CN110912193B - 一种微逆变器交流侧功率耦合***及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明属于微逆变器技术领域，公开了一种微逆变器交流侧功率耦合***及控制方法，S1和D1，S2和D2，S3和D3，S4和D4，S5和D5及S6和D6反并联连接；S1的集电极，S3的集电极与Uinv‑相连接；S2的集电极，S4的集电极与Uinv+相连接；S1的发射极，S2的发射极与耦合电容的一端相连接；S3的发射极，S5的集电极与耦合电感的一端相连接；S4的发射极，S6的集电极与耦合电感的另外一端相连；S5的发射极，S6的发射极与耦合电容的另一端相连接。本发明降低了微逆变器中的耦合电容值，实现了耦合电容的小型化设计，提高了逆变器的工作效率，延长了整体微逆变器的使用寿命。
Description
技术领域
本发明属于微逆变器技术领域，尤其涉及一种微逆变器交流侧功率耦合***及控制方法。具体涉及一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路。
背景技术
目前，最接近的现有技术：拥有众多优点的微逆变器正开始占据未来分布式光伏逆变器的舞台。基于受MPPT控制的光伏组件产生的恒定输入功率与电网上两倍工频的交流侧功率不匹配这一问题，传统的解决方法是使用电解电容作为缓冲，以实现光伏输出功率与交流侧功率的一致统一。而由于大部分半导体器件和无源器件的使用寿命为电解电容的5～10倍。两者寿命上的巨大差距限制了传统逆变器的稳定和寿命。由此，无电解电容的微逆变器应运而生。
无电解电容微逆变器技术，即采用由功率开关和无源器件组成的电力电子功率耦合电路代替传统电解电容实现能量缓冲功能。据功率解耦电容的位置，可将功率解耦技术分为(1)DC-link中间侧型。(2)交流输出侧型。(3)直流输入侧型。(4)三端口解耦型。
DC-link级解耦，即直流母线解耦，多应用于多级式逆变器，由于DC-AC环节中使用的式电压型变换器，要求直流母线电压足够高。剑桥大学G.A.J.Amaratunga等人提出了一种三级结构微型光伏并网逆变器，该逆变器由Buck电路，全桥逆变器和移相全桥电路三部分组成。Buck电路生成正弦半波电流，全桥逆变器产生正弦注入电流，而最后一级电路实现升压和MPPT功能。
所谓交流侧耦合技术是指将电容并接于电流侧，因交流电压较大，解耦电容得以减少。美国亚利桑那州立大学B.S.Wang提出的双向交交变频式微逆变器拓扑正是基于此原理，在大幅减少耦合电容之上还实现了能量缓冲以及功率的双向流动。
直流输入侧功率耦合技术，一般用于单级并网微逆变器当中。日本东京都立大学的Shimizu教授，提出了一种带动率耦合电路的反激光伏并网逆变器。当逆变器输入功率大于输出功率时，励磁电感给解耦电容充电，反之，当输出功率大于输入功率时，励磁电感接收解耦电容放电时产生的能量。诚然，单级微逆变器只有一级结构，但受***MPPT下孤岛检测及功率耦合控制复杂，且***升压比低，光伏直流输出电压高，耦合电容大等因素限制。
所谓三端口功率耦合技术，即是将变换器中一个端口用于实现功率解耦，第二个端口用于最大功率点跟踪，第三个端口实现并网。这种功率耦合技术利用变压器绕组的方式使得电容电压及电压纹波有很大的提高，可以一定程度上大幅度减少耦合电容容值。
综上所述，现有技术存在的问题是：现有功率解耦电路使用开关过多，电路繁琐，影响主电路的动态响应。
现有的PV级、DC级功率解耦的解耦电容容值较大。
现有技术中大多使用变压器解耦或在逆变器直流侧解耦，使用变压器加大逆变器体积，增加了成本。采用直流侧解耦方案，由于解耦电容的电压脉动幅度有限，故解耦电容的容值仍然较大。
现有的AC级功率解耦技术大多控制复杂，开关元件较多，效率有限。
解决上述技术问题的难度：采用AC侧并联桥式六开关电路，需及时与逆变器输出侧高压高频电压同步，并且需要根据瞬时的功率不平衡得出该时刻的占空比。
解决上述技术问题的意义：桥式六开关功率解耦电路的使用，以比较简单的控制方案，极大地降低了解耦电容容值，使得母线电容两侧的二次纹波电压脉动转移到解耦上，缩小了逆变器的体积，延长了逆变器的使用寿命。
使用本发明AC侧功率解耦方法可以大幅度降低解耦电容容值。相较于以往的功率从解耦技术而言，该种功率解耦方法控制更为简单，并且不影响主电路的动态响应。
相比于现有的AC级功率解耦技术，电路更加简洁，相对使用了更少的开关或电容。
该种解耦电路的解耦效果更好，解耦得更彻底。
发明内容
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种微逆变器交流侧功率耦合***及控制方法。
本发明是这样实现的，一种微逆变器交流侧功率耦合***，所述微逆变器交流侧功率耦合***包括六个开关管S1-S6、六个二极管D1-D6、耦合电容Cd及电感Ld；每一个开关管和二极管均为反并联连接，对应的为S1和D1，S2和D2，S3和D3，S4和D4，S5和D5及S6和D6反并联连接；
