CN104218787B - 一种功率因数校正的控制方法及设备 - Google Patents

一种功率因数校正的控制方法及设备 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种功率因数校正的控制方法及设备，将交流电源的半个周期作为一个控制周期，将一个控制周期分为三个阶段，在靠近电压过零点的部分作为第一控制阶段和第三控制阶段，将电流峰值部分作为第二控制阶段；第一控制阶段和第二控制阶段内电流比较小，输出PWM脉冲信号给功率器件，并且第一控制阶段的第一PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减，第二控制阶段的第二PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增；第二控制阶段对应的电流比较大，因此该阶段不输出PWM脉冲信号，功率器件一直处于关断状态。对控制周期两端电流较低的区域补偿，中间波峰区域不补偿，将电流波形调整趋于正弦波，功率器件不需要一直频繁通断，提高功率因数，减少谐波。

Description

一种功率因数校正的控制方法及设备
技术领域
本发明涉及功率因数校正技术领域，特别涉及一种功率因数校正的控制方法及设备。
背景技术
随着工业生产水平和人民生活水平的提供，大量使用的非线性用电设备在电网中产生了越来越多的谐波，不仅增加了电网供电的损耗，影响电网保护装置的正常运行，而且降低了用电设备的功率因数。
变频空调器就属于非线性用电设备，因此，为了抑制谐波的产生以及提供功率因数，在变频空调器中引入了功率因数校正（PFC，Power Factor Correction）技术。
PFC的基本思路就是输入电流波形尽量趋于正弦波并且与输入电压相位差减小。
目前，PFC技术可以分为无源功率因数校正（PPFC）和有源功率因数校正（APFC）。
PPFC主要是使用电感和电容等组成滤波装置，该滤波装置调整输入电流的波形和相位偏移。PPFC的优点是电路比较简单、成本低、电磁干扰少、工作稳定。这是PPFC在电气回路确定的基础上，依靠电器元件自身性能来调整电流波形及相位，因此可调范围较小，功率因数提高也有限，一般只能到0.9左右。
APFC主要是控制功率器件的通断时间来调整输入电流波形及其相位偏移。依照功率器件通断的次数可以分为简易有源式和完全有源式。
简易有源式APFC是指在每次电源电压过零输入后只进行1到5次的通断。这种方式优点是电路设计较简单，但需要使用大容量电抗器才能使谐波达到较好效果，且功率因数提升有限。对抑制市场通用的较小容量的电感回路中的电流谐波效果也不理想。从成本和效果上都不是很好的方案。
完全有源式APFC是对功率器件进行不间断的快速通断（脉冲频率一般在20kHz以上)，电流波形可以近似于正弦波，功率因数可以达到0.99。但是这种技术有以下缺点：硬件上，如果使用工频器件，由于通断频率高，对器件造成较大损耗，影响使用寿命；如果使用高频器件，回路设计复杂会更加复杂，又大大增加了使用成本。另外，由于载波频率很高，一般需要使用专用PFC驱动芯片或者主控制芯片使用高运算能力的MCU或DSP来实现，二者都会提高使用成本，不利于市场竞争。
综上，目前现有技术中的PFC要么就是结构简单成本低，但是效果不好；要么就是效果不错，但是成本高。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种变频器功率因数校正的控制方法及设备，功率因数补偿效果好，可以提高功率因数，并且成本低。
本发明实施例提供一种功率因数校正的控制方法，包括以下步骤：
将交流电源电压的相邻的两次过零点之间作为一个控制周期，在所述控制周期内根据交流侧或者直流侧的输入电流值分为三个控制阶段；
所述第一阶段是指从交流电源电压的过零点开始到所述输入电流值上升至峰值电流的a%；所述第三阶段是指从所述输入电流值下降到所述峰值电流的b%到下次交流电源电压过零点；所述第二阶段是指一个控制周期中除了第一阶段和第三阶段后的中间阶段；
第一控制阶段内，以第一种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；
第二控制阶段内，停止输出PWM脉冲信号，所述功率器件关断；
第三控制阶段内，以第二种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增。
优选地，包括：每个控制阶段内，第一个PWM脉冲的高电平宽度是由直流侧电压和设定参考电压决定的，所述直流侧电压为每个控制周期内检测的直流侧电压；具体为：
