CN104242249A - 一种开关电源的保护电路 - Google Patents

Abstract

开关电源的保护电路，包括输入正端、负端，输出正端、负端，N沟道MOS管、防反接电路21、过压识别电路31和驱动电路32，31包括电阻R1、R2、R3、R4、R5、稳压管VD1、P管Q1和N管Q2，31电路在过压时Q1输出高电平让Q2导通，关断MOS管V，MOS管V是串联在输入负到输出负的回路中，可以使用Vin+经驱动电路32驱动，MOS管导通后的导通内阻(Rds(ON))极低，***损耗低；二极管D1与直流输入电源并联，当直流输入电源接反时导通，产生大的电流，促使前端电源过流保护，或烧断保险丝来提醒使用者，D1在正常工作时反向截止，***效率损失为零；R2、R3、R4、R6可以选取兆欧级以上的阻值，且没有使用升压电路来驱动，故静态功耗很低，电路简单、效率高。

Description

一种开关电源的保护电路

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，具体涉及一种DC-DC电源的保护电路。

背景技术

目前，由于工业与民用都经常需要把各种电网的交流电压变成直流，甚至是隔离的直流电，开关电源以效率高、体积小等特点，在通信、工控、计算机以及消费电子中的需求越来越大，而且经常采用多级变换，比如，第一级把交流220VAC变为直流400V，再由LLC变换器变为48V，这个效率可以高达96％，再由48V变换为12V等其它电压以实现电气隔离，这一级的变换称为DC-DC开关电源，就是直流至直流开关式变换器的缩写，一般也简称为DC-DC电源，包括隔离式和非隔离式两种。

为了保证包括DC-DC电源的用电设备的安全及可靠运行，以及具有良好的电磁兼容性，经常在DC-DC电源前设置保护电路。如图1所示，为目前国内较常见的DC-DC开关电源的保护电路，包括滤波电路10、防反接电路20和过压保护电路30，输入直流电压加在Vi+、Vi-两端，输出为Vo+、Vo-两端，给后续要保护的DC-DC电源供电，输入直流电压来源很广，传统的不稳压线性电源，稳压电源、各种蓄电池、太阳能电池，统称为直流输入电源。其中，滤波电路10中，共模电感L1来抑制后续开关电源产生的共模高频干扰，电容C1和C2给出一个接地脚，以便用在对电磁兼容性要求更严格的场合，电容C3吸收后续DC-DC开关电源的差模干扰，当然，也有电路是串入差模电感来提高差模干扰抑制量，电容C3的两端也经常并联压敏电阻来吸收大电流浪涌，由于压敏电阻的反应时间比较慢，后续仍要有过压保护电路30，30由电阻R1、稳压管D2和MOS管Q构成，当发生过压时，稳压管D2被击穿，处于正常的稳压状态，MOS管Q构成源极跟随器(对应双极性三极管的射极跟随器)，使得输出电压不至过高，过压产生的瞬间大压差落在MOS管Q两端，由于时间短，MOS管Q不至于损坏。图1电路的缺点较多，防反接电路20为二极管直接串入，压降大，损耗大；过压保护电路30要选用开启电压VGS低的MOS管，这样正常工作时产生的压降才比较低，原理：正常工作时，输入电压的值小于稳压管D2的标称值，D2中没有电流流过，即MOS管Q的漏极D至栅极G通过电阻R1相连，处于导通状态，MOS管的栅极输入阻抗高，电阻R对MOS管导通压降没有影响，且导通压降略大于其开启电压VGS，这部份的原理可以参考：中国专利201110030057.2，名为《一种浪涌抑制电路》的公开文件第[0011段]第7行至段尾。

目前主流的N-MOS管(N沟道金属氧化物半导体场效应管的简称)，其开启电压VGS一般只能做到1V左右，用在图1电路，若为了防140V的残留浪涌电压，MOS管Q的耐压要用到200V，耐压200V的N-MOS管，其开启电压VGS一般不会低于2.5V的。

为了降低图1电路的***损耗，发明人在另一份中国专利申请中，给出了一种低功耗的升压电路，参见申请号为201310020900.8的《一种升压电路》，把输入电压经浪涌抑制电路、线性稳压电路、振荡器电路、倍压整流电路，以极低功耗获得一个比输入的工作电压高10V至20V的直流电压，用它来驱动图1的MOS管Q的栅极，这样MOS管可以几乎无压降地导通，此时的压降等于：工作电流乘以导通内阻(R_ds(ON))。从而降低了***损耗。

