CN104167960B

CN104167960B - 同步电机控制装置

Info

Publication number: CN104167960B
Application number: CN201410049184.0A
Authority: CN
Inventors: 松浦大树; 小林贵彦; 和田典之; 安西清治
Original assignee: Mitsubishi Corp
Current assignee: Mitsubishi Corp
Priority date: 2013-05-17
Filing date: 2014-02-12
Publication date: 2017-03-01
Anticipated expiration: 2034-02-12
Also published as: CN104167960A; US9419555B2; JP5709932B2; US20140340010A1; JP2014225993A

Abstract

本发明提供一种对同步电机真正的转子位置与由位置检测器检测得到的转子位置之间的误差进行校正的同步电机控制装置。在对同步电机的转子位置与由检测同步电机的转子位置的位置检测器检测得到的转子位置之间的差、即转子位置误差进行校正的同步电机控制装置中，包括：电流控制器，该电流控制器进行控制，使得电枢交链磁通的产生方向(γ轴)及其正交方向(δ轴)的电流指令值与电流检测值相一致；以及电压型磁通运算器，该电压型磁通运算器基于同步电机的电枢电流检测值及电枢电压指令值来计算电枢交链磁通，根据所述γδ轴电流指令值和所述电枢交链磁通的相位来校正所述转子位置误差。

Description

同步电机控制装置

技术领域

本发明涉及具备旋转驱动同步电机的功率转换单元的同步电机控制装置，尤其涉及对同步电机真正的转子位置与由位置检测单元检测得到的转子位置之间的误差进行校正的同步电机控制装置。

背景技术

在同步电机的控制中，若在同步电机真正的转子位置与由位置检测器检测得到的转子位置之间存在误差(以下，记为转子位置误差)，则无法控制成所期望的转矩。因此，需要检测出该误差，并对其进行校正。

作为力图解决这样的问题的同步电机控制装置的一个示例，提出了以下的方法：即，在负荷转矩恒定的情况下，搜索出使得电枢电流成为最小的电流指令，并根据搜索得到的电流指令来计算转子位置误差(例如，参照专利文献1)。

此外，还提出了以下方法：具备比较器，该比较器比较转子电枢绕组的U相电压与W相电压，若检测到两相的电压交点(U相电压上升/W相电压下降)则使输出时钟信号下降，通过在输出时钟信号下降时获取位置检测器的输出，并在取得规定次数的位置检测器输出后计算其平均值，从而计算出转子位置误差(例如，参照专利文献2)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2001-8486号公报

专利文献2：日本专利特开2008-278606号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，所述专利文献1所揭示的同步电机控制装置存在以下问题点：即，为了计算转子位置误差，要耗时搜索在负荷转矩恒定的情况下、使得电枢电流最小的电流指令值。此外，所述专利文献2的同步电机控制装置存在需要用于计算转子位置误差的专用电路的问题。

本发明是为了解决上述那样的现有技术的问题点而完成的，其目的在于提供一种无需进行电流指令值的搜索、并且无需专用的电路就能对转子位置误差进行校正的同步电机控制装置。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明所涉及的同步电机控制装置是对同步电机的转子位置与由检测所述同步电机的转子位置的位置检测单元检测得到的转子位置之间的差、即转子位置误差进行校正的同步电机控制装置，所述同步电机控制装置包括：

电流控制器，该电流控制器进行控制，使得电枢交链磁通的产生方向及其正交方向的电流指令值与电流检测值相一致；磁通运算器，该磁通运算器基于所述同步电机的电枢电流检测值及电枢电压指令值，来计算推定电枢交链磁通的相位；电枢交链磁通相位运算器，该电枢交链磁通相位运算器利用所述电枢交链磁通的产生方向及其正交方向的电流指令值来计算真正的电枢交链磁通的相位；以及转子位置误差运算器，该转子位置误差运算器利用由所述磁通运算器计算得到的推定电枢交链磁通的相位、以及由所述电枢交链磁通相位运算器所计算出的真正的电枢交链磁通的相位，来计算所述转子位置误差，所述同步电机控制装置利用由所述转子位置误差运算器计算得到的转子位置误差，来对所述同步电机的转子位置与由所述位置检测单元检测得到的转子位置之间的差、即转子位置误差进行校正。