当直流侧电压小于所述设定参考电压时，将控制阶段内的第一个PWM脉冲的高电平宽度增加；反之减小。
优选地，所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；具体按照以下公式：
Tn=Tn-1-Kp/ΔIn
Inref=Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Ipk是前一个控制周期的峰值电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
优选地，所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增；具体按照以下公式：
Tn=Tn-1+Kp/ΔIn
Inref=Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；n为正整数；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Ipk是前一个控制周期的峰值电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
优选地，所述a与b相等；
a为有效电流与峰值电流的比值
本发明实施例还提供一种功率因数校正的控制设备，包括：控制阶段划分单元和控制单元；
所述控制阶段划分单元，用于将交流电源电压的相邻的两次过零点之间作为一个控制周期，在所述控制周期内根据交流侧或者直流侧的输入电流值分为三个控制阶段；所述第一阶段是指从交流电源电压的过零点开始到所述输入电流值上升至峰值电流的a%；所述第三阶段是指从所述输入电流值下降到所述峰值电流的b%到下次交流电源电压过零点；所述第二阶段是指一个控制周期中除了第一阶段和第三阶段后的中间阶段；
所述控制单元，第一控制阶段内，以第一种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；第二控制阶段内，停止输出PWM脉冲信号，所述功率器件关断；第三控制阶段内，以第二种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增。
优选地，还包括直流侧电压检测单元；
所述直流侧电压检测单元，用于每个控制周期检测有源PFC电路直流侧的电压，将直流侧的电压发送给所述控制单元；
所述控制单元包括比较子单元和第一个PWM脉冲的高电平宽度确定单元；
所述比较子单元，用于将所述直流侧电压与设定参考电压进行比较；
所述第一个PWM脉冲的高电平宽度确定单元，当所述直流侧电压小于所述设定参考电压时，用将控制阶段内的第一个PWM脉冲的高电平宽度增加，反之减小。
优选地，所述控制单元还包括第一种PWM脉冲信号产生子单元，由以下公式来获得第一种PWM脉冲信号中的每个PWM脉冲信号的高电平宽度；
Tn=Tn-1-Kp/ΔIn
Inref=Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
优选地，所述控制单元还包括第二种PWM脉冲信号产生子单元，由以下公式来获得第二种PWM脉冲信号中每个PWM脉冲信号的高电平宽度；
Tn=Tn-1+Kp/ΔIn
Inref=Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；n为正整数；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Ipk是前一个控制周期的峰值电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
优选地，
所述a与b相等；
a为有效电流与峰值电流的比值
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明提供的功率因数校正的控制方法，将交流电源的半个周期作为一个控制周期，当然也可以理解为将直流电源的一个周期作为一个控制周期。本方法将一个控制周期分为三个阶段，在靠近电压过零点的部分作为第一控制阶段和第三控制阶段，将电流峰值部分作为第二控制阶段；由于第一控制阶段和第二控制阶段内电流比较小，因此输出PWM脉冲信号给功率器件，并且第一控制阶段的第一PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减，第二控制阶段的第二PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增；由于第二控制阶段对应的电流比较大，因此该阶段不输出PWM脉冲信号，功率器件一直处于关断状态。本方法对一个控制周期两端电流较低的区域进行补偿，中间波峰区域不作补偿，这样既可以将电流波形调整趋于正弦波，同时功率器件不需要一直频繁通断，这样可以有效地提高功率因数，减少谐波，功率因数补偿效果好。
