CN104184111A - 一种高压输电线路地线取电的过压保护电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，它包括交流电流源输入模块、防雷模块、EMI滤波器、过压保护模块、整流模块和滤波模块，所述的过压保护模块包括两个结构对称的过压保护组件A和过压保护组件B，过压保护组件A和过压保护组件B之间通过各自的光电耦合电路互连，所述的过压保护组件A包括整流电路、比较电路、放大电路、基准电压电路、反馈控制电路、光电耦合电路和过压保护开关。本发明大大降低交流电流源过压保护时的功率损耗，过压保护点受温度影响很小，可以缩小供电设备体积，提高供电设备可靠性。还可以使交流电流源过压保护时正向和负向保护电压值接近。
Description
技术领域
本发明涉及过压保护领域，特别是涉及一种高压输电线路地线取电的过压保护电路。
背景技术
智能电网是电网的发展方向，而在线监测是智能电网的一部分。而在线监测***的供电部分，是在线监测***能正常运行的基础。在输电网的地线上通过电磁感应取电，可以有效解决在线监测***的供电问题。因为地线上只要有交流电流，通过铁芯由电磁感应原理就可以取得交流电流源，类似电流互感器，取得的交流电源的功率和负载电阻阻值成正比，根据公式P=I2*R,假设电流I恒定，则功率P正比于电阻R。所以，当电阻R增大时，输出功率增大，输出电电压也增大，当负载没有消耗功率或者开路这种极端情况时，取得的交流电输出电压会大大升高，会超过电路中元件器耐压极限而损坏元器件。所以，取得的交流电必须加上过压保护电路。
如图1所示，一种传统的典型交流电流源过压保护方案，该传统方案中采用双向可控硅实现交流电流源过压保护。
该传统方案的工作原理是：直流用电设备用电电流降低，等效为直流用电设备内阻增大，直流用电设备两端电压升高，交流电流源输出电压升高。此时，过压保护电路工作原理分交流电流源正半周和负半周两种情况分析。
该传统方案过压保护电路在交流源正半周工作原理：
假设图1中A点电压相对B点电压为正，即VAB为正电压。C点相对B点为正电压，即VCB为正电压。当VCB逐步升高，达到双向二极管DB1的导通电压时，双向二极管DB1导通，电流从左到右流过双向二极管DB1、电阻R5后，给电容C2充电，然后G点电压相对B点电压为正，即VGB为正电压，当VGB达到双向可控硅VT1的正导通阀值电压时，双向可控硅VT1导通，电流从MT2流至MT1，相当于将交流电流源短路，交流电流源不再给直流用电设备供电，而由电容C3中存储的电能给直流用电设备供电。直到交流源负半周到来，此时VAB将由正转负，流过双向可控硅VT1的电流先减小，然后到零，再反向，双向可控硅VT1由于自身特性，会在电流过零时自动关断。
该传统方案过压保护电路在交流源负半周工作原理：
假设图1中A点电压相对B点电压为负，即VAB为负电压。C点相对B点为负电压，即VCB为负电压。当VCB逐步降低，达到双向二极管DB1的导通电压时，双向二极管DB1导通，电流从右到左流过电阻R5，双向二极管DB1给C2放电（也可以认为反向充电），然后G点电压相对B点电压为负，即VGB为负电压，当VGB达到双向可控硅VT1的负导通阀值电压时，双向可控硅VT1导通，电流从MT1流至MT2，相当于将交流电流源短路，交流电流源不再给直流用电设备供电，而由电容C3中存储的电能给直流用电设备供电。直到交流源正半周到来，此时VAB将由负转正，流过双向可控硅VT1的电流先减小，然后到零，再反向，双向可控硅VT1由于自身特性，会在电流过零时自动关断。