S1的集电极，S3的集电极与Uinv-相连接；
S2的集电极，S4的集电极与Uinv+相连接；
S1的发射极，S2的发射极与耦合电容的一端相连接；
S3的发射极，S5的集电极与耦合电感的一端相连接；
S4的发射极，S6的集电极与耦合电感的另外一端相连；
S5的发射极，S6的发射极与耦合电容的另一端相连接。
进一步，所述微逆变器交流侧功率耦合***并联于微逆变器的交流输出侧。
本发明的另一目的在于提供一种所述微逆变器交流侧功率耦合***的控制方法，所述微逆变器交流侧功率耦合***的控制方法包括：
通过对开关管通断的控制，调节电感Ld的相对位置，使等效电路改变，实现能量的缓冲；
具体控制公式为：
以上式子中S1-S6为控制6个开关管通断的控制信号，而该6路控制信号之间的逻辑时序关系可由逻辑变量R1和R2的代数式表达，R1和R2的取值仅为“0”和“1”，R1表示电网电压的极性，R1＝0表示电网电压处于正半周，执行模式1与模式2；否则，R1＝1表示电网电压处于负半周，执行模式3与模式4；R2表示吸收和释放能量的状态，当R2＝0时，微逆变器交流侧功率耦合电路吸收能量，执行模式1与模式3；否则，当R2＝1时，微逆变器交流侧功率耦合电路释放能量，执行模式2与模式4；
R1、R2、PEM分别为不同频率范围的时序段，其中R1为50Hz时序段，R2为100Hz时序段，PEM为20KHz时序段；
变量PEM为瞬时解耦功率量在高频数字域的映射。
变量PEM为20KHz高频信号的代数量，该信号是瞬时解耦功率大小的高频脉冲宽度表达，且该量为解耦电感给定值idref所控制。
进一步，模式1：逆变器VO>0，微逆变器交流侧功率耦合电路吸收能量；
模式2：逆变器VO>0，微逆变器交流侧功率耦合电路释放能量；
模式3：逆变器VO<0，微逆变器交流侧功率耦合电路吸收能量；
模式4：逆变器VO<0，微逆变器交流侧功率耦合电路释放能量。
如果微逆变器交流侧功率耦合电路通过电感实现与逆变器的能量和电流连接，通过电容器实现相应能量的存储和释放，假设电容为单极性设置其电压，则当吸收能量时，电容电压与输出电流方向相同，输入电流和电压方向也相同，而释放能量时，输出电容电压与电流方向相反，输入电流电压方向也相反。假设电压正方向为上正下负，电流正方向为顺时针方向，则其四种工作模式如图6所示。
进一步，通过对开关管通断的控制，调节电感Ld的相对位置，使等效电路改变中，具体包括：
工作模式1，当Ugrid>0,PI>PO时，S1常通，S2,S3,S5,S6断开，S4作为主控开关受PEM信号控制；解耦电容C存储能量，电压上升；S4开通时，电流id流通路径为Uinv+、S4、Ld、D3、Uinv-；
S4断开时，电流id流通路径为Ld、D3、S1、Cd、D6、Ld；
工作模式2，当Ugrid>0,PI<PO时，S3常通，S1,S2,S4,S5断开，S6作为主控开关受PEM信号控制；解耦电容C释放能量，电压下降；S6开通时，电流id流通路径为Cd+、D1、S3、Ld、S6、Cd-；
S6断开时，电流id流通路径为Uinv-、S3、Ld、D4、Uinv+；
工作模式3，当Ugrid<0,PI>PO时，S2常通，S1,S6,S4,S5断开，S3作为主控开关受PEM信号控制；解耦电容C吸收能量，电压上升；
S3开通时，电流id流通路径为Uinv+、S3、Ld、D4、Uinv-；
S3断开时，电流id流通路径为Ld、D4、S2、Cd、D2、Ld；
工作模式4，当Ugrid<0,PI<PO时，S4常通，S1,S2,S3,S6断开，S5作为主控开关受PEM信号控制；解耦电容C释放能量，电压下降；
S5开通时，电流id流通路径为Cd+、D2、S4、Ld、S2、Cd-；
S5断开时，电流id流通路径为Uinv-、S4、Ld、D3、Uinv+；
其中，Uinv是逆变器交流侧等效电源，Ugrid为电网电压值，PI为直流侧输入功率，PO为交流输出侧功率。
进一步，对开关管通断的控制中，通过不同工作模式下的功率耦合关系得出控制模型，确定相应开关器件的开通时刻；同时通过单个开关周期内，电路需处理的脉动功率，求出对应的每个开关的开通时间。
进一步，通过不同工作模式下的功率耦合关系得出控制模型，确定相应开关器件的开通时刻的方法包括：
光伏组件的输出功率Ppv，功率因数角θ在理想条件下为零
Pac＝Ppv-Ppvcos(2ωt+θ) (2)；
每个开关周期内，解耦电路处理的平均功率为
Ppd＝PpvTscos(2ωt) (3)；
式中逆变器的等效开关周期为Ts，逆变器输出电压Vinv，并网电流idref，即解耦电感电流给定值，解耦电感电流瞬时值id，在单个开关周期内，令DTs＝t2-t1，得PEM驱动信号的脉宽，PEM信号由idref决定。
进一步，idref的计算方法包括：
工作模式1：等效电路为Buck-Boost，id以顺时针流向为正方向，t1～t2时段，开关管S4导通，则解耦电路的输入功率为：