发明效果

根据本发明的同步电机控制装置，无需耗时进行电流指令值的搜索，并且无需专用的电路，就能对转子位置误差进行校正。

附图说明

图1是说明本发明的实施方式1的图，是表示包括同步电机控制装置、电源、同步电机的同步电机控制***的一个示例的结构图。

图2是说明本发明实施方式1的图，是表示磁通运算器的结构的一个示例的图。

图3是说明本发明的实施方式1的图，是表示dq轴、d’q’轴、γδ轴、γ’δ’轴的关系的图。

图4是说明本发明的实施方式2的图，是表示包括同步电机控制装置、电源、同步电机的同步电机控制***的一个示例的结构图。

图5是说明本发明的实施方式3以及实施方式4的图，是表示包括同步电机控制装置、电源、同步电机的同步电机控制***的一个示例的结构图。

图6是说明本发明的实施方式5的图，是表示包括同步电机控制装置、电源、同步电机的同步电机控制***的一个示例的结构图。

图7是说明本发明的实施方式5的图，是表示磁通运算器的结构的一个示例的图。

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明所涉及的同步电机控制装置的优选实施方式进行说明。

实施方式1

图1是说明本发明的实施方式1的图，表示包括同步电机控制装置1、电源2、同步电机3的同步电机控制***。下面，对实施方式1中的同步电机控制装置1的结构及结构要素的功能进行说明。

同步电机控制装置1包括功率转换单元11、转子位置误差运算器12、γ’δ’→uvw坐标转换器13、电流检测单元14、位置检测单元即位置检测器15、速度运算器16、磁通运算器17、uvw→γ’δ’坐标转换器18、以及电流控制器19。

首先，从功率转换单元11的输出侧开始依次进行说明，接着，对到生成成为功率转换单元11的输入侧的电压指令为止的流程进行说明。之后，对使用转子位置误差运算器12的转子位置误差的校正方法进行说明。

在实施方式1的驱动同步电机3的同步电机控制装置1的结构中，功率转换单元11与同步电机3的电枢绕组相连接，该功率转换单元11以具有将由电源2提供的电力转换为多相交流电的功能的逆变器为代表。然后，功率转换单元11基于由后述结构中的γ’δ’→uvw坐标转换器13获得的电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*，将电压施加于同步电机3，从而驱动同步电机3。其结果是，在同步电机3的电枢绕组中产生输出电流。另外，电源2是输出直流电压的电源或电池，也可以利用公知的整流器从单相或者三相交流电源来获得直流电压。

利用以电流传感器为代表的电流检测单元14来检测出作为同步电机3的输出电流的电枢绕组的电流(以下，记作电枢电流)。另外，在同步电机3为三相旋转电机的情况下，电流检测单元14可以是检测同步电机3的三相输出电流中所有相位的输出电流的结构，或者也可以是如下结构：即，对于一个相(例如w相)的输出电流i_w，使用检测得到的两个相的输出电流i_u、i_v，根据i_w＝-i_u-i_v的关系来求得该一个相的输出电流i_w，从而检测两个相的输出电流。并且，除了直接检测各相电流的方法以外，也可以使用作为公知技术的以下方法：即，根据电源2与功率转换单元11之间流过的DC链路电流来检测所述输出电流。

位置检测器15利用公知的旋转变压器、编码器等检测同步电机3的转子位置。这里，将同步电机3真正的转子位置设为θ，将由位置检测器15检测出的转子位置设为θ’。此外，位置检测器15能通过设定原点校正值θ’offset，从而使θ’的值减去θ’offset。速度运算器16对θ’进行微分运算，从而计算出同步电机3的电角速度ω。

本实施方式中，在同步电机3为永磁同步电机的情况下，将永磁体磁通定义为励磁磁通，在同步电机3为绕组励磁型的情况下，将励磁绕组中流通电流时所产生的磁通定义为励磁磁通。同步电机3真正的转子位置θ是指相对于以u相电枢绕组为基准而获得的轴、励磁磁通的N极方向的角度，将以同步电机3的转速(电角频率)ω进行旋转的旋转二轴坐标(以下，记作dq轴)的d轴定义为励磁磁通的N极方向，以下的说明也基于此。q轴定义为相对于d轴前进90°的正交方向。