现有技术的最大缺点是：双向可控硅的VTM值一般都较大，VTM值为双向可控硅导通流过电流后，MT2引脚和MT1引脚间的电位差值，当双向可控硅导通流过较大电流时，损耗相当大。由于双向可控硅1、3象限的触发电压阀值不同，从而导致交流电流源过压保护时正向和负向保护电压值不一致。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，克服过压保护时损耗功率太大的问题。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，它包括交流电流源输入模块、防雷模块、EMI滤波器、过压保护模块、整流模块和滤波模块，交流电流源输入模块与防雷模块连接，防雷模块与EMI滤波器连接，EMI滤波器与过压保护模块连接，过压保护模块与整流模块连接，整流模块与滤波模块连接，防雷模块的输入与交流电流源输出连接，滤波模块输出与直流用电设备连接。
所述的过压保护模块包括两个结构对称的过压保护组件A和过压保护组件B，过压保护组件A和过压保护组件B之间通过各自的光电耦合电路互连。
所述的过压保护组件A包括整流电路、比较电路、放大电路、基准电压电路、反馈控制电路、光电耦合电路和过压保护开关。
所述的整流电路将输入的交流电流转换为直流电流，整流电路的一路直流输出经稳压电路分别与比较电路电源端、放大电路的电源端，以及基准电压电路连接，整流电路的另一路直流输出经分压后与比较电路的同相输入端连接，基准电压电路的输出与比较电路的反相输入端连接，比较电路的输出分别与放大电路、光电耦合电路连接，放大电路的输出与过压保护开关连接，反馈控制电路的一端与比较电路的输出端连接，反馈控制电路的另一端与比较电路的同相输入端连接，光电耦合电路与过压保护组件B的比较电路的同相输入端连接，反过来，过压保护组件B的光电耦合电路亦与过压保护组件A的比较电路的同相输入端连接。
所述的整流电路为半波整流电路，所述的半波整流电路包括整流二极管D1和整流电容C5，所述的整流二极管D1的阳极与交流输入端B连接，整流二极管D1的阴极与整流电容C5的阳极连接，整流电容C5的阴极与交流输入端A连接，整流二极管D1和整流电容C5的中点输出直流电。
所述的稳压电路包括电阻R7、稳压三极管Q1和稳压二极管Z1，所述的稳压三极管Q1的集电极与整流电路的直流输出连接，稳压三极管Q1的发射极与比较电路的电源端连接，稳压三极管Q1的基极与稳压二极管Z1的阴极连接，稳压二极管Z1的阳极与交流输入端A连接，稳压三极管Q1的发射极还通过电容C7与交流输入端A连接，电阻R7并联在稳压三极管Q1的集电极和基极之间。
所述的分压电路包括分压电阻R1和分压电阻R3，所述的分压电阻R1和分压电阻R3串联连接，串联的一端与整流电路的直流输出连接，另一端与交流输入端A连接，串联的中点与比较电路的同相输入端连接，串联的中点还通过电容C1与交流输入端A连接。
所述的比较电路包括运算放大器U1，运算放大器U1接地端与交流输入端A连接。
所述的放大电路为推挽放大电路，所述的推挽放大电路包括放大三极管Q3和放大三极管Q5，所述的放大三极管Q3的基极与放大三极管Q5的基极和运算放大器U1的输出端连接，放大三极管Q3的集电极与稳压三极管Q1的发射极连接，放大三极管Q3的发射极与放大三极管Q5的发射极和过压保护开关连接，放大三极管Q5的集电极与交流输入端A连接。
所述的基准电压电路包括稳压管U3、电阻R9和电容C2，所述的稳压管U3为可控精密稳压源TL431，所述的稳压管U3的阳极与交流输入端A连接，稳压管U3的阴极通过电阻R9与稳压三极管Q1的发射极连接，稳压管U3的阴极还通过电容C2与交流输入端A连接，稳压管U3的阴极还与稳压管U3的参考极和运算放大器U1的反向输入端连接。
所述的反馈控制电路包括二极管D3和电阻R13，二极管D3的阳极与运算放大器U1的输出端连接，二极管D3的阴极通过电阻R13与运算放大器U1的同向输入端连接。