t2～t3时段，S4关断：
得到解耦电路的输入功率；
联立上式(3)、(4)、(5)、(6)得到
模式2：等效电路为Buck-Boost，t1～t2时段，开关管S6导通
t2～t3时段，S6关断：
得到解耦电微逆变器交流侧功率耦合电路的输入功率，联立(3)、(4)、(8)、(9)得到
模式3：等效电路为Buck-Boost，工作于升压状态，t1～t2时段，开关管S3导通
t2～t3时段，S3关断
得到微逆变器交流侧功率耦合电路的输入功率，联立(3)、(6)、(11)、(12)得到
模式4：等效电路为Buck-Boost，工作于降压状态，t1～t2时段，开关管S5导通
t2～t3时段，S5关断
可以得到微逆变器交流侧功率耦合电路的输入功率，联立(3)、(6)、(14)、(15)得到
本发明的另一目的在于提供一种实现所述微逆变器交流侧功率耦合***的控制方法的信息数据处理终端。
本发明的另一目的在于提供一种计算机可读存储介质，包括指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行所述的微逆变器交流侧功率耦合***的控制方法。
综上所述，本发明的优点及积极效果为：本发明提供一种微逆变器交流侧功率耦合电路，并联接入其交流侧输出端，在不影响传统电解电容器功率耦合功能上，减小电路耦合电容值，提高微逆变器的效率以及其使用寿命。由于输入功率处于直流侧是恒定的，而输出功率处于交流侧是正弦变化的，虽然二者平均值基本一致，但瞬时值并不一致，功率耦合电路正是为了解决这一问题，实现二者间的能量缓冲。
相较于传统电解电容逆变器来说，本发明优点主要体现在：(1)降低了微逆变器中的耦合电容值，实现了耦合电容的小型化设计。(2)提高了逆变器的工作效率。(3)延长了整体微逆变器的使用寿命。
相较于现有的七开关的微逆变器交流侧功率耦合电路来说，本发明优势主要体现在：
(1)开关数量较少，电路的控制相对容易。(2)四种工作模式的结构设计相对简单，电路运行稳定可靠。(3)成本较低，在实际应用生产中易于实现。
本发明的一些创新体现在：通过计算单个开关周期中的脉冲能量求出其占空比，将该思想应用于交流侧功率耦合电容的控制中。
附图说明
图1是本发明实施例提供的微逆变器交流侧功率耦合拓扑图。
图2是本发明实施例提供的微逆变器***结构及功率关系图。
图3是本发明实施例提供的输入功率和输出功率关系图。
图4是本发明实施例提供的逆变器各功率(PI、Po、Pc)之间的关系图。
图5是本发明实施例提供的微逆变器交流侧功率耦合电路的工作模式次序图。
图6是本发明实施例提供的微逆变器交流侧功率耦合电路的四种模式示意图。
图7是本发明实施例提供的在工作模式1下的等效工作电路图。
图8是本发明实施例提供的在工作模式2下的等效工作电路图。
图9是本发明实施例提供的在工作模式3下的等效工作电路图。
图10是本发明实施例提供的在工作模式4下的等效工作电路图。
图11是本发明实施例提供的Simulink仿真中的逻辑时序图。
图12是本发明实施例提供的通过单个开关周期内，电路需要处理的脉动功率，求出对应的每个开关的开通时间图。
图13是本发明实施例提供的为4种工作模式下idref的波形，由此可反推得到各工作模式的相应占空比图。
图14是本发明实施例提供的在仿真软件Matlab上对本发明的工作电路进行仿真图。
图15是本发明实施例提供的并网电压，解耦电容电压，解耦电感电流波形图。
图16是本发明实施例提供的逆变器输出电压Uinv，并网电压，并网电流波形图。
图17是本发明实施例提供的受控开关脉冲信号波形，其中阴影部分表示PEM信号作用下的各受控开关的脉冲束图。
图18是本发明实施例提供的为4种模式下Uinv与各主控开关PEM信号对比图。
图中：(a)主控开关S4的驱动信号PEM波形图；(b)主控开关S6的驱动信号PEM波形图；(c)主控开关S3的驱动信号PEM波形图；(d)主控开关S5的驱动信号PEM波形图。
图19是本发明实施例提供的Uinv与开关管S3和S6波形对比(含PEM控制)图。
图20是本发明实施例提供的Uinv与开关管S2和S1波形对比(含PEM控制)图。
图21是本发明实施例提供的Uinv与开关管S4和S5波形对比(含PEM控制)图。
图22是本发明实施例提供的逆变器接入功率解耦电路前后母线电压，母线电流，解耦电容电压以及电网电压的波形图。
图23是本发明实施例提供的逆变器接入功率解耦电路前后各项实验指标波形对比图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
现有技术中，没有并联接入其交流侧输出端，造成电解电容器功率耦合功能上受影响，电路耦合电容值过高，使微逆变器的效率以及其使用寿命变短。而且现有技术中，由于输入功率处于直流侧是恒定的，而输出功率处于交流侧是正弦变化的，虽然二者平均值基本一致，但瞬时值并不一致，造成二者间的能量不能进行有效缓冲。