另一方面，将由位置检测器15检测到的转子位置的方向设为d’轴，将相对于d’轴前进90°的正交方向设为q’轴，下面对d’轴与q’轴进行统称并记作d’q’轴。

此外，将电枢交链磁通的产生方向设为γ轴，将相对于γ轴前进90°的正交方向设为δ轴，下面对γ轴与δ轴进行统称并记作γδ轴。另一方面，将由后述的磁通运算器17计算出的电枢交链磁通的方向设为γ’轴，将相对于γ’轴前进90°的正交方向设为δ’轴，下面对γ’轴与δ’轴进行统称并记作γ’δ’轴。

磁通运算器17根据由后述的γ’δ’→uvw坐标转换器13获得的uvw相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*、由电流检测单元14获得的uvw电流检测值i_u、i_v、i_w、由位置检测器15获得的θ’、由速度运算器16获得的电角速度ω，来计算电枢交链磁通的推定值(以下，记作推定电枢交链磁通)，具体而言，对推定电枢交链磁通的相位∠Φ’进行推定。推定电枢交链磁通的相位∠Φ’是指推定电枢交链磁通的方向(γ’轴方向)相对于d’轴的角度。

图2是实施方式1的磁通运算器17的结构图的一个示例。图2中，uvw→d’q’坐标转换器101a利用下式(1)的运算，基于θ’将电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*转换为d’q’轴电压指令值v_d’ ^*、v_q’ ^*。

【数学式1】

数1

此外，uvw→d’q’坐标转换器101利用下式(2)的运算，基于θ’将同步电机3的输出电流i_u、i_v、i_w转换为d’q’轴电流检测值i_d'、i_q’。

【数学式2】

数2

电压型磁通运算器102首先利用下式(3)的运算，计算出d’q’轴推定交链磁通Φ_d’、Φ_q’。

【数学式3】

数3

然后，利用下式(4)的运算，从d’q’轴推定交链磁通Φ_d’、Φ_q’计算出推定电枢交链磁通的相位∠Φ’，并进行输出。

【数学式4】

数4

在上文中，对功率转换单元11的输出侧动作进行了说明。接着，对到生成成为功率转换单元11的输入侧的电压指令为止的流程依次进行说明。

uvw→γ’δ’坐标转换器18利用下式(5)的运算，将同步电机3的输出电流i_u、i_v、i_w转换为γ’δ’轴电流检测值i_γ’、i_δ’。

【数学式5】

数5

电流控制器19基于γ’δ’轴电流指令值i_γ’ ^*、i_δ’ ^*与γ’δ’轴电流检测值i_γ’、i_δ’之间的偏差，进行下式(6)的比例积分控制(PI控制)，从而计算出γ’δ’轴电压指令v_γ’ ^*、v_δ’ ^*。

【数学式6】

数6

式中，K_pγ’表示电流控制γ’轴比例增益，K_iγ’表示电流控制γ’轴积分增益，K_pδ’表示电流控制δ’轴比例增益，K_iδ’表示电流控制δ’轴积分增益。

γ’δ’→uvw坐标转换器13利用下式(7)的运算，将γ’δ’轴电压指令值v_γ’ ^*、v_δ’ ^*坐标转换成uvw相电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*。

【数学式7】

数7

然而，在式(7)中，考虑到基于电流检测单元14所检测出的同步电机3的输出电流i_u、i_v、i_w的值的控制运算反映到从功率转换单元11输出的三相电压v_u、v_v、v_w为止的控制运算延迟时间(浪费时间)，也可以以校正了基于所述控制运算延迟时间的相位校正量θd2之后的相位，来对(θ+∠Φ)进行坐标变换。

功率转换单元11如上所述，基于电压指令v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*对同步电机3施加电压v_u、v_v、v_w。

上文中，对功率转换单元11的输入侧动作进行了说明。接着，对转子位置误差运算器12的处理内容进行说明。

转子位置误差运算器12根据推定电枢交链磁通的相位∠Φ’计算出转子位置误差Δθ。根据同步电机3真正的转子位置θ和由位置检测器15检测得到的转子位置θ’，并利用下式(8)来设定转子位置误差Δθ。

【数学式8】

数8

Δθ＝θ′-θ···(8)