所述的光电耦合电路包括光电耦合器U5、电阻R10和电阻R15，所述的光电耦合器U5输入端阴极与运算放大器U1的输出端连接，光电耦合器U5输入端阳极通过电阻R10与交流输入端A连接，光电耦合器U5输出端发射极通过电阻R15与和运算放大器U1所对称的运算放大器U2的同向输入端连接，光电耦合器U5输出端集电极与和稳压三极管Q1所对称的稳压三极管Q2的发射极连接。
所述的过压保护开关包括开关MOS管Q7、二极管D5、分压电阻R17、分压电阻R4和稳压二极管Z3，所述的开关MOS管Q7的源极与交流输入端A连接，开关MOS管Q7的漏极与和开关MOS管Q7的所对称的开关MOS管Q8的漏极连接，开关MOS管Q7的栅极通过分压电阻R17与放大三极管Q3的发射极和放大三极管Q5的发射极连接，开关MOS管Q7的栅极还通过并联的分压电阻R4和稳压二极管Z3与交流输入端A连接，稳压二极管Z3的阴极与开关MOS管Q7的栅极连接，二极管D5的阳极与开关MOS管Q7的源极连接，二极管D5的阴极与开关MOS管Q7的漏极连接。
本发明的有益效果是：本发明采用两只N沟道MOSFET实现交流电流源过压保护，可以大大降低交流电流源过压保护时的功率损耗，过压保护点受温度影响很小，可以缩小供电设备体积，提高供电设备可靠性。还可以使交流电流源过压保护时正向和负向保护电压值接近。
附图说明
图1为传统典型交流电流源过压保护方案电路原理图；
图2为本发明***框图；
图3为本发明过压保护方案电路原理图；
图4为双向可控硅工作时电流与电压的关系图；
图5为本发明过压保护***的仿真实现结果图。
具体实施方式
下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。
智能电网是电网的发展方向，而在线监测是智能电网的一部分。而在线监测***的供电部分，是在线监测***能正常运行的基础。在输电网的地线上通过电磁感应取电，可以有效解决在线监测***的供电问题。因为地线上只要有交流电流，通过铁芯由电磁感应原理就可以取得交流电流源。类似电流互感器，取得的交流电源的功率和负载电阻阻值成正比，根据公式P=I2*R,假设电流I恒定，则功率P正比于电阻R。所以，当电阻R增大时，输出功率增大，输出电电压也增大，当负载没有消耗功率或者开路这种极端情况时，取得的交流电输出电压会大大升高，会超过电路中元件器耐压极限而损坏元器件。所以，取得的交流电必须加上过压保护电路。
本发明采用两只N沟道MOSFET替代双向可控硅实现交流电流源过压保护，可以大大降低交流电流源过压保护时的功率损耗，可以缩小供电设备体积，提高供电设备可靠性。还可以使交流电流源过压保护时正向和负向保护电压值接近。
如图2所示，一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，它包括交流电流源输入模块、防雷模块、EMI滤波器、过压保护模块、整流模块和滤波模块，交流电流源输入模块与防雷模块连接，防雷模块与EMI滤波器连接，EMI滤波器与过压保护模块连接，过压保护模块与整流模块连接，整流模块与滤波模块连接，防雷模块的输入与交流电流源输出连接，滤波模块输出与直流用电设备连接。
1、交流电流源：在输电网络地线上流过交流电源，利用磁环电池感应的原理从地线上取电，类似电流互感器工作原理，短时间内取得的电可以等效为交流电流源。
2、防雷模块：用压敏电阻，气体放电管以及电感等元器件设计出的防雷电路，在一定程度上泄放感应雷击的能量，防止感应雷击的能量损坏后面电路中的元器件。