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种微逆变器交流侧功率耦合***，下面结合附图对本发明作详细的描述。
如图1所示，本发明实施例提供的微逆变器交流侧功率耦合***，即微逆变器交流侧功率耦合电路，在实际应用时，将该电路并联于微逆变器的交流输出侧。功率解耦电路由六个开关管S1-S6、六个二极管D1-D6、耦合电容Cd及电感Ld；其中每一个开关管和二极管均为反并联连接，对应的为S1和D1，S2和D2，S3和D3，S4和D4，S5和D5及S6和D6反并联连接,S1的集电极，S3的集电极与Uinv-相连接；S2的集电极，S4的集电极与Uinv+相连接；S1的发射极，S2的发射极与耦合电容的一端相连接；S3的发射极，S5的集电极与耦合电感的一端相连接；S4的发射极，S6的集电极与耦合电感的另外一端相连；S5的发射极，S6的发射极与耦合电容的另一端相连接。通过对开关管通断的控制，来调节电感Ld的相对位置，以达到改变等效电路的目的，从而实现能量的缓冲。
在本发明实施例中，图2是本发明实施例提供的微逆变器结构及功率关系图，图中所示微逆变器由功率耦合电路和逆变器以及一些其余元器件所组成，本发明专利的电路结构组成了该逆变器中的功率耦合电路，功率解耦电路并联连接在逆变器的交流输出侧，电感L和电容C起电路的滤波作用。图中逆变器直流侧电压Vdc，逆变器直流侧电流Idc，逆变器交流输出侧电压Vo，功率耦合电路输入电压Vc，电网电压Vgrid，微逆变向电网的注入电流igrid，功率耦合电路的耦合功率Pc，微逆变器的输出功率Po，直流侧输入功率PI。
如图3输入功率和输出功率关系图所示，由于光伏发电端的输入功率为一恒定值，而实际交流输出端的功率为一交变值，二者在瞬时间的功率不匹配，故传统的逆变器利用电容的充放电功能，将其作为储能元件，由于要维持交流输出端电压为标准的正弦交流电而不发生畸变，传统做法是将电解电容的容值抬高，从而降低输出端的二次纹波。
当PI≥PO时，输入功率多余的能量储存于功率耦合电路中，此时Pc≤0，耦合电路吸收功率；当PI≤PO时，输入功率不足的能量由功率耦合电路予以补偿，此时PC≥0，耦合电路释放功率。电路中各功率之间的关系如图4所示。
电路正常工作时，逆变器输出电压VO有正负之分，相应的功率解耦电路的输入电压也有正向和反向电压，耦合电流也有正向和反向电电流，该微逆变器有如下四种工作模式：
模式1：逆变器VO>0，微逆变器交流侧功率耦合电路吸收能量；
模式2：逆变器VO>0，微逆变器交流侧功率耦合电路释放能量；
模式3：逆变器VO<0，微逆变器交流侧功率耦合电路吸收能量；
模式4：逆变器VO<0，微逆变器交流侧功率耦合电路释放能量。
因此，当电网电压为正电压时，微逆变器工作在模式1和模式2；同样的，当电网电压为负电压时，微逆变器工作在模式3和模式4。因此，单位电网周期中，微逆变器交流侧功率耦合电路工作次序：模式1→模式2→模式1→模式3→模式4→模式3，其相应的能量变化过程为：吸收→释放→吸收→吸收→释放→吸收，如图5微逆变器交流侧功率耦合电路的工作模式次序图所示。
如果微逆变器交流侧功率耦合电路通过电感实现与逆变器的能量和电流连接，通过电容器实现相应能量的存储和释放，假设电容为单极性设置其电压，则当吸收能量时，电容电压与输出电流方向相同，输入电流和电压方向也相同，而释放能量时，输出电容电压与电流方向相反，输入电流电压方向也相反。假设电压正方向为上正下负，电流正方向为顺时针方向，则其四种工作模式如图6所示。
当Vc>0，如果吸收能量，解耦电容电压升高，根据相应的电压电流方向关系，则其可等效为boost电路，如图6(a)所示；如果释放能量，解耦电容电压降低，则其可等效为buck电路，如图6(b)所示。当Vc<0，如果吸收能量，解耦电容电压升高，同样的，根据相应的电压电流方向关系，则其可等效为buck-boost电路，如图6(c)所示；如果释放能量，解耦电容电压降低，则其也可等效为buck-boost电路，如图6(d)所示。四种工作模式下电路相应关系如表1所示。
四种工作模式下电路相应关系如表1所示。
表1功率解耦电路不同工作模式关系
图7，图8，图9和图10分别为在四种工作模式下的等效工作电路，其中Uinv是逆变器交流侧等效电源，Ugrid为电网电压值，PI为直流侧输入功率，PO为交流输出侧功率。
工作模式1(图7)，当Ugrid>0,PI>PO时，S1常通，S2,S3,S5,S6断开，S4作为主控开关受PEM信号控制。此时，解耦电容C存储能量，电压上升。S4开通时，电流id流通路径为Uinv+→S4→Ld→D3→Uinv-；S4断开时，电流id流通路径为Ld→D3→S1→Cd→D6→Ld。
工作模式2(图8)，当Ugrid>0,PI<PO时，S3常通，S1,S2,S4,S5断开，S6作为主控开关受PEM信号控制。此时解耦电容C释放能量，电压下降。S6开通时，电流id流通路径为Cd+→D1→S3→Ld→S6→Cd-；S6断开时，电流id流通路径为Uinv-→S3→Ld→D4→Uinv+。