附图说明
图1是本发明提供的有源PFC的一种电路示意图；
图2是本发明提供的功率因数校正的控制方法实施例一流程图；
图3是本发明现有技术中输入电压和输入电流的波形示意图；
图4是本发明实施例中第一控制阶段内的PWM脉冲信号示意图；
图5是本发明提供的交流输入电流和交流输入电压的波形图；
图6是本发明提供的功率因数校正的控制设备实施例一示意图；
图7是本发明提供的功率因数校正的控制设备实施例二示意图；
图8是本发明提供的功率因数校正的控制设备实施例三示意图。
具体实施方式
首先为了使本领域技术人员能够更好地理解和实施本发明提供的技术方案，下面首先结合附图详细介绍以下有源PFC电路的基本组成结构以及其工作原理。
参见图1，该图为本发明提供的有源PFC的一种电路示意图。
交流电源AC通过整流器100整流为直流后输出。图1中的整流器是全桥的，由四个二极管连接组成，分别为第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4。
需要说明的是整流器100输出端的电压就是直流电，可以理解的是，交流电源AC经过整流以后，直流电源的周期就是交流电源的周期的一半。
当功率器件G导通后，直流电压加在高频电抗器L两侧，L产生瞬间大电流；该电流从整流器100的输出正极流入功率器件G，再流回到直流电源负极DC-。
需要说明的是，所述L也可以为工频电抗器，工频电抗器的成本比高频电抗器的成本低。
当功率器件G导通时是给L充电，电流流过功率器件G而不经过负载R。当功率器件G断开时，L放电，与电源电流一起流向负载R和C，但是只有在A点电压大于B点电压时电流才可以通过D，这时电流流向电容C进行充电，当A点电压小于B点电压时电流不能通过二极管D，这时电容C放电给负载R供电，所以电容C充放电频繁，供给负载R的电压波动就较小。
当功率器件G截止时，高频电抗器L上产生的感生正电压使电流通过快恢复二极管D，流向电解电容C并对其进行充电；因为快恢复二极管D的单向导通特性，C上的电压不会加在功率器件G的漏极上；当采用高载波频率的PWM脉冲使G频繁导通和关断时，直流电流会被拉起并通过L、D不断向C充电，从而起到功率因数补偿和提升直流电压的作用。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
参见图2，该图为本发明提供的功率因数校正的控制方法实施例一流程图。
本实施例提供的一种功率因数校正的控制方法，包括以下步骤：
S201：将交流电源电压的相邻的两次过零点之间作为一个控制周期，在所述控制周期内根据交流侧或者直流侧的输入电流值分为三个控制阶段；
所述第一阶段是指从交流电源电压的过零点开始到所述输入电流值上升至峰值电流的a%；所述第三阶段是指从所述输入电流值下降到所述峰值电流的b%到下次交流电源电压过零点；所述第二阶段是指一个控制周期中除了第一阶段和第三阶段后的中间阶段；
S202：第一控制阶段内，以第一种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；第二控制阶段内，停止输出PWM脉冲信号，所述功率器件关断；第三控制阶段内，以第二种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增。
由于第一控制阶段内，输入电流是逐渐增大的，因此，第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；第二控制阶段内，由于输入电流是最大的峰值阶段，因此，此阶段没有PWM脉冲信号输出，功率器件处于关断状态；第三控制阶段，由于输入电流是逐渐减小的，因此，第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增。这样控制，可以调节输入电流的波形与输入电压的波形接近，趋于正弦波。