3、EMI滤波器：EMI滤波器为电磁干扰滤波器，是通过X电容、Y电容、共模电感和差模电感设计出的滤波器，防止外界的共模干扰和差模干扰影响后面用电设备的正常工作，也同时防止用电设备产生的差模和共模干扰通过导线传递出去，对通过导线相连的其他电子设备造成干扰。
4、过压保护模块：由上下两部分完全一样的电路构成，上下两部分电路的工作原理完全一样。
5、整流模块：通过整流桥或者四只二极管，把交流电源整流为直流电源。
6、滤波模块：通过大容量铝电解电容，或者CLC滤波电路实现滤波，以获得更加理想的直流电。
7、直流用电设备：可以是实现一定功能的单元板，也可以是摄像机，传感器等用电设备。
如图3所示，所述的过压保护模块包括两个结构对称的过压保护组件A和过压保护组件B，过压保护组件A和过压保护组件B之间通过各自的光电耦合电路互连。
所述的过压保护组件A包括整流电路、比较电路、放大电路、基准电压电路、反馈控制电路、光电耦合电路和过压保护开关。
所述的整流电路将输入的交流电流转换为直流电流，整流电路的一路直流输出经稳压电路分别与比较电路电源端、放大电路的电源端，以及基准电压电路连接，整流电路的另一路直流输出经分压后与比较电路的同相输入端连接，基准电压电路的输出与比较电路的反相输入端连接，比较电路的输出分别与放大电路、光电耦合电路连接，放大电路的输出与过压保护开关连接，反馈控制电路的一端与比较电路的输出端连接，反馈控制电路的另一端与比较电路的同相输入端连接，光电耦合电路与过压保护组件B的比较电路的同相输入端连接，反过来，过压保护组件B的光电耦合电路亦与过压保护组件A的比较电路的同相输入端连接。
所述的整流电路为半波整流电路，所述的半波整流电路包括整流二极管D1和整流电容C5，所述的整流二极管D1的阳极与交流输入端B连接，整流二极管D1的阴极与整流电容C5的阳极连接，整流电容C5的阴极与交流输入端A连接，整流二极管D1和整流电容C5的中点输出直流电。
所述的稳压电路包括电阻R7、稳压三极管Q1和稳压二极管Z1，所述的稳压三极管Q1的集电极与整流电路的直流输出连接，稳压三极管Q1的发射极与比较电路的电源端连接，稳压三极管Q1的基极与稳压二极管Z1的阴极连接，稳压二极管Z1的阳极与交流输入端A连接，稳压三极管Q1的发射极还通过电容C7与交流输入端A连接，电阻R7并联在稳压三极管Q1的集电极和基极之间。
所述的分压电路包括分压电阻R1和分压电阻R3，所述的分压电阻R1和分压电阻R3串联连接，串联的一端与整流电路的直流输出连接，另一端与交流输入端A连接，串联的中点与比较电路的同相输入端连接，串联的中点还通过电容C1与交流输入端A连接。
所述的比较电路包括运算放大器U1，运算放大器U1接地端与交流输入端A连接。
所述的放大电路为推挽放大电路，所述的推挽放大电路包括放大三极管Q3和放大三极管Q5，所述的放大三极管Q3的基极与放大三极管Q5的基极和运算放大器U1的输出端连接，放大三极管Q3的集电极与稳压三极管Q1的发射极连接，放大三极管Q3的发射极与放大三极管Q5的发射极和过压保护开关连接，放大三极管Q5的集电极与交流输入端A连接。
所述的基准电压电路包括稳压管U3、电阻R9和电容C2，所述的稳压管U3为可控精密稳压源TL431，所述的稳压管U3的阳极与交流输入端A连接，稳压管U3的阴极通过电阻R9与稳压三极管Q1的发射极连接，稳压管U3的阴极还通过电容C2与交流输入端A连接，稳压管U3的阴极还与稳压管U3的参考极和运算放大器U1的反向输入端连接。
所述的反馈控制电路包括二极管D3和电阻R13，二极管D3的阳极与运算放大器U1的输出端连接，二极管D3的阴极通过电阻R13与运算放大器U1的同向输入端连接。