上述《一种升压电路》确实可以解决问题，但电路复杂，应用较繁锁，很多领域期望有更为简单的电路实现DC-DC电源的保护电路，电路简单，器件少，器件工作在不发热的状态下，这样的可靠性高。

图1的电路，包括上述《一种升压电路》的方案，当使用者误接一个比额定工作电压高较多的直流电压时，MOS管Q仍会因发热而损坏。

综上所述，对现有开关电源的保护电路的不足总结如下：

(1)***损耗高之一：由于存在防反接的二极管D1，如输入为100V，二极管D1压降为0.7V，那么***效率损失约(0.7V/100V)＝0.7％；对于48V的***，***效率损失更大。

(2)***损耗高之二：图1的电路，由于MOS管的压降高于开启电压V_GS，2.5V的压降对于100V的电压来说，达到2.5％；对于48V的***，***效率损失更大。可以采用上述的《一种升压电路》来解决，存在电路复杂，应用较繁锁。

(3)防过压作用的MOS管容易过热损坏。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决现有开关电源的保护电路所存在的不足，提供一种***损耗小、防过压作用的MOS管不容易过热损坏的保护电路。

本发明的目的是这样实现的，开关电源的保护电路，用于连接在直流输入电源与开关电源电路之间，包括输入正端、输入负端、输出正端、输出负端、N沟道MOS管、防反接电路、过压识别电路和用于驱动N沟道MOS管的驱动电路，所述过压识别电路，包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第一稳压管、PNP型三极管和NPN型三极管，输入正端经第一电阻分别与第二电阻及PNP型三极管的基极连接，第二电阻的另一端与输入负端连接；输入正端还与第一稳压管的阴极连接，第一稳压管的阳极分别与第三电阻及PNP型三极管的发射极连接，第三电阻的另一端与输入负端连接；PNP型三极管的集电极经第四电阻分别与第五电阻及NPN型三极管的基极连接，第五电阻的另一端与NPN型三极管的发射极连接，连接点与输入负端连接，NPN型三极管的集电极与N沟道MOS管的栅极连接；N沟道MOS管的源极与输入负端连接，N沟道MOS管的漏极与输出负端连接；输入正端还与输出正端连接；防反接电路包括一只二极管，二极管阴极连接输入正端，二极管阳极连接输入负端；驱动电路包括第六电阻和第二稳压管，第六电阻一端连接输入正端，另一端连接第二稳压管的阴极，连接点同时连接N沟道MOS管的栅极，第二稳压管的阳极连接输入负端。

优选的，所述过压识别电路，还包括第一电容、第二电容，第一电容并联于PNP型三极管的基极与发射极两端，第二电容并联于第五电阻的两端；其特征是第一电容、第二电容均为容量小于1000pF的高频特性好的瓷介电容或贴片电容；

优选的，所述过压识别电路，还包括第七电阻，第三电容，第七电阻和第三电容串联后与第二电阻并联，第七电阻的取值为第二电阻的十分之一到五分之一；

优选的，所述过压识别电路，还包括第八电阻，第四电容，第八电阻和第四电容串联后与第四电阻并联，第八电阻的取值为第四电阻的十分之一到五分之一。

本发明电路的有益效果为：

(1)***损耗低之一：防反接电路中的二极管与直流输入电源并联，当直流输入电源接反时，二极管导通，产生很大的电流，促使直流输入电源过流保护，或烧断保险丝来提醒使用者，该二极管在正常工作时反向截止，***效率损失为零；

(2)***损耗低之二：根据上述技术方案，N沟道MOS管是串联在输入负到输出负的回路中，即通常大家所说的地线回路中，可以使用直流输入电源经驱动电路直接驱动，N沟道MOS管其导通后的导通内阻(R_ds(ON))极低，***损耗低，第六电阻可以选取兆欧级以上的阻值，正常时静态功耗极低；由于没有使用升压电路，故静态功耗进一步降低；

