ro较小)时电感电流在整个周期内不会回到零，便得电路通常处于连续导通模式(CCM)；但当负载电流持续下降且低到某一个临界值时，此时电感电流的工作模式称为断续导通模式(DCM)，在此期间电感上的电流为零。在DCM模式下，由于如门延、线延、逻辑及寄生等的影响，当负载继续下降(Ro变大)到临界值时，同步整流管并没有关断或者没有完全关断，此时就会发生电流倒灌，使输出电压发生极大的波动。

通常采用的BUCK变换器的驱动控制方法如图2所示，当BUCK变换器主功率开关管驱动信号占空比为D时，驱动信号经过反相器使同步整流开关管驱动信号占空比为1-D。此方法可适用于重载情况，即CCM模式下；当在轻载时，即DCM模式下，若仍保持占空比为1-D，则同步整流开关管开通时间过长，会导致电流倒灌现象，造成整个电路转换效率下降。目前常用的解决方法为通过侦测输出电流来控制同步整流开关管关断，如图3所示。在空载与轻载时，电路工作在电流非连续模式(DCM)下，通过对电流过零点检测，能够实现同步整流开关管的开通及关断，从而有效避免轻载时损耗过大的问题，但在重载情况下，电路工作在电流连续模式(CCM)，无电流过零点，电流零点检测(ZCD)失效，难以实现同步整流开关管的快速关断，从而可能导致共通问题。侦测输出电流法必须要有电流检测和判断电路，从而增加了电路的复杂性。

在公开号为CN103683953 A的中国发明专利申请中公开了一种反激变换器同步整流的自适应驱动方法，如图4所示，该方法中同步整流开关管的驱动信号由原边给出带死区的互补PWM驱动信号和副边检测所得的信号合成，能够在电流过零点处关断同步整流管。但方法需要取样原边电流、副边电流和输出电压，原边和副边电流的取样电路增加了电路的复杂性，轻载情况和重载情况需要结合ZCD电路和与门逻辑来判断，两者控制方式不一致。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种同步整流BUCK变换器的驱动方法，能够避免轻载情况下同步整流开关管开通时间过长而导致的电流倒灌现象，同时能有效解决重载情况下同步整流开关管难以快速关断所导致的共通问题。

本发明的第二目的在于提供一种结构简单的用于实现上述同步整流BUCK变换器的驱动方法的驱动***。

本发明的第一目的通过下述技术方案实现：一种同步整流BUCK变换器的驱动方法，步骤如下：

S1、在一个开关周期TS内，分别取样BUCK变换器的输入电压V_I和输出电压V_o，得到输入电压的取样电压V_I′以及输出电压的取样电压V_o′；

S2、对输入电压的取样电压V_I′和输出电压的取样电压V_o′分别进行AD转换，得到AD转换后的输入电压的取样电压V_I″和输出电压的取样电压V_o″；同时将进行AD转换后的输出电压的取样电压V_o″进行PID调节，得到输出电压环路占空比控制信号X₁，然后将输出电压环路占空比信号X₁输入到主功率开关管驱动信号的数字脉宽调制通道，经过数字脉宽调制通道后产生占空比为D₁的PWM1(Pulse-Width Modulation，脉冲宽度调制)信号，将该占空比为D₁的PWM1信号作为主功率开关管的驱动信号；

S3、对AD转换后的输入电压的取样电压V_I″和AD转换后的输出电压的取样电压V_o″分别进行增益为K1和K2的放大处理，得到电压V_I″′和电压V_o″′，其中增益K₁＝V_I/V_I′，增益K₂＝V_o/V_o′；

S4、将步骤S3中得到的电压V_I″′和电压V_o″′做减法运算，得到差值K_e＝V_I″′-V_o″′；然后将差值K_e＝V_I″′-V_o″′与步骤S3中得到的电压V_o″′做除法运算，得到系数K_d＝(V_I″′-V_o″′)/V_o″′；