本发明提供的功率因数校正的控制方法，将交流电源的半个周期作为一个控制周期，当然也可以理解为将直流电源的一个周期作为一个控制周期。本方法将一个控制周期分为三个阶段，在靠近电压过零点的部分作为第一控制阶段和第三控制阶段，将电流峰值部分作为第二控制阶段；由于第一控制阶段和第二控制阶段内电流比较小，因此输出PWM脉冲信号给功率器件；并且第一控制阶段的第一PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减，第二控制阶段的第二PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增；由于第二控制阶段对应的电流比较大，因此该阶段不输出PWM脉冲信号，功率器件一直处于关断状态。本方法对一个控制周期两端电流较低的区域进行补偿，中间波峰区域不作补偿，这样既可以将电流波形调整趋于正弦波，同时功率器件不需要一直频繁通断，这样可以有效地提高功率因数，减少谐波，功率因数补偿效果好。
另外，相对于使用工频器件的完全有源PFC，本发明采用了更低频率的驱动载波，且为不连续通断控制。虽然谐波抑制效果和功率因数略有下降，但由于通断频率低，且部分时间内对功率器件进行关断，使功率器件损耗大幅降低；且使用一般的主控芯片进行模块化编程后即可实现，无需专用芯片，对集成的主控芯片要求也不高(16位MCU即可实现)，因此，成本较低。
为了使本领域技术人员更好地理解和体会本发明以上方法带来的优点，下面介绍现有技术中不做功率因数校正时，输入电压和输入电流的波形。
参见图3，该图为现有技术中输入电压和输入电流的波形示意图。
图3中的Vdc表示图1中负载R两端的电压；Vac表示交流电源输出的电压；Iac表示有负载R时，交流电源的输出电流，即整流器的输入电流。
从图中可以清楚地看出，Vac是一个标准的正弦波，而Iac不是一个标准的正弦波，Iac靠近Vac过零部分有一段是零。因此Vac和Iac的相位不一致，产生的电流谐波会对电网造成一定程度的污染；这正是功率因数校正的缘由，因为功率因数校正的作用就是为了使Vac与Iac的相位尽可能地保持一致，这样保证较高的功率因数，也可以抑制谐波的影响。
下面详细介绍本发明的一种具体实现方式。
第一控制阶段内，由于输入电流在没有进行补偿前是逐渐增大的趋势，因此，在这个阶段内，将PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减。
具体参见图4，该图为本发明实施例中第一控制阶段内的PWM脉冲信号示意图。
为了方便理解，图4中仅以几个控制周期内的PWM脉冲信号为例进行介绍。
0-t1为第一控制周期，依次类推，t7-t8是第八控制周期。
第一控制周期到第五控制周期可以明显地看出，PWM脉冲信号的高电平宽度是依次递减的，以Tn表示每n控制周期PWM脉冲信号的高电平宽度，即T1>T2>T3>T4>T5>T6。
从图4中可以看出，从第六个控制周期开始停止输出PWM脉冲信号，即对应的功率器件一直处于断开状态。
具体地，下面结合公式具体介绍PWM脉冲信号的高电平宽度以怎样的规律进行递减。
所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；具体按照以下公式：
Tn=Tn-1-Kp/ΔIn
Inref=Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
需要说明的是，每个控制阶段内（包括第一控制阶段和第三控制阶段），第一个PWM脉冲的高电平宽度是由直流侧电压和设定参考电压决定的，所述直流侧电压为每个控制周期内检测的直流侧电压；具体为：
当直流侧电压小于所述设定参考电压时，将控制阶段内的第一个PWM脉冲的高电平宽度增加；反之减小。
假设第一控制阶段有M1个PWM脉冲；利用本发明提供的方法，即第1个PWM脉冲的高电平宽度最大，功率器件导通的时间最长；第M1个PWM脉冲的高电平宽度最小，功率器件导通的时间最短。
每个控制周期内第1个PWM脉冲的高电平宽度依照检测的直流侧电压和设定参考电压的差作调节，第2至M1个PWM脉冲跟随第1个PWM脉冲相应变化。
以上介绍了PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减的形式，下面介绍第三控制阶段内，第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增的形式，其实，原理与上述的依次增减的相同。
所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增具体按照以下公式：
Tn=Tn-1+Kp/ΔIn