下面，对转子位置误差运算器12中计算转子位置误差Δθ的方法进行说明。若将式(3)代入式(4)，则导出下式(9)。

【数学式9】

数9

dq轴、d’q’轴、γδ轴、γ’δ’轴的关系如图3所示。根据图3可知d’q’轴是相对于dq轴前进Δθ的轴，因此可使用dq轴电压指令值v_d ^*、v_q ^*及Δθ，通过下式(10)来表示d’q’轴电压指令值v_d’ ^*、v_q’ ^*。

【数学式10】

数10

此外，可使用dq轴电流检测值i_d、i_q及Δθ通过下式(11)来表示d’q’轴电流检测值i_d’、i_q’。

【数学式11】

数11

此外，真正的电枢交链磁通的相位∠Φ由下式(12)来表示。

【数学式12】

数12

式(12)中，Φ_d、Φ_q分别是d轴交链磁通、q轴交链磁通，并由下式(13)来表示。

【数学式13】

数13

若将式(10)、(11)代入式(9)中，则导出下式(14)。

【数学式14】

数14

若将式(13)代入式(14)，则导出下式(15)。

【数学式15】

数15

根据式(12)导出下式(16)。

【数学式16】

数16

若将式(16)代入式(15)，则导出下式(17)。

【数学式17】

数17

根据式(17)导出下式(18)。

【数学式18】

数18

Δθ＝∠Φ-∠Φ′ ···(18)

在式(18)中，若将真正的电枢交链磁通的相位∠Φ视为∠Φ＝0，则转子位置误差Δθ由下式(19)来表示。

【数学式19】

数19

Δθ＝-∠Φ′ ···(19)

转子位置误差运算器12根据式(19)的运算来计算出转子位置误差Δθ。接着，通过对位置检测器15的原点校正值θ’offset加上转子位置误差Δθ，来进行转子位置误差的校正。

如上所述，根据实施方式1的同步电机控制装置1，与专利文献1所揭示同步电机控制装置不同，无需进行电流指令值的搜索，就能够进行转子位置误差的校正。此外，与专利文献2所揭示的同步电机控制装置不同，实施方式1的同步电机控制装置1无需用于校正转子位置误差的专用电路。

实施方式2

接下来，对实施方式2的同步电机控制装置进行说明。在上述实施方式1的同步电机控制装置1中，将真正的电枢交链磁通的相位∠Φ视为∠Φ＝0，并以此作为前提来进行转子位置误差的校正。然而，由于并不限于视为∠Φ＝0的情况，因此可能会使转子位置误差的校正精度降低。另一方面，若设定电流指令值，使得可将真正的电枢交链磁通的相位∠Φ视为∠Φ＝0，则会提高转子位置误差的校正精度。鉴于此，实施方式2的同步电机控制装置为如下结构：设定电流指令值，以使得可视为∠Φ＝0。

图4是表示包含实施方式2的同步电机控制装置1a、电源2、同步电机3的同步电机控制***的图。实施方式2的同步电机控制装置1a的结构与实施方式1的同步电机控制装置1的结构大致相同，而不同之处在于添加了数值存储器20、以及利用数值存储器20将电流控制器19的输入信号i_δ’ ^*固定为i_δ’ ^*＝0。

根据式(17)导出下式(20)。

【数学式20】

数20

∠Φ＝∠Φ′+Δθ ···(20)

由图3可知，γδ轴是相对于dq轴前进∠Φ的轴。另一方面，γ’δ’轴是相对于dq轴前进(Δθ+∠Φ’)的轴。由此，在式(20)成立的情况下，γδ轴与γ’δ’轴一致，且下式(21)成立。