S5、将步骤S4中获取的系数K_d＝(V_I″′-V_o″′)/V_o″′以及步骤S2中PID调节后得到输出电压环路占空比控制信号X₁做乘法运算，得到同步整流开关管的占空比控制信号X₂＝K_d×X₁，将该占空比控制信号X₂输入到同步整流开关管驱动信号的数字脉宽调制通道，经过数字脉宽调制通道后产生占空比为D₂的PWM2信号，将该占空比为D₂的PWM2信号作为同步整流开关管的驱动信号。

优选的，所述步骤S2中PID调节的过程如下：首先将经过AD转换后的输出电压的取样电压V_o″作为PID调节的测量值，同时在PID调节中输入基准参考电压V_r，作为PID调节的给定值，给定值和测量值的误差信号V_e＝(V_r-V_o″)经过PID调节和饱和限幅环节后得到输出电压环路占空比控制信号X₁。

优选的，所述步骤S1中通过第一分压电路取样BUCK变换器的输入电压V_I，得到输入电压的取样电压V_I′：

${V_I}^{\′}=\frac{R2}{R1+R2}{V}_I;$

其中电阻R1和电阻R2为第一分压电路中的电阻，其中BUCK变换器的输入正端依次通过电阻R1和电阻R2后接地，电阻R1和电阻R2连接一端为输入电压取样电路的输出端；

对应所述步骤S3中，AD转换后的输入电压的取样电压V_I″进行放大的增益为K₁＝(R₁+R₂)/R₂。

优选的，所述步骤S1中通过第二分压电路取样BUCK变换器的输出电压V_o，得到输出电压的取样电压V_o′为：

${V_o}^{\′}=\frac{R4}{R3+R4}{V}_o;$

其中电阻R3和电阻R4为第二分压电路中的电阻，BUCK变换器的负载输出端依次通过电阻R3和电阻R4后接地，电阻R3和电阻R4连接的一端为输出电压取样电路的输出端；

对应所述步骤S3中，AD转换后的输出电压的取样电压V_o″进行放大的增益为K₂＝(R₃+R₄)/R₄。

本发明的第二目的通过下述技术方案实现：一种用于实现上述同步整流BUCK变换器的驱动方法的驱动***，包括输入电压取样电路、输出电压取样电路、第一驱动电路、第二驱动电路和控制模块；

所述控制模块包括第一数字脉宽调制单元、第二数字脉宽调制单元、第一增益模块、第二增益模块、PID控制模块、减法器模块、乘法器模块和除法器模块；

所述输出电压取样电路的输入端连接BUCK变换器的负载输出端；所述输出电压取样电路输出端通过AD转换电路与PID控制模块输入端连接，为PID控制模块提供测量值；PID控制模块输出端通过第一数字脉宽调制单元与第一驱动电路连接，第一驱动电路连接BUCK变换器的主功率开关管驱动端，为主功率开关管提供驱动信号；

所述输入电压取样电路的输入端连接BUCK变换器的输入端；所述输入电压取样电路和输出电压取样电路的输出端分别通过AD转换电路与第一增益模块和第二增益模块的输入端对应连接；所述第一增益模块和第二增益模块的输出端分别连接减法器模块的输入端，分别为减法器模块提供被减数和减数；所述减法器模块和第二增益电路的输出端分别连接除法器模块的输入端，分别作为除法器模块的被除数和除数；除法器模块的输出端和PID控制模块的输出端分别连接乘法器模块的输入端；乘法器模块的输出端与第二数字脉宽调制单元的输入端连接，第二数字脉宽调制单元的输入端通过第二驱动电路连接同步整流开关管的驱动端，为主功率开关管提供驱动信号。

优选的，所述PID控制模块包括依次连接的PID调节模块和饱和限幅环节模块，所述输出电压取样电路输出端通过AD转换电路与PID调节模块的输入端连接，为PID调节模块提供测量值；所述PID调节模块的输入端输入一个基准参考电压，作为PID调节模块的给定值，PID调节模块12输入端的给定值和测量值的误差信号V_e＝(V_r-V_o″)经过PID调节模块和饱和限幅环节后得到输出电压环路占空比控制信号X₁。