工作模式3(图9)，当Ugrid<0,PI>PO时，S2常通，S1,S6,S4,S5断开，S3作为主控开关受PEM信号控制。此时解耦电容C吸收能量，电压上升。S3开通时，电流id流通路径为Uinv+→S3→Ld→D4→Uinv-；S3断开时，电流id流通路径为Ld→D4→S2→Cd→D2→Ld。
工作模式4(图10)，当Ugrid<0,PI<PO时，S4常通，S1,S2,S3,S6断开，S5作为主控开关受PEM信号控制。此时解耦电容C释放能量，电压下降。S5开通时，电流id流通路径为Cd+→D2→S4→Ld→S2→Cd-；S5断开时，电流id流通路径为Uinv-→S4→Ld→D3→Uinv+。
四种工作模式下开关管的工作状态如表2所示。。
表2中，“1”表示开关管导通，“0”表示开关管断开。R1,R2为控制开关管通断的控制信号。R1是工频正弦信号，R1＝0表示电网电压处于正半周(模式1与模式2)，相反地，R1＝1表示电网电压处于负半周(模式3与模式4)；R2为两倍工频的正弦信号，当R2＝0时，微逆变器交流侧功率耦合电路吸收能量(模式1与模式3)，相反地，当R2＝1时，微逆变器交流侧功率耦合电路释放能量(模式2与模式4)。开关状态为1/0表示该开关可受PEM驱动信号控制。
据表2中的逻辑关系，得出控制公式如下：
S1-S6的开关控制电路Matlab仿真模型。如图11开关信号逻辑电路图所示。
在本发明实施例中，控制策略：
冲能量调制(Pulse Energy ModulaSion：PEM)技术，即开关控制信号占空比的相关计算，通过电路缓冲能量的大小来得出相关的脉冲占空比。本发明中不同工作模式下微逆变器交流侧功率耦合电路的等效电路，都可等效为单开关电路。因此，通过不同工作模式下的功率耦合关系得出其控制模型，进而确定相应开关器件的开通时刻。同时通过单个开关周期内，电路需要处理的脉动功率，可以求出对应的每个开关的开通时间，即占空比。如图12所示。
光伏组件的输出功率Ppv，功率因数角θ在理想条件下为零
Pac＝Ppv-Ppvcos(2ωt+θ) (2)。
每个开关周期内，解耦电路处理的平均功率为
Ppd＝PpvTscos(2ωt) (3)。
式(3)中逆变器的等效开关周期为Ts，从中可以看出，解耦电路处理解耦功率的时间只有一个开关周期，因输出电压不连续，解耦电路就必须在逆变器关断前处理完解耦功率，解耦功率的处理时间进一步缩短。如图12所示，逆变器输出电压Vinv，并网电流idref，即解耦电感电流给定值，解耦电感电流瞬时值id，在单个开关周期内，令DTs＝t2-t1，便是图中阴影部分PEM驱动信号的脉宽，PEM信号由idref决定，idref的计算方法如下
工作模式1：由图7知，等效电路为Buck-Boost，id以顺时针流向为正方向(下同)，t1～t2时段，开关管S4导通
则解耦电路的输入功率为
t2～t3时段，S4关断
可以得到解耦电路的输入功率，联立(3)、(4)、(5)、(6)得到
模式2：如图8所示，等效电路为Buck-Boost，t1～t2时段，开关管S6导通
t2～t3时段，S6关断
可以得到解耦电微逆变器交流侧功率耦合电路的输入功率，联立(3)、(4)、(8)、(9)得到
模式3：如图9所示，等效电路为Buck-Boost，工作于升压状态，t1～t2时段，开关管S3导通
t2～t3时段，S3关断
可以得到微逆变器交流侧功率耦合电路的输入功率，联立(3)、(6)、(11)、(12)得到
模式4(D)：如图10所示，等效电路为Buck-Boost，工作于降压状态，t1～t2时段，开关管S5导通
t2～t3时段，S5关断
可以得到微逆变器交流侧功率耦合电路的输入功率，联立(3)、(6)、(14)、(15)得到
如图13所示，为4种工作模式下idref的波形，由此可反推得到各工作模式的相应占空比D。
下面结合仿真验证对本发明作进一步描述。
在仿真软件Matlab上对本发明的工作电路进行仿真，如图14，设定Po为100W，Ui为100v，通过图不难看出，解耦电容两端电压平均值为195V，振幅则达到了85V,其他仿真参数如表3所示。
在额定功率下，交流输出侧的电压谐波畸变率为2.53％，这表明解耦电路对逆变器而言几乎无影响，再一次证明了本发明的在功率解耦方面的能力。
表3实验电路各仿真参数
| 电路参数 | 符号 | 参考值 |
| 额定功率 | P<sub>oref</sub> | 200W |
| 输入电压 | U<sub>in</sub> | 100V |
| 直流侧电容 | C | 40uF |
| 解耦电路电感 | L<sub>d</sub> | 200uH |
| 解耦电容 | C<sub>d</sub> | 20uF |
| 滤波电感 | Lg | 5mH |
| 电网角频率 | ω | 314rad/s |
| 解耦电路开关频率 | f<sub>d</sub> | 20KHz |