Inref=Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；n为正整数；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Ipk是前一个控制周期的峰值电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
由于在第三控制阶段内，输入电流是逐渐减小的，因此，此阶段内的PWM脉冲信号对应的高电平宽度是依次递增的，当检测到电源电压下次过零时，第三控制阶段完成，即一个控制周期结束。
当然，可以理解的是，a与b的取值也可以不相同。
需要说明的是，所述峰值电流由上一个电源电压周期内的平均电流获得。
为了使本发明的有益效果更加清楚易懂，下面结合图5和图3来详细分析。
从图5中可以看出，经过本发明提供的方法调节以后，输入电流Iac的波形与输入电压Vac的相位一致性得到了提高。
最主要的是，Iac在靠近Vac过零点的部分不在是没有信号，不再有一段为零。本发明中的Iac从过零点开始逐渐上升到峰值，然后从峰值逐渐下降到零点。T1是第一个控制周期，以此类推，t4是第四个控制周期。
ta对应的Iac是电流峰值的a%；tb对应的Iac是电流峰值的b%。
为了使控制方法更简单，可以使所述a与b相等；即
a与b均可以为有效电流与峰值电流的比值
需要说明的是，优选选择的是，本发明提供的以上方法对有源PFC电路中的功率器件使用8～14KHz的PWM脉冲信号频率。由于这个频段，较全程有源PFC驱动方式的20KHz以上的频段低了很多，对MCU处理速度的要求有大幅下降，并且减少了功率器件的损耗，同时又能保持对DC电压较好的提升效果。MCU是有源PFC中的主控制器。
基于上述变频器功率因数校正的控制方法的方法，本发明还提供了变频器功率因数校正的控制设备，下面结合具体实施例来详细说明其组成部分。
参见图6，该图为本发明提供的功率因数校正的控制设备实施例一示意图。
本实施例提供的功率因数校正的控制设备，包括：控制阶段划分单元600和控制单元700；
所述控制阶段划分单元600，用于将交流电源电压的相邻的两次过零点之间作为一个控制周期，在所述控制周期内根据交流侧或者直流侧的输入电流值分为三个控制阶段；所述第一阶段是指从交流电源电压的过零点开始到所述输入电流值上升至峰值电流的a%；所述第三阶段是指从所述输入电流值下降到所述峰值电流的b%到下次交流电源电压过零点；所述第二阶段是指一个控制周期中除了第一阶段和第三阶段后的中间阶段；
所述控制单元700，第一控制阶段内，以第一种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；第二控制阶段内，停止输出PWM脉冲信号，所述功率器件关断；第三控制阶段内，以第二种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增。
由于第一控制阶段内，输入电流是逐渐增大的，因此，第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；第二控制阶段内，由于输入电流是最大的峰值阶段，因此，此阶段没有PWM脉冲信号输出，功率器件处于关断状态；第三控制阶段，由于输入电流是逐渐减小的，因此，第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增。这样控制，可以调节输入电流的波形与输入电压的波形接近，趋于正弦波。
本发明提供的功率因数校正的控制设备，将交流电源的半个周期作为一个控制周期，当然也可以理解为将直流电源的一个周期作为一个控制周期。本方法将一个控制周期分为三个阶段，在靠近电压过零点的部分作为第一控制阶段和第三控制阶段，将电流峰值部分作为第二控制阶段；由于第一控制阶段和第二控制阶段内电流比较小，因此输出PWM脉冲信号给功率器件；并且第一控制阶段的第一PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减，第二控制阶段的第二PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增；由于第二控制阶段对应的电流比较大，因此该阶段不输出PWM脉冲信号，功率器件一直处于关断状态。本设备对一个控制周期两端电流较低的区域进行补偿，中间波峰区域不作补偿，这样既可以将电流波形调整趋于正弦波，同时功率器件不需要一直频繁通断，这样可以有效地提高功率因数，减少谐波，功率因数补偿效果好。