【数学式21】

数21

由此，在设定为δ’轴电流指令值i_δ’ ^*＝0、并将δ’轴电流检测值i_δ’控制为i_δ’＝0的情况下，δ轴电流检测值i_δ＝0，因此可将∠Φ视为∠Φ＝0。

由此，在实施方式2的同步电机控制装置1a中，由于可将∠Φ视为∠Φ＝0，因此与实施方式1的同步电机控制装置1相比，提高了转子位置误差的校正精度。

实施方式3

接下来，对实施方式3的同步电机控制装置进行说明。在上述实施方式2的同步电机控制装置1a中，将δ’轴电流指令值i_δ’ ^*固定为i_δ’ ^*＝0，来进行转子位置误差的校正。另一方面，在转子位置误差校正后，在i_δ’ ^*≠0的情况下进行动作时，位置检测器15的安装位置发生偏离，从而转子位置误差产生变化，在这种情况下，不能检测到该转子位置误差的变化并进行校正。但是，若采用以下结构，即不将δ’轴电流指令值i_δ’ ^*固定为i_δ’ ^*＝0，而是计算真正的电枢交链磁通的相位∠Φ的值，并根据式(18)计算转子位置误差Δθ，则与实施方式1的同步电机控制装置1相比，能提高转子位置误差的校正精度。

此外，与实施方式2的同步电机控制装置1a的不同之处在于，即使i_δ’ ^*≠0，也能进行转子位置误差的校正。鉴于此，实施方式3的同步电机控制装置采用以下结构：即，计算真正的电枢交链磁通的相位∠Φ的值，并根据式(18)计算转子位置误差Δθ。

图5是表示包含实施方式3的同步电机控制装置1b、电源2、同步电机3的同步电机控制***的图。实施方式3的同步电机控制装置1b的结构与实施方式1的同步电机控制装置1的结构大致相同，而不同之处在于添加了电枢交链磁通相位运算器21、以及添加了真正的电枢交链磁通的相位∠Φ来作为转子位置误差运算器12a的输入信号。

电枢交链磁通相位运算器21利用γ’δ’电流指令值i_γ’ ^*、i_δ’ ^*来计算真正的电枢交链磁通的相位∠Φ。如式(9)、式(10)所示，∠Φ的值表示为基于dq轴电压指令值v_γ ^*、v_δ ^*、dq电流检测值i_d、i_q这多个参数的函数，但并不计算∠Φ的值而作为这些多个参数的函数，而是将随着γδ轴电流指令值i_γ ^*、i_δ ^*而变化的值视为∠Φ的值，以γδ轴电流指令值i_γ ^*、i_δ ^*作为输入，来输出∠Φ的值，以这种表格或者数学式的形式来实现电枢交链磁通相位运算器21。该表格或者数学式预先基于分析及实际测量来生成。根据式(20)可知γδ轴与γ’δ’轴相一致，因此若实现如上所述的电枢交链磁通相位运算器21，则能利用γ’δ’电流指令值i_γ’ ^*、i_δ’ ^*计算出真正的电枢交链磁通的相位∠Φ。接着，转子位置误差运算器12a根据真正的电枢交链磁通的相位∠Φ及推定电枢交链磁通的相位∠Φ’，并利用下式(22)的运算来计算出转子位置误差Δθ。

【数学式22】

数22

Δθ＝∠Φ-∠Φ′ ···(22)

由此，在实施方式3的同步电机控制装置1b中，与实施方式1的同步电机控制装置1相比，能提高转子位置误差的校正精度。此外，与实施方式2的同步电机控制装置1a的不同之处在于，即使i_δ’≠0也能计算转子位置误差Δθ，因此在转子位置误差校正后，即使在i_δ’ ^*≠0的情况下进行动作、从而导致位置检测器15的安装位置发生偏离时，也能进行转子位置误差的校正。

实施方式4

接下来，对实施方式4的同步电机控制装置进行说明。在上述实施方式1～3的同步电机控制装置1、1a、1b的磁通运算器17计算推定电枢交链磁通的相位∠Φ’时，使用dq轴电压指令值v_d’ ^*、v_q’ ^*来代替d’q’轴的实际电压v_d’、v_q’。这是以d’q’轴电压指令v_d’ ^*、v_q’ ^*与d’q’轴的实际电压v_d’、v_q’之间不存在差异为前提，但实际上在线间电压的绝对值较小的区域中，会产生功率转换单元11的电压输出误差(例如，由逆变器的空载时间所引起的电压误差)的影响。

鉴于此，在实施方式4的同步电机控制装置中，仅在线间电压在规定值以上的情况下执行实施方式1～3所示的转子位置误差运算器12、12a所进行的转子位置误差Δθ的计算动作，或者仅在同步电机3的电角速度ω的绝对值在规定值以上的情况下执行转子位置误差Δθ的计算动作。