所述的光电耦合电路包括光电耦合器U5、电阻R10和电阻R15，所述的光电耦合器U5输入端阴极与运算放大器U1的输出端连接，光电耦合器U5输入端阳极通过电阻R10与交流输入端A连接，光电耦合器U5输出端发射极通过电阻R15与和运算放大器U1所对称的运算放大器U2的同向输入端连接，光电耦合器U5输出端集电极与和稳压三极管Q1所对称的稳压三极管Q2的发射极连接。
所述的过压保护开关包括开关MOS管Q7、二极管D5、分压电阻R17、分压电阻R4和稳压二极管Z3，所述的开关MOS管Q7的源极与交流输入端A连接，开关MOS管Q7的漏极与和开关MOS管Q7的所对称的开关MOS管Q8的漏极连接，开关MOS管Q7的栅极通过分压电阻R17与放大三极管Q3的发射极和放大三极管Q5的发射极连接，开关MOS管Q7的栅极还通过并联的分压电阻R4和稳压二极管Z3与交流输入端A连接，稳压二极管Z3的阴极与开关MOS管Q7的栅极连接，二极管D5的阳极与开关MOS管Q7的源极连接，二极管D5的阴极与开关MOS管Q7的漏极连接。
其中，稳压三极管Q1、Q2和放大三极管Q3、Q4为NPN三极管，放大三极管Q5、Q6为PNP三极管，开关MOS管Q7、Q8为NMOS管。
本发明中的过压保护模块包括两个结构对称的过压保护组件A和过压保护组件B，其元器件组成和电路结构相同，即本发明过压保护模块由上下两部分完全一样的电路构成，上下两部分电路的工作原理也完全一样。
下面就过压保护模块下部分电路的工作原理进行说明，即对过压保护组件B的工作原理进行说明，根据过压保护组件B的工作原理可知过压保护组件A的工作原理。
当交流输入端A相对与交流输入端B为正时。
整流二极管D1不导通，整流二极管D2导通，电流给整流电容C6充电，整流电容C6两端的电压，通过分压电阻R2和分压电阻R5分压，分压电阻R2和分压电阻R5的中点为运算放大器U2同向输入端的输入电压，该输入电压记为分压电压Vins。
整流电容C6的正极，再经电阻R8、稳压二极管Z2和NPN稳压三极管Q2组成的稳压电路给运算放大器U2供电，连接至运算放大器U2的第8脚工作电压输入端VCC，VCC电压由稳压二极管Z2的电压值决定。
VCC电压经过电阻R11流过电流至稳压管U4，稳压管U4为TL431，稳压管U4的参考极R和阴极K极短路，这样稳压管U4的作用就是一只具有温度补偿功能的高精度2.5V稳压管，提供2.5V参考电压给运算放大器U2的第2脚反相输入A-端。
运算放大器U2的第1脚输出端Aout通过二极管D4和电阻R16连接至运算放大器U2的第3脚同向输入A+端，实现正反馈控制。
同时运算放大器U2的第1脚输出端Aout通过三极管Q4和三极管Q6的推挽放大，来驱动开关MOS关Q8，开关MOS关Q8为N沟道MOSFET。
另外，运算放大器U2第1脚输出端Aout串联光电耦合器U6的输入端，经过电阻R12到交流输入端B低电位，这样，一旦运算放大器U2的第1脚输出端Aout输出高电平，那么光电耦合器U6的输入端流过电流，光电耦合器U6的输出端导通，电流从运算放大器U1第8脚工作电压输入端VCC，流过光电耦合器U6的输出端，并通过电阻R14流至运算放大器U1的第3脚同相输入A+端，从而提高运算放大器U1第3脚同相输入A+端电压。
过压保护模块电路的工作状态有两种：
（1）正常工作状态
当分压电压Vins小于2.5V参考电压时，运算放大器U2的同向输入端电压小于反向输入端电压，运算放大器U2的第1脚输出端Aout输出为低电平，二极管D4、放大三极管Q4、光电耦合器U6都处于关断状态，放大三极管Q6导通，开关MOS管Q8的栅极电压被拉低至接近源极电压，所以开关MOS管Q8关断，此时整个过压保护电路相对于交流输入端A和交流输入端B是开路状态，这是没有产生保护时的状态。