优选的，所述输入电压取样电路包括第一分压电路，所述第一分压电路包括串联的电阻R1和电阻R2，所述BUCK变换器的输入正端依次通过电阻R1和电阻R2后接地，所述电阻R1和电阻R2连接的一端作为输入电压取样电路的输出端；对应所述第一增益模块的增益K1＝(R1+R2)/R2。

优选的，所述输出电压取样电路包括第二分压电路，所述第二分压电路包括串联的电阻R3和电阻R4，所述BUCK变换器的负载输出端依次通过电阻R3和电阻R4后接地，所述电阻R3和电阻R4连接的一端作为输出电压取样电路的输出端；对应所述第二增益模块的增益K2＝(R3+R4)/R4。

优选的，所述第一驱动电路和第二驱动电路均为隔离驱动电路。

优选的，所述控制模块为DSP模块。

本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：

(1)本发明驱动方法和***使得同一开关周期内同步整流BUCK变换器的同步整流开关管的驱动信号由主功率开关管驱动信号控制，在同步整流BUCK变换器轻载情况下，保证了同步整流开关管的及时关断，从而避免了同步整流开关管开通时间过长而引起的电流倒灌现象，降低了轻载损耗。同时在同步整流BUCK变换器重载情况下，本发明驱动方法和***使得主功率开关管驱动占空比为D1，同步整流开关管驱动信号占空比为1-D1，保证重载情况下主功率开关管驱动信号与同步整流开关管驱动信号互补输出，不存在电流侦测方法在电流连续模式下难以快速关断的问题，有效解决重载情况下同步整流开关管难以快速关断所导致的共通问题。

(2)本发明驱动***不需要输出电流检测电路，只需要取样同步整流BUCK变换器的输入电压和输出电压，降低了电路的复杂度，对于同步整流BUCK变换器所提供的驱动信号自动适应负载变化，无需额外条件区分轻载和重载情况。

附图说明

图1是同步整流BUCK变换器的电路结构图。

图2是BUCK变换器同步整流电路通常采用的控制方法对应的电路原理图。

图3是BUCK变换器采用电流侦测法的同步整流控制方法对应的电路原理图。

图4是BUCK变换器采用反激变换器同步整流自适应驱动方法对应的电路原理。

图5是在轻载情况下本发明的主功率开关管和同步整流开关管的驱动信号波形图。

图6是在重载情况下本发明的主功率开关管和同步整流开关管的驱动信号波形图。

图7是本发明同步整流BUCK变换器的驱动***组成原理图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，同步整流BUCK变换器主要有输入电容C_i、主功率开关管S_m、同步整流开关管S_r、输电滤波电感L和电容C_o组成，同步整流BUCK变换器通过驱动主功率开关管S_m以及同步整流开关管S_r的导通状态来实现其降压功能。

本实施例公开了一种同步整流BUCK变换器的驱动方法，步骤如下：

S1、在一个开关周期TS内，分别取样BUCK变换器的输入电压V_I和输出电压V_o，得到输入电压的取样电压V_I′以及输出电压的取样电压V_o′；

在本实施例步骤S1中通过第一分压电路取样BUCK变换器的输入电压V_I，得到输入电压的取样电压V_I′：

${V_I}^{\′}=\frac{R2}{R1+R2}{V}_I;$

其中电阻R1和电阻R2为第一分压电路中的电阻，其中BUCK变换器的输入正端依次通过电阻R1和电阻R2后接地，电阻R1和电阻R2连接一端为输入电压取样电路的输出端；

在本实施例步骤S1中通过第二分压电路取样BUCK变换器的输出电压V_o，得到输出电压的取样电压V_o′为：

${V_o}^{\′}=\frac{R4}{R3+R4}{V}_o;$

其中电阻R3和电阻R4为第二分压电路中的电阻，BUCK变换器的负载输出端依次通过电阻R3和电阻R4后接地，电阻R3和电阻R4连接的一端为输出电压取样电路的输出端。