实施方式4的同步电机控制装置的结构与图5所说明的实施方式3的同步电机控制装置1b相同。在实施方式4的同步电机控制装置1b中，转子位置误差运算器12a所进行的转子位置误差Δθ的计算处理仅限于线间电压满足下式(23)的条件的情况。

【数学式23】

数23

V_rms≥V_min ···(23)

使用d’q’轴电压指令v_d’ ^*、v_q’ ^*，并由下式(24)来设定式(23)的线间电压V_rms。

【数学式24】

数24

此外，式(23)中，V_min表示转子位置误差计算的电压下限，例如由下式(25)来设定。

【数学式25】

数25

V_min＝α_vmin·V_td ···(25)

式(25)中，α_vmin表示转子位置误差计算的电压下限系数。此外，V_td表示由逆变器的空载时间所引起的电压误差估算值，由下式(26)来表示。

【数学式26】

数26

V_td＝t_d·f_c·V_pn ···(26)

式(26)中，t_d表示逆变器的空载时间，f_c表示PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)的载波频率，V_pn表示由电源2所提供的直流电压。通过将式(25)的α_vmin设定为α_vmin＞1，能在v_d’ ^*v_q’ ^*的绝对值与由空载时间所引起的电压误差相比较大的条件下，计算转子位置误差Δθ。

此外，在以电角速度ω的绝对值设置限制来代替以线间电压设置限制的情况下，仅限于在ω满足下式(27)的条件的情况下执行转子位置误差Δθ的计算处理。

【数学式27】

数27

|ω|≥ω_min ···(27)

式(27)中，ω_min表示转子位置误差计算的电角速度下限，例如由下式(28)来设定。

【数学式28】

数28

式(28)中，α_wmin表示转子位置误差计算的电角速度下限系数，Φ_m表示永磁体磁通。通过将式(28)的α_w设定为α_w＞1，能在线间电压与由空载时间所引起的电压误差相比较大的电角速度ω下，计算转子位置误差Δθ。

由此，在实施方式4的同步电机控制装置1b中，由于仅在线间电压在规定值以上的情况下执行转子位置误差Δθ的计算动作，或者仅在同步电机3的电角速度ω的绝对值在规定值以上的情况下执行转子位置误差Δθ的计算动作，因此能使功率转换单元11的电压输出误差的影响较小。由此，与实施方式1～3的同步电机控制装置1、1a、1b相比，能够提高转子位置误差的校正精度。

实施方式5

接下来，对实施方式5的同步电机控制装置进行说明。d’q’轴电流检测值i_d’、i_q’受到附加在由电流检测单元14检测得到的电流检测值上的噪声的影响，因此利用电流检测值计算得到的d’q’轴电压指令值v_d’ ^*、v_q’ ^*也受到噪声的影响。由此，利用v_d’ ^*、v_q’ ^*、i_d’、i_q’计算得到的推定电枢交链磁通的相位∠Φ也受到噪声的影响。由于该噪声可能会导致转子位置误差的校正精度降低。另一方面，若能利用低通滤波器将该噪声分量去除，则能提高转子位置误差的校正精度。

鉴于此，在实施方式5的同步电机控制装置中，添加了用于去除附加在电流检测单元14上的噪声分量的低通滤波器。

图6是表示包含实施方式5的同步电机控制装置1c、电源2、同步电机3的同步电机控制***的图。实施方式5的同步电机控制装置1c的结构与实施方式3的同步电机控制装置1b的结构大致相同，但磁通运算器17a的结构不同。

图7是实施方式5的磁通运算器17a的结构图的一个示例。图7的磁通运算器17a的结构与图2的磁通运算器17的结构大致相同，而不同之处在于添加了低通滤波器103、103a、103b。

低通滤波器103对d’q’轴电流检测值i_d’、i_q’执行低通滤波处理，并输出滤波处理后的d’q’轴电流检测值i_d’ ^f、i_q’ ^f。低通滤波器103a对d’q’轴电压指令值v_d’ ^*、v_q’ ^*执行低通滤波处理，并输出滤波处理后的d’q’轴电压指令值v_d’ ^＊f、v_q’ ^＊f。低通滤波器103b对于推定电枢交链磁通的相位∠Φ’执行低通滤波处理，并输出滤波处理后的推定电枢交链磁通的相位∠Φ’^f。