另外，相对于使用工频器件的完全有源PFC，本发明采用了更低频率的驱动载波，且为不连续通断控制。虽然谐波抑制效果和功率因数略有下降，但由于通断频率低，且部分时间内对功率器件进行关断，使功率器件损耗大幅降低；且使用一般的主控芯片进行模块化编程后即可实现，无需专用芯片，对集成的主控芯片要求也不高(16位MCU即可实现)，因此，成本较低。
参见图7，该图为本发明提供的功率因数校正的控制设备实施例二示意图。
本实施例提供的功率因数校正的控制设备，还包括直流侧电压检测单元800；
所述直流侧电压检测单元800，用于每个控制周期检测有源PFC电路直流侧的电压，将直流侧的电压发送给所述控制单元700；
所述控制单元700包括比较子单元701和第一个PWM脉冲的高电平宽度确定单元702；
所述比较子单元701，用于将所述直流侧电压与设定参考电压进行比较；
所述第一个PWM脉冲的高电平宽度确定单元702，当所述直流侧电压小于所述设定参考电压时，用将控制阶段（包括第一控制阶段和第三控制阶段）内的第一个PWM脉冲的高电平宽度增加，反之减小。
参见图8，该图为本发明提供的功率因数校正的控制设备实施例三示意图。
本实施例提供的所述控制单元包括第一种PWM脉冲信号产生子单元703，由以下公式来获得第一种PWM脉冲信号中的每个PWM脉冲信号的高电平宽度；
Tn=Tn-1-Kp/ΔIn
Inref=Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
假设第一控制阶段有M1个PWM脉冲；利用本发明提供的方法，即第1个PWM脉冲的高电平宽度最大，功率器件导通的时间最长；第M1个PWM脉冲的高电平宽度最小，功率器件导通的时间最短。
每个控制周期内第1个PWM脉冲的高电平宽度依照检测的直流侧电压和设定参考电压的差作调节，第2至M1个PWM脉冲跟随第1个PWM脉冲相应变化。
所述控制单元包括第二种PWM脉冲信号产生子单元704，由以下公式来获得第二种PWM脉冲信号中每个PWM脉冲信号的高电平宽度；
Tn=Tn-1+Kp/ΔIn
Inref=Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；n为正整数；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Ipk是前一个控制周期的峰值电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
由于在第三控制阶段内，输入电流是逐渐减小的，因此，此阶段内的PWM脉冲信号对应的高电平宽度是依次递增的，当检测到电源电压下次过零时，第三控制阶段完成，即一个控制周期结束。
当然，可以理解的是，a与b的取值也可以不相同。
需要说明的是，所述峰值电流由上一个电源电压周期内的平均电流获得。
从图5中可以看出，经过本发明提供的方法调节以后，直流侧的输入电流Idc的波形与直流侧的输入电压Vdc的相位一致性得到了提高。
最主要的是，Idc在靠近Vdc过零点的部分不在是没有信号，不再有一段为零。本发明中的Idc从过零点开始逐渐上升到峰值，然后从峰值逐渐下降到零点。T1是第一个控制周期，以此类推，t4是第四个控制周期。
ta对应的Idc是电流峰值的a%；tb对应的Idc是电流峰值的b%。
为了使控制方法更简单，可以使所述a与b相等；即
a与b均可以为有效电流与峰值电流的比值
需要说明的是，优选选择的是，本发明提供的以上设备对有源PFC电路中的功率器件使用8～14KHz的PWM脉冲信号频率。由于这个频段，较全程有源PFC驱动方式的20KHz以上的频段低了很多，对MCU处理速度的要求有大幅下降，并且减少了功率器件的损耗，同时又能保持对DC电压较好的提升效果。MCU是有源PFC中的主控制器。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (8)

1.一种功率因数校正的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
将交流电源电压的相邻的两次过零点之间作为一个控制周期，在所述控制周期内根据交流侧或者直流侧的输入电流值分为三个控制阶段；
所述第一阶段是指从交流电源电压的过零点开始到所述输入电流值上升至峰值电流的a％；所述第三阶段是指从所述输入电流值下降到所述峰值电流的b％到下次交流电源电压过零点；所述第二阶段是指一个控制周期中除了第一阶段和第三阶段后的中间阶段；
第一控制阶段内，以第一种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；
第二控制阶段内，停止输出PWM脉冲信号，所述功率器件关断；