| 单极倍频载波频率 | f<sub>c</sub> | 10KHz |
| 单极倍频调制波频率 | f<sub>r</sub> | 50Hz |
图15所示为并网电压，逆变器薄膜电容电压与解耦电路中的解耦电容电压，解耦电感电流波形；逆变器输出电压Uinv，并网电压，并网电流波形图如图16所示，其中在t＝0.06s时，解耦电路开始工作，从图中不难看出电容两端电压在150～235V间波动，平均电压为195V，基本达到预值，而从逆变器薄膜电容两端电压纹波图中可以看出，在0.06s之前母线电压二次纹波明显，并网电压谐波畸变率高达5.87％，而在0.06s后，二次纹波明显减弱，并网电压谐波畸变率低至0.79％，这充分表明解耦电路能大幅降低并网电压谐波畸变率，明显改善二次纹波。
图17所示为受控开关脉冲信号波形，其中阴影部分表示PEM信号作用下的各受控开关的脉冲束。
图18为4种模式下Uinv与各主控开关PEM信号对比图。以模式一中受控开关S4为例，图18(a)中第一个和第二个阴影部分表示接入解耦电路的第一个周期内的工作模式一，此时S4作为主控开关，受PEM信号驱动。类似地，第三个和第四个阴影部分表示接入解耦电路的第二个周期内的模式一。同理，图18(b)中第一个阴影部分表示接入解耦电路的第一个周期内的模式二，此时S6作为受控开关，受PEM信号驱动。图18(c)(d)与之同理。
上述仿真均在输入端电压为100V，负载为200W下测得。现将负载分别改为原负载的20％，60％，80％，120％测得相关数据如表4所示，其中THD1为未接解耦电路时的并网电压谐波畸变率，THD2表示接上解耦电路后的并网电压谐波畸变率。
从表中不难看出，无论接多大负载，总有THD1＞THD2，这表明解耦电路能有效改善并网电压谐波畸变率；且随着负载的增大，THD2相较于THD1降幅愈发明显，这表明随着负载的不断增大，解耦电路的功率耦合能力愈发明显。
表4不同负载情况下的仿真结果
下面结合实验验证对本发明作进一步描述。
表5为本次硬件实验各器件的参数
表5电路实验参数
| 电路参数 | 符号 | 参考值 |
| 输出功率 | Po | 50W |
| 输入电压 | Uin | 50V |
| 直流侧电容 | Cdc | 10uF |
| 直流侧电感 | Ldc | 1mH |
| 并网滤波电容 | Cf | 3.3uF |
| 并网滤波电感 | Lf | 5mH |
| 负载 | R | 25Ω |
| 电网角频率 | ω | 314rad/s |
| 解耦电路电容 | Cd | 20uf |
| 解耦电路电感 | Ld | 200uH |
| 解耦电路开关频率 | fd | 20KHz |
图19，图20和图21分别为逆变器交流输出侧Uinv与功率解耦电路六个开关管S1～S6脉冲序波形图。其中Pulse1～Pulse6分别对应S1～S6，波形实心部分表示的是在PEM信号控制下的开关管，并且由图中可知PEM信号同一时间内只作用在一个开关管上，其他开关管通断状态状态固定，在那段时间内PEM控制主控开关的通断使得功率解耦电路实现能量缓冲的作用。
图22为逆变器接入功率解耦电路前后母线电压，母线电流，解耦电容电压以及电网电压的波形图(其中两级式逆变器前级Boost电路中用薄膜电容替换大电解电容)。从图中可以看出逆变器接入功率解耦电路之前，母线电压产生较大脉动，电网电压谐波畸变率较大，而接入功率解耦电路之后，解耦电容电压在50V到100V之间上下波动，电网电压峰峰值为100.3V，并且电网电压波形得到明显改善电压谐波畸变率大幅下降，母线电压脉动幅度得到减小，母线电流产生较大的波动但是，计算***效率使用的是平均值。
图23为逆变器接入功率解耦电路前后母线电压，解耦电感电流，解耦电容电压以及电网电压的波形图(其中两级式逆变器前级Boost电路中用薄膜电容替换大电解电容)。从图23中可以看出逆变器接入功率解耦电路之前，母线电压产生较大脉动，电网电压谐波畸变率较大，而接入功率解耦电路之后，解耦电容电压在40V到90V之间上下波动，电网电压峰值为50V，并且电网电压波形得到明显改善，电压谐波畸变率大幅下降，解耦电容解耦电感组成LC振荡电路承担能量缓冲的作用，使得母线电压脉动得到大幅降低。
从图22和可图23可以通过数值计算求出功率解耦电路对微逆变器的具体影响，其中功率解耦电路中开关频率保持与逆变器开关频率fs保持一致。
由图22和可图23得微逆变器的输出功率为
在1/4T内需解耦的脉动能量为
其中Ppv为光伏组件的输出功率；
在未接入功率解耦电路之前母线电容在
的时间内处理的脉动能量大小为
其中U1DC_max和U1DC_min分别为未接入解耦电路时母线电容两端的峰值和谷值电压
而在接入功率解耦电路之后母线电容在
的时间内处理的脉动能量大小为
其中U2DC_max和U2DC_min分别为接入解耦电路后母线电容两端的峰值和谷值电压
接入功率解耦电路后，功率解耦电路在
的时间内内处理了