S2、对输入电压的取样电压V_I′和输出电压的取样电压V_o′分别进行AD转换，得到AD转换后的输入电压的取样电压V_I″和输出电压的取样电压V_o″；同时将进行AD转换后的输出电压的取样电压V_o″进行PID调节，其中经过AD转换后的取样输出电压V_o″作为PID调节的测量值，在PID调节中输入基准参考电压V_r，作为PID调节的给定值，给定值和测量值的误差信号V_e＝(V_r-V_o″)经过PID调节和饱和限幅环节后得到输出电压环路占空比控制信号X₁，在本步骤中AD转换后的输出电压取样值V_o″是数字量，基准参考电压V_r也是一个数字量，PID调节使V_o″无限接近基准电压值Vr，以稳定输出电压值。然后将输出电压环路占空比信号X₁输入到主功率开关管驱动信号的数字脉宽调制通道，经过数字脉宽调制通道后产生占空比为D₁的PWM1信号，将该占空比为D₁的PWM1信号输入到主功率开关管的驱动电路中，得到主功率开关管的驱动信号。

S3、对AD转换后的输入电压的取样电压V_I″和AD转换后的输出电压的取样电压V_o″分别进行增益为K1和K2的放大处理，得到电压V_I″′和电压V_o″′，其中增益K₁＝V_I/V_I′，增益K₂＝V_o/V_o′；由于步骤S1中满足以下关系：

${V_I}^{\′}=\frac{R2}{R1+R2}{V}_I;$

${V_o}^{\′}=\frac{R4}{R3+R4}{V}_o;$

因此本步骤增益满足以下关系：K₁＝(R₁+R₂)/R₂，K₂＝(R₃+R₄)/R₄。

S4、将步骤S3中得到的电压V_I″′和电压V_o″′做减法运算，得到差值K_e＝V_I″′-V_o″′；然后将差值K_e＝V_I″′-V_o″′与步骤S3中得到的电压V_o″′做除法运算，得到系数K_d＝(V_I″′-V_o″′)/V_o″′。

S5、将步骤S4中获取的系数K_d＝(V_I″′-V_o″′)/V_o″′以及步骤S2中PID调节后得到输出电压环路占空比控制信号X₁做乘法运算，得到同步整流开关管的占空比控制信号X₂＝K_d×X₁，将该占空比控制信号X₂输入到同步整流开关管驱动信号的数字脉宽调制通道，经过数字脉宽调制通道后产生占空比为D₂的PWM2信号，将该占空比为D₂的PWM2信号作为同步整流开关管的驱动信号。

在本实施例上述方法中，由于增益K₁＝V_I/V_I′，增益K₂＝V_o/V_o′，因此AD转换后的输入电压的取样电压V_I″和输出电压的取样电压V_o″在分别进行K1和K2的增益放大后得到的电压V_I″′和电压V_o″′满足以下关系，V_I″′≈V_I，V_o″′≈V_o。步骤S4中获取的差值K_e＝V_I″′-V_o″′基本满足以下关系K_e＝V_I-V_o，系数K_d＝(V_I″′-V_o″′)/V_o″′基本满足K_d＝(V_I-V_o)/V_o的关系，因此获取到的同步整流开关管的占空比控制信号X₂为：

$X_2=K_d\×X_1=\frac{V_I-V_o}{V_o}\×X_1.$

在本实施例中步骤S2中生成的输出电压环路占空比信号X₁通过数字脉宽调制通道后产生占空比为D₁的PWM1信号，通过该占空比为D₁的PWM1信号驱动主功率开关管，本实施例步骤S5中生成的同步整流开关管的占空比控制信号X₂通过数字脉宽调制通道后产生占空比为D₂的PWM2信号，通过该占空比为D₂的PWM2信号驱动同步整流开关管。根据输出电压环路占空比信号X₁和同步整流开关管的占空比控制信号X₂所满足的关系，在本实施例方法中占空比为D₁的PWM1信号和占空比为D₂的PWM2信号的占空比D₁和D₂满足以下关系：