此时，过压保护电路中分压电阻R2和分压电阻R5的分压电压Vins做为运算放大器U2的同相输入，由于分压电阻R2、电阻R15和电阻R16并联，所以R2//R15//R16的电阻必定小于R2，所以分压电阻R2的电压会上升，这个就是正反馈的作用，保证运算放大器U2的第1脚输出高电平会持续一段时间，防止开关MOS管Q7和开关MOS管Q8刚开通又立即关断，提高***的稳定性。
（2）过压保护状态
当分压电压Vins大于2.5V参考电压时，运算放大器U2的同向输入端电压大于反向输入端电压，那么运算放大器U2的第1脚输出端Aout输出为高电平，二极管D4、放大三极管Q4、光电耦合器U6都处于导通状态，放大三极管Q6关闭，开关MOS管Q8的栅极电压瞬间升高至接近运算放大器U2的VCC电压，所以开关MOS管Q8瞬间导通。
同时，由于光电耦合器U6输入端导通，光电耦合器U6输出端将运算放大器U1的VCC电压正反馈传递至运算放大器U1的第3脚同相输入端。
同理，开关MOS管Q7瞬间导通。开关MOS管Q7和开关MOS管Q8同时导通后，交流输入端A和交流输入端B被导通的开关MOS管Q7和开关MOS管Q8短路，实现过压保护功能。
开关MOS管Q7和开关MOS管Q8导通后，整流电容C6两端的电压被整流二极管D2钳位，保持一定的电压，由于过压保护电路工作需要的电能由整流电容C6提供，所以整流电容C6正负两端的电压会线性下降，一直降到运算放大器U2第3脚同向输入端的电压小于2.5V参考电压，此时，运算放大器U2的第1脚输出低电平，由于正反馈，运算放大器U2第3脚同向输入端的电压会被瞬间拉低一定电压，防止开关MOS管Q7和开关MOS管Q8刚关断又立即开通。
需要指出的是：从运算放大器U2第1脚输出高电平由正反馈使运算放大器U2第3脚同向输入端电压上升超过2.5V参考电平的时刻，到运算放大器U2第3脚同向输入端电压线性下降到小于2.5V参考电平时刻，在这段时间，运算放大器U2的第1脚一直输出高电平，使开关MOS管Q7和开关MOS管Q8在这段时间一直处于导通状态。
若开关MOS管Q7和开关MOS管Q8刚开通又立即关断，或者，开关MOS管Q7和开关MOS管Q8刚关断又立即开通，致使***进入不稳定的工作状态，可能导致开关MOS管Q7和开关MOS管Q8因不稳定的原因损耗过大，结温过高而损坏。
由于过压保护组件A和过压保护组件B结构上相互对称，其元器件组成和电路结构相同，当交流输入端A相对于交流输入B为负时的工作原理和上述分析同理。
下面根据实际例子来说明，本发明方案有效克服过压保护时损耗功率太大的问题。
如图1所示，用双向可控硅做过压保护时，假设双向可控硅采用HQ6025RH5这个型号，从其数据手册中,得到双向可控硅工作时电流与电压的关系图，如下图4所示。
如下图4所示，当该双向可控硅流过10A电流时，MT1和MT2脚的电压降典型值约1.025V，此时双向可控硅的损耗功率根据公式P=I*V，可以算出双向可控硅的损耗功率为10.25W。
本发明方案中，假设开关MOS管Q7和开关MOS管Q8采用IPP045N10N3G这颗MOSFET,根据其数据手册可知，其导通电阻典型值为4.2mΩ。那么，开关MOS管Q7串联开关MOS管Q8导通后，开关MOS管Q7源极和开关MOS管Q8源极之间的电阻为8.4mΩ。
如果短路后流过的电流同样为采用双向可控硅时的10A，那么开关MOS管Q7和开关MOS管Q8上的总损耗为：P=10*10*8.4=840（mW），即总损耗功率为0.84W。
而采用双向可控硅的损耗是10.25W，可见，双向可控硅方案的损耗约是本发明方案的12倍。
如图5所示，对本发明过压保护***进行仿真实验，实验中，输入一路峰值为96V的交流电，设置过压保护值为45V，来判断该***是否能有效的进行保护隔离。由仿真结果图可知，峰值为96V的交流电输入本发明过压保护***后，仅输出-46.8V～46.0V低压段，而高压段全部得到有效地隔离，从而达到了过压保护的目的。