由此，在实施方式5的同步电机控制装置1c中，利用低通滤波器103、103a、103b来去除附加在电流检测值上的噪声，因此推定电枢交链磁通的相位∠Φ’不再受噪声的影响。由此，与实施方式1～4的同步电机控制装置1、1a、1b相比，能够提高转子位置误差的校正精度。

如上所述，对本发明的实施方式1～5进行了说明，然而本发明可以在其保护范围内对各个实施方式进行自由组合，或对各个实施方式进行适当的变形、省略。

标号说明

1、1a、1b、1c 同步电机控制装置

2 电源

3 同步电机

11 功率转换单元

12、12a 转子位置误差运算器

13 γ’δ’→uvw坐标转换器

14 电流检测单元

15 位置检测器

16 速度运算器

17、17a 磁通运算器

18 uvw→γ’δ’坐标转换器

19 电流控制器

20 数值存储器

21 电枢交链磁通相位运算器

101、101a uvw→d’q’坐标转换器

102 电压型磁通运算器

103、103a、103b、103c 低通滤波器

Claims

1.一种同步电机控制装置，所述同步电机控制装置对同步电机的转子位置与由检测所述同步电机的转子位置的位置检测单元检测得到的转子位置之间的差、即转子位置误差进行校正，所述同步电机控制装置的特征在于，包括：

电流控制器，该电流控制器进行控制，使得电枢交链磁通的产生方向及其正交方向的电流指令值与电流检测值相一致；

磁通运算器，该磁通运算器基于所述同步电机的电枢电流检测值及电枢电压指令值，来计算推定电枢交链磁通的相位；

电枢交链磁通相位运算器，该电枢交链磁通相位运算器利用所述电枢交链磁通的产生方向及其正交方向的电流指令值来计算真正的电枢交链磁通的相位；以及

转子位置误差运算器，该转子位置误差运算器利用由所述磁通运算器计算得到的推定电枢交链磁通的相位、以及由所述电枢交链磁通相位运算器所计算出的真正的电枢交链磁通的相位，来计算所述转子位置误差，

所述同步电机控制装置利用由所述转子位置误差运算器计算得到的转子位置误差，来对所述同步电机的转子位置与由所述位置检测单元检测得到的转子位置之间的差、即转子位置误差进行校正。

2.一种同步电机控制装置，所述同步电机控制装置对同步电机的转子位置与由检测所述同步电机的转子位置的位置检测单元检测得到的转子位置之间的差、即转子位置误差进行校正，所述同步电机控制装置包括：

磁通运算器，该磁通运算器基于所述同步电机的电枢电流检测值及电枢电压指令值，来计算推定电枢交链磁通的相位；以及

转子位置误差运算器，该转子位置误差运算器利用由所述磁通运算器计算得到的推定电枢交链磁通的相位，来计算所述转子位置误差，

所述同步电机控制装置利用由所述转子位置误差运算器计算得到的转子位置误差，来对所述同步电机的转子位置与由所述位置检测单元检测得到的转子位置之间的差、即转子位置误差进行校正，

所述同步电机控制装置的特征在于，仅在以下线间电压在线间电压下限值以上的情况下，执行由所述转子位置误差运算器所进行的所述转子位置误差的计算动作，其中，所述线间电压利用所述电枢交链磁通的产生方向的电流指令值和与所述电枢交链磁通的产生方向正交的方向上的电流指令值计算得到。

3.一种同步电机控制装置，所述同步电机控制装置对同步电机的转子位置与由检测所述同步电机的转子位置的位置检测单元检测得到的转子位置之间的差、即转子位置误差进行校正，所述同步电机控制装置包括：

所述同步电机控制装置的特征在于，仅在电角速度在电角速度下限值以上的情况下执行由所述转子位置误差运算器所进行的所述转子位置误差的计算动作。

4.如权利要求1至3的任一项所述的同步电机控制装置，其特征在于，

所述同步电机控制装置包括低通滤波器，该低通滤波器对所述电枢电流检测值、所述电枢电压指令值、所述推定电枢交链磁通的相位中的至少一个进行低通滤波处理。