(3)防过压作用的MOS管不容易损坏：上述技术方案，当过压时，会关断N沟道MOS管，这样实现保护，同时N沟道MOS管不容易损坏。

附图说明

图1为现有开关电源的保护电路的原理图；

图2为本发明第一实施例的开关电源的保护电路的原理图；

图3为本发明第二实施例的开关电源的保护电路的原理图。

具体实施方式

第一实施例

请参阅图2，为一种开关电源的保护电路，用于连接在直流输入电源与开关电源电路之间，包括输入正端Vin+、输入负端Vin-、输出正端Vo+、输出负端Vo-、N沟道MOS管V、防反接电路21、过压识别电路31和用于驱动N沟道MOS管V的驱动电路32，其连接关系为：

过压识别电路31，包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第一稳压管VD1、PNP型三极管Q1和NPN型三极管Q2，输入正端Vin+经第一电阻R1分别与第二电阻R2及PNP型三极管Q1的基极连接，第二电阻R2的另一端与输入负端Vin-连接；输入正端Vin+还与第一稳压管VD1的阴极连接，第一稳压管VD1的阳极分别与第三电阻R3及PNP型三极管Q1的发射极连接，第三电阻R3的另一端与输入负端Vin-连接；PNP型三极管Q1的集电极经第四电阻R4分别与第五电阻R5及NPN型三极管Q2的基极连接，第五电阻R5的另一端与NPN型三极管Q2的发射极连接，连接点与输入负端Vin-连接，NPN型三极管Q2的集电极与N沟道MOS管V的栅极连接；N沟道MOS管V的源极与输入负端Vin-连接，N沟道MOS管V的漏极与输出负端Vo-连接；输入正端Vin+还与输出正端Vo+连接；

防反接电路包括一只二极管D1，二极管D1阴极连接输入正端Vin+，二极管D1阳极连接输入负端Vin-；

驱动电路32包括第六电阻R6和第二稳压管VD2，第六电阻R6一端连接输入正端Vin+，另一端连接第二稳压管VD2的阴极，连接点同时连接N沟道MOS管V的栅极，第二稳压管VD2的阳极连接输入负端Vin-。

该开关电源的保护电路的工作原理为：

防反接电路21中的二极管D1与直流输入电源并联，当直流输入电源接反时，即输入正端Vin+连接直流输入电源负极，输入负端Vin-连接直流输入电源正极，此时，二极管D1导通，产生很大的短路电流，促使直流输入电源过流保护，或烧断电路中的保险丝来提醒使用者，该二极管D1在正常工作时反向截止，***效率损失为零；由于没有像现有技术那样，串入电路中，故不产生压降，也就不产生损耗；若没有二极管D1,因为N沟道MOS管V内部的寄生二极管的存在，输入的反压会损坏后续开关电源。

过压识别电路31在正常条件下的工作过程：稳压管VD1通过电阻R3获得工作电流，仍处于稳压状态，而电阻R1的端电压，为电阻R1和R2的分压所得，不足以使得三极管Q1的基极至发射极导通，三极管Q1截止，那么，由于电阻R5的存在，起到下拉作用，三极管Q1的集电极输出低电平，这时NPN型三极管Q2处于截止状态，驱动电路32中的电阻R6和稳压管VD2组成一个稳压电路，稳压管VD2稳压电压大于N沟道MOS管V的开启电压VGS，N沟道MOS管V处于饱和导通状态，那么这时直流输入电源的电压全部加到输出正端Vo+和输出负端Vo-上，后续的开关电源电路得电正常工作。

根据上述工作状态，N沟道MOS管V是串联在输入负端Vin-到输出负端Vo-的回路中，即通常所说的地线回路中，可以使用直流输入电源Vin经驱动电路32直接驱动N沟道MOS管V，N沟道MOS管V其导通后的导通内阻(R_ds(ON))极低，***损耗低，电阻R6可以选取兆欧级以上的阻值，正常时静态功耗极低；由于没有使用升压电路，故静态功耗进一步降低；

当直流输入电源出现过压时，稳压管VD1通过电阻R3获得工作电流，仍处于稳压状态，而电阻R1的端电压，为电阻R1和R2的分压所得，却足以使得三极管Q1的基极至发射极导通，三极管Q1导通，Q1的集电极输出高电平，这时NPN型三极管Q2处于放大状态，电阻R6选取兆欧级以上的阻值，三极管Q2事实上处于饱和导通状态，驱动电路32中的电阻R6和稳压管VD2原来组成的稳压电路，稳压管VD2稳压电压因三极管Q2的饱和导通，而等于三极管Q2的饱和导通压降，一般小于0.3V，远小于N沟道MOS管V的开启电压VGS，N沟道MOS管V处于截止状态，那么这时直流输入电源的电压无法加到输出正端Vo+和输出负端Vo-上，后续的开关电源电路因为没有输入电压而停止工作。