从图5还可知，当过压保护***从过压保护状态到正常工作状态时，过压保护***并没有马上进入正常工作状态，而是持续过压保护状态，一段时间后，再进入正常工作状态，这完全符合本发明的设计方案，不允许开关MOS管刚关断又重新导通，防止开关MOS管因不稳定的原因损耗过大，导致结温过高而损坏。
通过实验仿真可知，本发明过压保护***具有可行性和有效性。
本发明采用两只N沟道MOSFET替代双向可控硅实现交流电流源过压保护，采用运算放大器和光电耦合器实现两只N沟道MOSFET的同时导通或同时关断，采用运放正反馈及供电电容放电来控制两只N沟道MOSFET的导通时间。
本发明采用两只N沟道MOSFET，可以大大降低交流电流源过压保护时的功率损耗，可以缩小供电设备体积，提高供电设备可靠性。还可以使交流电流源过压保护时正向和负向保护电压值接近。
本发明的过压保护点受温度影响很小，由于产生2.5V参考基准电压的稳压管U3和稳压管U4是TL431，具有温度补偿功能，在高低温相差很大的情况下，都可以提供稳定的参考电压。
本发明在过压保护时，可以使功率器件快速导通和关断，降低开关损耗，提高功率器件的可靠性。
Claims (10)
1.一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，它包括交流电流源输入模块、防雷模块、EMI滤波器、过压保护模块、整流模块和滤波模块，交流电流源输入模块与防雷模块连接，防雷模块与EMI滤波器连接，EMI滤波器与过压保护模块连接，过压保护模块与整流模块连接，整流模块与滤波模块连接，防雷模块的输入与交流电流源输出连接，滤波模块输出与直流用电设备连接，其特征在于：
所述的过压保护模块包括两个结构对称的过压保护组件A和过压保护组件B，过压保护组件A和过压保护组件B之间通过各自的光电耦合电路互连；
所述的过压保护组件A包括整流电路、比较电路、放大电路、基准电压电路、反馈控制电路、光电耦合电路和过压保护开关；
所述的整流电路将输入的交流电流转换为直流电流，整流电路的一路直流输出经稳压电路分别与比较电路电源端、放大电路的电源端，以及基准电压电路连接，整流电路的另一路直流输出经分压后与比较电路的同相输入端连接，基准电压电路的输出与比较电路的反相输入端连接，比较电路的输出分别与放大电路、光电耦合电路连接，放大电路的输出与过压保护开关连接，反馈控制电路的一端与比较电路的输出端连接，反馈控制电路的另一端与比较电路的同相输入端连接，光电耦合电路与过压保护组件B的比较电路的同相输入端连接，反过来，过压保护组件B的光电耦合电路亦与过压保护组件A的比较电路的同相输入端连接。
2.根据权利要求1所述的一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，其特征在于：所述的整流电路为半波整流电路，所述的半波整流电路包括整流二极管D1和整流电容C5，所述的整流二极管D1的阳极与交流输入端B连接，整流二极管D1的阴极与整流电容C5的阳极连接，整流电容C5的阴极与交流输入端A连接，整流二极管D1和整流电容C5的中点输出直流电。
3.根据权利要求1所述的一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，其特征在于：所述的稳压电路包括电阻R7、稳压三极管Q1和稳压二极管Z1，所述的稳压三极管Q1的集电极与整流电路的直流输出连接，稳压三极管Q1的发射极与比较电路的电源端连接，稳压三极管Q1的基极与稳压二极管Z1的阴极连接，稳压二极管Z1的阳极与交流输入端A连接，稳压三极管Q1的发射极还通过电容C7与交流输入端A连接，电阻R7并联在稳压三极管Q1的集电极和基极之间。