$D_2=K_d\×D_1=\frac{V_I-V_o}{V_o}\×D_1;$

如图5所示，在同步整流BUCK变换器轻载时，即处于电流断续模式(DCM)下时，主功率开关管驱动信号的占空比D₁与同步整流开并管驱动信号的占空比D₂满足：

D₂＝K_d×D₁，其中D₂≤1-D₁。

在同步整流BUCK变换器轻载情况下，主功率开关管驱动信号的占空比D₁和同步整流开关管驱动信号的占空比D₂的上述关系确保BUCK变换器电路中电流一为零时，同步整流开关管的驱动信号就为零，使得D₂≤1-D₁成立。在本实施例中同一开关周期内同步整流开关管的驱动信号由主功率开关管驱动信号控制，保证了同步整流开关管的及时关断，从而避免了同步整流开关管开通时间过长而引起的电流倒灌现象，降低了轻载损耗。

如图6所示，在同步整流BUCK变换器工作在重载时，即处于连续导通模式(CCM)下时，占空比为D₁的PWM1信号的占空比D₁满足以下关系：

$D_1=\frac{V_O}{V_I};$

通过上述关系可以得出：

$K_d=\frac{(V_I-V_O)}{V_O}=\frac{(V_I-V_I\×D_1)}{(V_I\×D_1)}=\frac{(1-D_1)}{D_1};$

因此在同步整流BUCK变换器重载情况下，同步整流开关管驱动信号的占空比D₂为：

D₂＝K_d×D₁＝1-D₁。

可见，在同步整流BUCK变换器重载情况下，主功率开关管驱动占空比为D1，同步整流开关管驱动信号占空比为1-D1，保证重载情况下主功率开关管驱动信号与同步整流开关管驱动信号互补输出。本实施例驱动方法使得主功率开关管驱动信号的占空比D₁和同步整流开关管驱动信号的占空比D₂满足的上述关系与理想二极管整流时所满足的驱动信号之间占空比的关系相同，保证了同步整流BUCK变换器的同步整流开关管能够工作在较为理想的整流状态。

如图7所示，本实施例还公开了一种用于实现上述同步整流BUCK变换器的驱动方法的驱动***，包括输入电压取样电路1、输出电压取样电路2、第一驱动电路3、第二驱动电路4和控制模块；

其中在本实施例中输入电压取样电路包括第一分压电路，第一分压电路包括串联的电阻R1和电阻R2，BUCK变换器的输入正端依次通过电阻R1和电阻R2后接地，电阻R1和电阻R2连接的一端作为输入电压取样电路的输出端；输出电压取样电路包括第二分压电路，第二分压电路包括串联的电阻R3和电阻R4，BUCK变换器的负载输出端依次通过电阻R3和电阻R4后接地，电阻R3和电阻R4连接的一端作为输出电压取样电路的输出端；

控制模块包括第一数字脉宽调制单元DPWM110、第二数字脉宽调制单元DPWM211、第一增益模块5、第二增益模块6、PID控制模块、减法器模块7、乘法器模块9和除法器模块8；

输出电压取样电路2的输入端连接BUCK变换器的负载输出端；输出电压取样电路2输出端通过AD转换电路与PID控制模块输入端连接，为PID控制模块提供测量值；PID控制模块输出端通过第一数字脉宽调制单元10与第一驱动电路3连接，第一驱动电路3连接BUCK变换器的主功率开关管驱动端，为主功率开关管提供驱动信号；在本实施例中PID控制模块包括依次连接的PID调节模块12和饱和限幅环节模块13，输出电压取样电路1输出端通过AD转换电路与PID调节模12块的输入端连接，为PID调节模块12提供测量值V_o″；PID调节模块12的输入端输入一个基准参考电压V_r，作为PID调节模块的给定值。PID调节模块12输入端的给定值和测量值的误差信号V_e＝(V_r-V_o″)经过PID调节模块和饱和限幅环节后得到输出电压环路占空比控制信号X₁。在本实施例中AD转换电路转换后的输出电压取样值V_o″是数字量，基准参考电压V_r也是一个数字量，PID调节模块和饱和限幅环节使V_o″无限接近基准电压值Vr，以稳定输出电压值。