其中Ud_max和Ud_min分别为接入解耦电路后解耦电容两端的峰值和谷值电压
Δη1＝(W1DC-W2DC)/W1DC＝(0.071-0.0396)/0.071＝44.23％
Δη2＝Wdac/W1DC＝0.065/0.071＝91.55％
Δη3＝W1DC/Wdac＝0.0396/0.065＝60.92％
从数据中可以看出，接入功率解耦电路之后功率解耦电路承担了大部分的能量缓冲，母线电容脉动能量处理的值降低了约44.23％。功率解耦电路的吸收能量效率为91.55％，释放能量效率为60.92％。因此，在逆变器交流输出侧并接入功率解耦电路能大幅改善电压电压波形质量，明显降低了母线电压脉冲，减小了耦合电容的容值，提升了微逆变器的效率。
综上所述，本发明实施例提供的一种并联接入其交流侧输出端，在不影响传统电解电容器功率耦合功能上，减小了电路耦合电容值，提高了微逆变器的效率以及使用寿命。由于输入功率处于直流侧是恒定的，而输出功率处于交流侧是正弦变化的，虽然二者平均值基本一致，但瞬时值并不一致，功率耦合电路正是为了解决这一问题，实现二者间的能量缓冲。传统的电解电容的功率耦合电路，存在着耦合电容值大，效率低且寿命短等局限。本发明所采用的交流输出侧并联功率耦合技术，既实现了耦合电容的小型化设计，又简化了逆变电路结构，并且其控制技术稳定可靠，***效率高，还同时解决了分布式发电***中的逆变器稳定性问题。
在上述实施例中，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或者其任意组合来实现。当使用全部或部分地以计算机程序产品的形式实现，所述计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载或执行所述计算机程序指令时，全部或部分地产生按照本发明实施例所述的流程或功能。所述计算机可以是通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向另一个计算机可读存储介质传输，例如，所述计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如同轴电缆、光纤、数字用户线(DSL)或无线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输)。所述计算机可读取存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备。所述可用介质可以是磁性介质，(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如，DVD)、或者半导体介质(例如固态硬盘SolidState Disk(SSD))等。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (7)
1.一种微逆变器交流侧功率耦合***，其特征在于，所述微逆变器交流侧功率耦合***包括六个开关管S1-S6、六个二极管D1-D6、耦合电容Cd及电感Ld；S1和D1，S2和D2，S3和D3，S4和D4，S5和D5及S6和D6反并联连接；
S1的集电极，S3的集电极与Uinv-相连接；
S2的集电极，S4的集电极与Uinv+相连接；
S1的发射极，S2的发射极与耦合电容的一端相连接；
S3的发射极，S5的集电极与耦合电感的一端相连接；
S4的发射极，S6的集电极与耦合电感的另外一端相连；
S5的发射极，S6的发射极与耦合电容的另一端相连接；
所述微逆变器交流侧功率耦合***的控制方法包括：
通过对开关管通断的控制，调节电感Ld的相对位置，使等效电路改变，实现能量的缓冲；
具体控制公式为：
式中，R1,R2对解耦电路的工作模式进行划分；R1表示电网电压极性，R1＝0表示电网电压处于正半周，执行模式1与模式2；否则，R1＝1表示电网电压处于负半周，执行模式3与模式4；R2为两倍工频脉动功率的极性，当R2＝0时，微逆变器交流侧功率耦合***吸收能量，执行模式1与模式3；否则，当R2＝1时，微逆变器交流侧功率耦合***释放能量，执行模式2与模式4；开关状态为1/0表示，开关受PEM驱动信号控制；
以上式子中S1-S6为控制6个开关管通断的控制信号，该6路控制信号之间的逻辑时序关系可由逻辑变量R1和R2的代数式表达，R1和R2的取值仅为“0”和“1”，R1表示电网电压的极性，R1＝0表示电网电压处于正半周，执行模式1与模式2；否则，R1＝1表示电网电压处于负半周，执行模式3与模式4；R2表示吸收和释放能量的状态，当R2＝0时，微逆变器交流侧功率耦合***吸收能量，执行模式1与模式3；否则，当R2＝1时，微逆变器交流侧功率耦合***释放能量，执行模式2与模式4；
R1、R2、PEM分别为不同频率范围的时序段，其中R1为50Hz时序段，R2为100Hz时序段，PEM为20kHz时序段；