4.根据权利要求1所述的一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，其特征在于：所述的分压电路包括分压电阻R1和分压电阻R3，所述的分压电阻R1和分压电阻R3串联连接，串联的一端与整流电路的直流输出连接，另一端与交流输入端A连接，串联的中点与比较电路的同相输入端连接，串联的中点还通过电容C1与交流输入端A连接。
5.根据权利要求1所述的一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，其特征在于：所述的比较电路包括运算放大器U1，运算放大器U1接地端与交流输入端A连接。
6.根据权利要求1所述的一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，其特征在于：所述的放大电路为推挽放大电路，所述的推挽放大电路包括放大三极管Q3和放大三极管Q5，所述的放大三极管Q3的基极与放大三极管Q5的基极和运算放大器U1的输出端连接，放大三极管Q3的集电极与稳压三极管Q1的发射极连接，放大三极管Q3的发射极与放大三极管Q5的发射极和过压保护开关连接，放大三极管Q5的集电极与交流输入端A连接。
7.根据权利要求1所述的一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，其特征在于：所述的基准电压电路包括稳压管U3、电阻R9和电容C2，所述的稳压管U3为可控精密稳压源TL431，所述的稳压管U3的阳极与交流输入端A连接，稳压管U3的阴极通过电阻R9与稳压三极管Q1的发射极连接，稳压管U3的阴极还通过电容C2与交流输入端A连接，稳压管U3的阴极还与稳压管U3的参考极和运算放大器U1的反向输入端连接。
8.根据权利要求1所述的一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，其特征在于：所述的反馈控制电路包括二极管D3和电阻R13，二极管D3的阳极与运算放大器U1的输出端连接，二极管D3的阴极通过电阻R13与运算放大器U1的同向输入端连接。
9.根据权利要求1所述的一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，其特征在于：所述的光电耦合电路包括光电耦合器U5、电阻R10和电阻R15，所述的光电耦合器U5输入端阴极与运算放大器U1的输出端连接，光电耦合器U5输入端阳极通过电阻R10与交流输入端A连接，光电耦合器U5输出端发射极通过电阻R15与和运算放大器U1所对称的运算放大器U2的同向输入端连接，光电耦合器U5输出端集电极与和稳压三极管Q1所对称的稳压三极管Q2的发射极连接。
10.根据权利要求1所述的一种高压输电线路地线取电的过压保护电路，其特征在于：所述的过压保护开关包括开关MOS管Q7、二极管D5、分压电阻R17、分压电阻R4和稳压二极管Z3，所述的开关MOS管Q7的源极与交流输入端A连接，开关MOS管Q7的漏极与和开关MOS管Q7的所对称的开关MOS管Q8的漏极连接，开关MOS管Q7的栅极通过分压电阻R17与放大三极管Q3的发射极和放大三极管Q5的发射极连接，开关MOS管Q7的栅极还通过并联的分压电阻R4和稳压二极管Z3与交流输入端A连接，稳压二极管Z3的阴极与开关MOS管Q7的栅极连接，二极管D5的阳极与开关MOS管Q7的源极连接，二极管D5的阴极与开关MOS管Q7的漏极连接。
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