输入电压取样电路1的输入端连接BUCK变换器的输入端；输入电压取样电路1和输出电压取样电路2的输出端分别通过AD转换电路与第一增益模块5和第二增益模块6的输入端对应连接；其中在本实施例中第一增益模块5的增益K1＝(R1+R2)/R2，第二增益模块6的增益K2＝(R3+R4)/R4。第一增益模块5和第二增益模块6的输出端分别连接减法器模块7的输入端，分别为减法器模块7提供被减数和减数；所述减法器模块7和第二增益电路6的输出端分别连接除法器模块8的输入端，分别作为除法器模块8的被除数和除数；除法器模块8的输出端和PID控制模块的输出端分别连接乘法器模块9的输入端；乘法器模块9的输出端与第二数字脉宽调制单元11的输入端连接，第二数字脉宽调制单元11的输入端通过第二驱动电路4连接同步整流开关管的驱动端，为主功率开关管提供驱动信号。

在本实施例中第一驱动电路3和第二驱动电路4均为隔离驱动电路，其中选用的隔离驱动电路可以为变压器隔离驱动电路或光电耦合隔离驱动电路。

在本实施例中上述控制模块可以为DSP模块，通过DSP模块的软件功能实现控制模块的功能，当然上述控制模块的各个部分也可以为具有相应功能的硬件结构。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种同步整流BUCK变换器的驱动方法，其特征在于，步骤如下：

S1、在一个开关周期TS内，分别取样BUCK变换器的输入电压V_I和输出电压V_o，得到输入电压的取样电压V_I′以及输出电压的取样电压V_o′；

S2、对输入电压的取样电压V_I′和输出电压的取样电压V_o′分别进行AD转换，得到AD转换后的输入电压的取样电压V_I″和输出电压的取样电压V_o″；同时将进行AD转换后的输出电压的取样电压V_o″进行PID调节，得到输出电压环路占空比控制信号X₁，然后将输出电压环路占空比信号X₁输入到主功率开关管驱动信号的数字脉宽调制通道，经过数字脉宽调制通道后产生占空比为D₁的PWM1信号，将该占空比为D₁的PWM1信号作为主功率开关管的驱动信号；

S3、对AD转换后的输入电压的取样电压V_I″和AD转换后的输出电压的取样电压V_o″分别进行增益为K1和K2的放大处理，得到电压V_I″′和电压V_o″′，其中增益K₁＝V_I/V_I′，增益K₂＝V_o/V_o′；

S4、将步骤S3中得到的电压V_I″′和电压V_o″′做减法运算，得到差值K_e＝V_I″′-V_o″′；然后将差值K_e＝V_I″′-V_o″′与步骤S3中得到的电压V_o″′做除法运算，得到系数K_d＝(V_I″′-V_o″′)/V_o″′；

S5、将步骤S4中获取的系数K_d＝(V_I″′-V_o″′)/V_o″′以及步骤S2中PID调节后得到输出电压环路占空比控制信号X₁做乘法运算，得到同步整流开关管的占空比控制信号X₂＝K_d×X₁，将该占空比控制信号X₂输入到同步整流开关管驱动信号的数字脉宽调制通道，经过数字脉宽调制通道后产生占空比为D₂的PWM2信号，将该占空比为D₂的PWM2信号作为同步整流开关管的驱动信号。

2.根据权利要求1所述的同步整流BUCK变换器的驱动方法，其特征在于，所述步骤S2中PID调节的过程如下：首先将经过AD转换后的输出电压的取样电压V_o″作为PID调节的测量值，同时在PID调节中输入基准参考电压V_r，作为PID调节的给定值，给定值和测量值的误差信号V_e＝(V_r-V_o″)经过PID调节和饱和限幅环节后得到输出电压环路占空比控制信号X₁。

3.根据权利要求1所述的同步整流BUCK变换器的驱动方法，其特征在于，所述步骤S1中通过第一分压电路取样BUCK变换器的输入电压V_I，得到输入电压的取样电压V_I′：

${V_I}^{\′}=\frac{R2}{R1+R2}{V}_I;$

其中电阻R1和电阻R2为第一分压电路中的电阻，其中BUCK变换器的输入正端依次通过电阻R1和电阻R2后接地，电阻R1和电阻R2连接一端为输入电压取样电路的输出端；