第三控制阶段内，以第二种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增；
所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；具体按照以下公式：
Tn＝Tn-1-Kp/ΔIn
Inref＝Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Ipk是前一个控制周期的峰值电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正的控制方法，其特征在于，包括：每个控制阶段内，第一个PWM脉冲的高电平宽度是由直流侧电压和设定参考电压决定的，所述直流侧电压为每个控制周期内检测的直流侧电压；具体为：
当直流侧电压小于所述设定参考电压时，将控制阶段内的第一个PWM脉冲的高电平宽度增加；反之减小。
3.根据权利要求2所述的功率因数校正的控制方法，其特征在于，所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增；具体按照以下公式：
Tn＝Tn-1+Kp/ΔIn
Inref＝Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；n为正整数；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Ipk是前一个控制周期的峰值电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
4.根据权利要求1-3任一项所述的功率因数校正的控制方法，其特征在于，所述a与b相等；
a为有效电流与峰值电流的比值
5.一种功率因数校正的控制设备，其特征在于，包括：控制阶段划分单元和控制单元；
所述控制阶段划分单元，用于将交流电源电压的相邻的两次过零点之间作为一个控制周期，在所述控制周期内根据交流侧或者直流侧的输入电流值分为三个控制阶段；所述第一阶段是指从交流电源电压的过零点开始到所述输入电流值上升至峰值电流的a％；所述第三阶段是指从所述输入电流值下降到所述峰值电流的b％到下次交流电源电压过零点；所述第二阶段是指一个控制周期中除了第一阶段和第三阶段后的中间阶段；
所述控制单元，第一控制阶段内，以第一种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第一种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递减；第二控制阶段内，停止输出PWM脉冲信号，所述功率器件关断；第三控制阶段内，以第二种PWM脉冲信号驱动功率器件的导通或关断；所述第二种PWM脉冲信号的高电平宽度依次递增；
所述控制单元还包括第一种PWM脉冲信号产生子单元，由以下公式来获得第一种PWM脉冲信号中的每个PWM脉冲信号的高电平宽度；
Tn＝Tn-1-Kp/ΔIn
Inref＝Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
6.根据权利要求5所述的功率因数校正的控制设备，其特征在于，还包括直流侧电压检测单元；
所述直流侧电压检测单元，用于每个控制周期检测有源PFC电路直流侧的电压，将直流侧的电压发送给所述控制单元；
所述控制单元包括比较子单元和第一个PWM脉冲的高电平宽度确定单元；
所述比较子单元，用于将所述直流侧电压与设定参考电压进行比较；
所述第一个PWM脉冲的高电平宽度确定单元，当所述直流侧电压小于所述设定参考电压时，用将控制阶段内的第一个PWM脉冲的高电平宽度增加，反之减小。
7.根据权利要求6所述的功率因数校正的控制设备，其特征在于，所述控制单元还包括第二种PWM脉冲信号产生子单元，由以下公式来获得第二种PWM脉冲信号中每个PWM脉冲信号的高电平宽度；
Tn＝Tn-1+Kp/ΔIn
Inref＝Ipk*sin(π*n(2Fqs)/Fqc)
其中，Kp为衰减系数；
Tn为第n个PWM脉冲信号的高电平宽度；n为正整数；
In是第n个PWM脉冲信号输出时对应的直流回路的总电流；
Inref是第n个PWM脉冲信号的基准电流；
Ipk是前一个控制周期的峰值电流；
Fqs是电网频率，Fqc是PWM脉冲信号的频率。
8.根据权利要求5-7任一项所述的功率因数校正的控制设备，其特征在于，
所述a与b相等；
a为有效电流与峰值电流的比值
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