R1为50Hz的工频正弦信号，R2为100Hz的两倍工频的正弦信号；
变量PEM为功率解耦电路开关管的高频脉冲驱动信号，频率为20kHz，所述变量PEM由***瞬时解耦功率决定，脉冲宽度通过解耦电感给定值idref计算所得。
2.如权利要求1所述的微逆变器交流侧功率耦合***，其特征在于，所述微逆变器交流侧功率耦合***并联于微逆变器的交流输出侧。
3.如权利要求1所述微逆变器交流侧功率耦合***，其特征在于：
模式1：逆变器VO>0，微逆变器交流侧功率耦合***吸收能量；
模式2：逆变器VO>0，微逆变器交流侧功率耦合***释放能量；
模式3：逆变器VO<0，微逆变器交流侧功率耦合***吸收能量；
模式4：逆变器VO<0，微逆变器交流侧功率耦合***释放能量；
如果微逆变器交流侧功率耦合***通过电感实现与逆变器的能量和电流连接，通过电容器实现相应能量的存储和释放，耦合电容电压Ud为直流电压，耦合电感上电流为交流电流，当解耦电路吸收能量时，耦合电容电压Ud上升，定义此时耦合电感上的电流为正向流动；当解耦电路释放能量时，耦合电容电压下降，此时耦合电感上的电流为反向流动。
4.如权利要求1所述微逆变器交流侧功率耦合***，其特征在于，通过对开关管通断的控制，使等效电路改变，具体包括：
工作模式1，当Ugrid>0,PI>PO时，S1常通，S2,S3,S5,S6断开，S4作为主控开关受PEM信号控制；解耦电容Cd存储能量，电压上升；S4开通时，电流id流通路径为Uinv+、S4、Ld、D3、Uinv-；
S4断开时，电流id流通路径为Ld、D3、S1、Cd、D6、Ld；
工作模式2，当Ugrid>0,PI<PO时，S3常通，S1,S2,S4,S5断开，S6作为主控开关受PEM信号控制；解耦电容Cd释放能量，电压下降；S6开通时，电流id流通路径为Cd+、D1、S3、Ld、S6、Cd-；
S6断开时，电流id流通路径为Uinv-、S3、Ld、D4、Uinv+；
工作模式3，当Ugrid<0,PI>PO时，S2常通，S1,S6,S4,S5断开，S3作为主控开关受PEM信号控制；解耦电容Cd吸收能量，电压上升；
S3开通时，电流id流通路径为Uinv+、S3、Ld、D4、Uinv-；
S3断开时，电流id流通路径为Ld、D4、S2、Cd、D2、Ld；
工作模式4，当Ugrid<0,PI<PO时，S4常通，S1,S2,S3,S6断开，S5作为主控开关受PEM信号控制；解耦电容Cd释放能量，电压下降；
S5开通时，电流id流通路径为Cd+、D2、S4、Ld、S2、Cd-；
S5断开时，电流id流通路径为Uinv-、S4、Ld、D3、Uinv+；
其中，Uinv是逆变器输出电压，Ugrid为电网电压值，PI为直流侧输入功率，PO为交流输出侧功率。
5.如权利要求1所述微逆变器交流侧功率耦合***，其特征在于，对开关管通断的控制中，通过不同工作模式下的功率耦合关系得出控制模型，确定相应开关器件的开通时刻；同时通过单个开关周期内，电路需处理的脉动功率，求出对应的每个开关的开通时间。
6.如权利要求5所述微逆变器交流侧功率耦合***，其特征在于，通过不同工作模式下的功率耦合关系得出控制模型，确定相应开关器件的开通时刻的方法包括：
光伏组件的输出功率Ppv，功率因数角θ在理想条件下为零；
Pac＝Ppv-Ppvcos(2ωt+θ) (2)；
每个开关周期内，解耦电路处理的平均功率为：
Ppd＝PpvTscos(2ωt) (3)；
式中逆变器的等效开关周期为Ts，逆变器输出电压Uinv，并网电流idref，即解耦电感电流给定值，解耦电感电流瞬时值id，在单个开关周期内，令DTs＝t2-t1，得PEM驱动信号的脉宽，PEM信号由idref决定。
7.如权利要求6所述微逆变器交流侧功率耦合***，其特征在于，idref的计算方法包括：
工作模式1：等效电路为Buck-Boost，id以顺时针流向为正方向4，t1～t2时段，开关管S4导通，则解耦电路的输入功率为：
式中，Uin是逆变器输出电压Uinv的幅值；
t2～t3时段，S4关断：
得到解耦电路的输入功率；
联立上式(3)、(4)、(5)、(6)得到
模式2：等效电路为Buck-Boost，t1～t2时段，开关管S6导通
t2～t3时段，S6关断：
得到微逆变器交流侧功率耦合***解耦电感电流的给定值，联立(3)、(4)、(8)、(9)得到
模式3：等效电路为Buck-Boost，工作于升压状态，t1～t2时段，开关管S3导通
t2～t3时段，S3关断
得到微逆变器交流侧功率耦合***的输入功率，联立(3)、(6)、(11)、(12)得到
模式4：等效电路为Buck-Boost，工作于降压状态，t1～t2时段，开关管S5导通
t2～t3时段，S5关断
可以得到微逆变器交流侧功率耦合***的输入功率，联立(3)、(6)、(14)、(15)得到
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