对应所述步骤S3中，AD转换后的输入电压的取样电压V_I″进行放大的增益为K₁＝(R₁+R₂)/R₂。

4.根据权利要求1所述的同步整流BUCK变换器的驱动方法，其特征在于，

所述步骤S1中通过第二分压电路取样BUCK变换器的输出电压V_o，得到输出电压的取样电压V_o′为：

${V_o}^{\′}=\frac{R4}{R3+R4}{V}_o;$

其中电阻R3和电阻R4为第二分压电路中的电阻，BUCK变换器的负载输出端依次通过电阻R3和电阻R4后接地，电阻R3和电阻R4连接的一端为输出电压取样电路的输出端；

对应所述步骤S3中，AD转换后的输出电压的取样电压V_o″进行放大的增益为K₂＝(R₃+R₄)/R₄。

5.一种用于实现权利要求1至4中任一项所述的同步整流BUCK变换器的驱动方法的驱动***，其特征在于，包括输入电压取样电路、输出电压取样电路、第一驱动电路、第二驱动电路和控制模块；

所述控制模块包括第一数字脉宽调制单元、第二数字脉宽调制单元、第一增益模块、第二增益模块、PID控制模块、减法器模块、乘法器模块和除法器模块；

所述输出电压取样电路的输入端连接BUCK变换器的负载输出端；所述输出电压取样电路输出端通过AD转换电路与PID控制模块输入端连接，为PID控制模块提供测量值；PID控制模块输出端通过第一数字脉宽调制单元与第一驱动电路连接，第一驱动电路连接BUCK变换器的主功率开关管驱动端，为主功率开关管提供驱动信号；

所述输入电压取样电路的输入端连接BUCK变换器的输入端；所述输入电压取样电路和输出电压取样电路的输出端分别通过AD转换电路与第一增益模块和第二增益模块的输入端对应连接；所述第一增益模块和第二增益模块的输出端分别连接减法器模块的输入端，分别为减法器模块提供被减数和减数；所述减法器模块和第二增益电路的输出端分别连接除法器模块的输入端，分别作为除法器模块的被除数和除数；除法器模块的输出端和PID控制模块的输出端分别连接乘法器模块的输入端；乘法器模块的输出端与第二数字脉宽调制单元的输入端连接，第二数字脉宽调制单元的输入端通过第二驱动电路连接同步整流开关管的驱动端，为主功率开关管提供驱动信号。

6.根据权利要求5所述的同步整流BUCK变换器的驱动***，其特征在于，所述PID控制模块包括依次连接的PID调节模块和饱和限幅环节模块，所述输出电压取样电路输出端通过AD转换电路与PID调节模块的输入端连接，为PID调节模块提供测量值；所述PID调节模块的输入端输入一个基准参考电压，作为PID调节模块的给定值，PID调节模块12输入端的给定值和测量值的误差信号V_e＝(V_r-V_o″)经过PID调节模块和饱和限幅环节后得到输出电压环路占空比控制信号X₁。

7.根据权利要求5所述的同步整流BUCK变换器的驱动***，其特征在于，所述输入电压取样电路包括第一分压电路，所述第一分压电路包括串联的电阻R1和电阻R2，所述BUCK变换器的输入正端依次通过电阻R1和电阻R2后接地，所述电阻R1和电阻R2连接的一端作为输入电压取样电路的输出端；对应所述第一增益模块的增益K1＝(R1+R2)/R2。

8.根据权利要求5所述的同步整流BUCK变换器的驱动***，其特征在于，所述输出电压取样电路包括第二分压电路，所述第二分压电路包括串联的电阻R3和电阻R4，所述BUCK变换器的负载输出端依次通过电阻R3和电阻R4后接地，所述电阻R3和电阻R4连接的一端作为输出电压取样电路的输出端；对应所述第二增益模块的增益K2＝(R3+R4)/R4。

9.根据权利要求5所述的同步整流BUCK变换器的驱动***，其特征在于，所述第一驱动电路和第二驱动电路均为隔离驱动电路。

10.根据权利要求5所述的同步整流BUCK变换器的驱动***，其特征在于，所述控制模块为DSP模块。