在过压时，防过压作用的N沟道MOS管V因为关断，即截止而不容易损坏。实现了发明目的。

下面给出一组具体参数来说明本发明的效果，如应用于铁路电源中的保护电路，要求输入66V至160V，保护电路都正常工作，那么参数如下：

D1为二极管N5404，VD1为6.2V的稳压管，这是因为稳压值在5V至7V之间的稳压二极管，工作在介于雪崩击穿和齐纳击穿并存的状态，具有最好的温度特性，其稳压值不随温度变化而变化；

R1为24KΩ，R2为620KΩ，R3、R6为10MΩ，R4和R5都为2.2MΩ；

三极管Q1为FMMT558，而三极管Q2为S9014；N沟道MOS管V为SIHF22N60E；VD2为15V的稳压管。

实测直流输入电源达177V时，图2电路采用上述参数后，输出即关断；在输入66V时，负载为112W，工作电流为1.70A，本发明产生的损耗是0.52W，***损耗为0.46％；当后续的开关电源完全不工作时，不接开关电源来测试本发明的静态功耗，为7.4mW，极低。

在输入160V时，负载仍为112W，工作电流为0.70A，本发明产生的损耗是0.133W，***损耗为0.12％；当后续的开关电源完全不工作时，不接开关电源来测试本发明的静态功耗，为44.5mW，略有增大，但仍极低。

上述实施例中。若把R1由24KΩ改为240KΩ，R2由620KΩ改为6.2MΩ，本发明一样正常工作，静态功耗进一步降低，在66V下，静态功耗低至1.40mW，在160V下，静态功耗低至8.8mW。

本发明开关电源的保护电路，处于电路正常工作状态下时，过压识别电路31、防反接电路21均处于关断状态，基本不消耗电路功率，消耗功率主要来源为电阻R1和R2,以及R3和R6，由于R1和R2也可以取得很大，如电阻R2取值在兆欧以上，而电阻R3,因为稳压管VD1取值在5V至7V之间，有1uA工作电流即可实现良好的稳压，故电阻R3也可以取值在兆欧以上；电阻R6也是同样的原因，稳压值VD2的取值通常在5V以上，低于20V，有1uA工作电流即可实现良好的稳压，故电阻R6也可以取值在兆欧以上，另一方面，N沟道MOS管V是电压驱动器件，其不消耗工作电流，这给R6取值在兆欧以上提供了条件。

因此整个保护电路的静态功耗非常小。因此，本发明开关电源的保护电路可轻易实现***损耗≤0.6％，若输入电压较固定，不是很宽的电压，很轻松通过选取低导通内阻的MOS管，轻松实现***损耗≤0.2％，如上述的0.12％。从而很好地提高了电路电能的利用率，更好地保障了开关电源的高效率，且该开关电源的保护电路结构简单，易于设计和电路调试。

第二实施例

图3示出了第二实施例的开关电源的保护电路的电路原理图，第一实施例用于开关电源中，由于开关电源的干扰大，为了避免强干扰引起三极管Q1、Q2出现小电流检波效应而误触发，本实施例在三极管Q1、Q2的发射极到基极之间，并联一只高频损耗小的小容量电容，一般选用贴片电容中的COG(NPO)电容即可，小容量电容在业界一般指1000pF以下的电容，即包括1000pF，使用插件式高频瓷介电容，效果也是很好的，在我国，这种电容一般在外壳上标上黑点，以示其是高频瓷介电容。

在实际调试中，33pF至100pF效果就很好了，无需选用更大容量的电容，用两只以上电容并联成一只电容是公知常识，可以获得更宽的工作频率。以上在第一实施例的基础上，在PNP型三极管Q1的发射极到基极之间并联C11，以及NPN型三极管Q2的发射极到基极之间并联C12，容量均取33pF，NPO的0805封装的电容，实测在20V/m的辐射场强中，辐射场的频率从150KHz至1GHz，本发明均可以正常工作。而没有加入这两只电容的第一实施例，辐射场强到2.6V/m时，很多频段都不能工作，表现为输入电压正常，但是电路误保护，导致后续的开关电源无输出，如在1MHz、4MHz，以及23MHz、40MHz(与样机的走线回路长短有关)。

图3的保护电路工作原理同第一实施例，这里不再赘述。

为了让第一实施例、第二实施例的动作时间更快速，以便应用在要求快速保护的场合上，可以在电阻R2并联一个电阻R21和电容的串联组件，如电容取值在103至224之间，电阻可以取R2的十分之一到五分之一即可，如上述的R2为620KΩ时，R21可取62KΩ至120KΩ，R21为6.2MΩ时，R21可取620KΩ至1.2MΩ。

同样，电阻R4并联一个电阻R41和电容的串联组件，取值方法同前述。

优选的，该开关电源的保护电路还可以包括防浪涌电路，注：本来低压直流，供电的走线短，雷击感应出的浪涌电压很小，能量更低，因回路中电流突变产生的浪涌电压，一般也不至过高，都容易被后续的开关电源的滤波电容所吸收。但是目前国内的很多厂家，在这种无用的标准上，不停地加严，以示其制造能力强大，如24V输入的产品，要求抗2KV的浪涌，甚至要求做到6KV这个等级，为了满足这种从来用不上的、“作茧自缚”的标准，本发明也得加入防浪涌电路。

该防浪涌电路主要由压敏电阻构成，压敏电阻的一端与输入正端连接，压敏电阻的另一端与输入负端连接，可以对电路起到浪涌保护作用。

优选的，该开关电源的保护电路还可包括抑制差模干扰电路，属于公知技术，以进一步提高开关电源电路的EMI性能。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。

对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如在回路中串入共模电感、差模电感，或NTC热敏电阻，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (5)

1.一种开关电源的保护电路，用于连接在直流输入电源与开关电源电路之间，包括输入正端、输入负端、输出正端、输出负端、N沟道MOS管、防反接电路、过压识别电路和用于驱动N沟道MOS管的驱动电路，

所述过压识别电路，包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第一稳压管、PNP型三极管和NPN型三极管，输入正端经第一电阻分别与第二电阻及PNP型三极管的基极连接，第二电阻的另一端与输入负端连接；输入正端还与第一稳压管的阴极连接，第一稳压管的阳极分别与第三电阻及PNP型三极管的发射极连接，第三电阻的另一端与输入负端连接；PNP型三极管的集电极经第四电阻分别与第五电阻及NPN型三极管的基极连接，第五电阻的另一端与NPN型三极管的发射极连接，连接点与输入负端连接，NPN型三极管的集电极与N沟道MOS管的栅极连接；

N沟道MOS管的源极与输入负端连接，N沟道MOS管的漏极与输出负端连接；

输入正端还与输出正端连接；

防反接电路包括一只二极管，二极管阴极连接输入正端，二极管阳极连接输入负端；

驱动电路包括第六电阻和第二稳压管，第六电阻一端连接输入正端，另一端连接第二稳压管的阴极，连接点同时连接N沟道MOS管的栅极，第二稳压管的阳极连接输入负端。

2.根据权利要求1所述的一种开关电源的保护电路，所述过压识别电路还包括第一电容、第二电容，第一电容并联于PNP型三极管的基极与发射极两端，第二电容并联于第五电阻的两端；其特征是：第一电容、第二电容均为容量小于1000pF的高频特性好的瓷介电容或贴片电容。

3.根据权利要求1或2所述的一种开关电源的保护电路，所述过压识别电路还包括第七电阻，第三电容，第七电阻和第三电容串联后与第二电阻并联，第七电阻的取值为第二电阻的十分之一到五分之一。

4.根据权利要求1或2所述的一种开关电源的保护电路，所述过压识别电路还包括第八电阻，第四电容，第八电阻和第四电容串联后与第四电阻并联，第八电阻的取值为第四电阻的十分之一到五分之一。

5.根据权利要求3所述的一种开关电源的保护电路，所述过压识别电路还包括第八电阻，第四电容，第八电阻和第四电容串联后与第四电阻并联，第八电阻的取值为第四电阻的十分之一到五分之一。