CN104012019A - 用于支持多用户和单用户mimo***的预编码矩阵反馈的低复杂度、秩可扩展的码书设计和方法 - Google Patents

Abstract

一种在用于支持多用户和单用户多输入和多输出(MIMO)***的预编码矩阵反馈的移动终端中的无线通信方法。所述无线通信方法还包括在移动终端获得包括至少增益信息和相对相位信息的信道状态信息。此外，所述方法包括生成包括b_g、p1、p2和p3比特组的预编码矩阵，其中使用天线元件之间的增益信息和相对相位信息通过量化而生成预编码矩阵中的每一个。所述方法还包括在生成的预编码矩阵中选择最佳预编码矩阵，并且向基站发送表示选择的预编码矩阵的比特序列。

Description

用于支持多用户和单用户MIMO***的预编码矩阵反馈的低复杂度、秩可扩展的码书设计和方法

相关申请的交叉引用

本发明要求2011年10月27日提交的美国临时申请No.61/552,273的优先权。优先权申请的内容通过引用全部合并于此。

技术领域

本发明的一个或多个实施例涉及一种无线通信技术。具体地，本发明的一个或多个实施例用于改进使用表示预编码矩阵的比特序列以便表示用户的信道状态信息(CSI)的多用户多输入、多输出(MU-MIMO)和单用户MIMO(SU-MIMO)***的性能。

背景技术

多用户MIMO和特定形式的单用户MIMO需要发送实体了解在发射天线(例如在基站处)和在一个或多个接收器(例如一个或多个移动终端)处的接收天线之间存在的信道状态信息(CSI)。具体地，多用户MIMO(MU-MIMO)对这种CSI的知识的精确度敏感。具体地，如果在发射器处假设的并且用于选择要服务的用户、向这种用户分配速率并形成承载至这种用户的数据流的波束形成向量的CSI不同于在用于发送的时间和频率经受的CSI，则在不同用户的流之间可能经受高等级的干扰。该“内部”发送干扰可能严重限制可以由MU-MIMO支持的速率。

在确定在发射器和接收器处已知的CSI的“精确度”时集合了许多因素。这些因素中的一些因素取决于信道的物理性质，例如在时间和/或频率上信道改变多快。一些因素取决于由***设计施加的限制，例如在接收器处估计CSI、将这种CS的知识反馈回发射器以及最终在发射器处使用以指导数据发送之间的时间延迟。另一因素是由接收实体使用以描述经由数字反馈至发射器的CSI的比特数。3GPP的LTE设计的当前版本仅使用4比特来描述秩-1的信道。

使用该可能干扰限制的4比特LTE设计的部分原因是LTE过去重点强调CS在时间和/或频率上快速改变的场景，或信道反馈必须描述在大带宽(例如5到20MHz)上使用的状态的场景。在这种情况下，通过CS反馈精确度主导信道动态并且MU-MIMO出于这种原因而非反馈限制而不能高效操作。另一原因是更加关注需要较不精确的CS的SU-MIMO。

即使在其中MU-MIMO可以高效操作的具有较慢信道动态的情况下，考虑超过4比特的反馈的困难在于设计还支持秩n>1的反馈的大的码书。例如，用户可能想要表示4x2CS的n＝2的子空间的情况。其他考虑包括在发送资源方面使用大量CSI比特和计算/接收器复杂度。

然而，因为部署场景期望诸如较低移动性用户和较小蜂窝的较低信道动态，所以这种考虑变得较不重要。此外，对于多个用户的情况MIMO频谱效率的改进最终在于通过SU-MIMO改进使MU-MIMO高效工作。因此，侧重点转移到改进MU-MIMO以允许在SU-MIMO上的显著频谱效率。为了这样做，存在在CSI中支持更多反馈比特的固有需要。

LTE当前还支持许多不同的码书设计，包括FFT和基于Householder变换的设计。对于具有N个发射天线的操作，所述设计定义许多规格化正交NxN“预编码矩阵”(PM)，可以由包括表示选择的码向量条目(预编码矩阵)的比特序列的“预编码矩阵指示符”(PMI)从码书选择每一个规格化正交NxNPM。然而，在对全部天线元件给定相同增益，并且仅使用少量PM的情况下，LTE设计非常有限。即，不存在跨天线的增益向量的概念。此外，LTE和学术贡献描述了使用“站内”和“站间”天线相位差的设计。然而，这种设计没有包括在此具体设计和方法中描述的许多特征。

发明内容

根据本发明的一个或多个实施例，一种在用于支持多用户和单用户多输入和多输出(MIMO)***的预编码矩阵反馈的移动终端中的无线通信方法包括在移动终端获得至少包括增益信息和相对相位信息的信道状态信息。无线通信方法还包括生成包括bg、p1、p2和p3比特组的预编码矩阵，其中使用天线元件之间的增益信息和相对相位信息通过量化而生成预编码矩阵中的每一个。所述方法还包括在生成的预编码矩阵中选择最佳预编码矩阵，并且向基站发送表示选择的预编码矩阵的比特序列。

根据本发明的一个或多个实施例，一种非临时性计算机可读介质包括软件指令，当执行所述软件指令时，其被配置为执行在用于支持多用户和单用户多输入和多输出(MIMO)***的预编码矩阵反馈的移动终端中的无线通信方法。非临时性计算机可读介质还包括获得至少包括增益信息和相对相位信息的信道状态信息。无线通信方法还包括生成包括bg、p1、p2和p3比特组的预编码矩阵，其中使用增益信息和相对相位信息通过量化而生成预编码矩阵中的每一个。所述非临时性计算机可读介质包括在生成的预编码矩阵中选择最佳预编码矩阵，并且向基站发送表示选择的预编码矩阵的比特序列。

根据本发明的一个或多个实施例，一种移动终端支持多用户和单用户多输入和多输出(MIMO)***的预编码矩阵反馈。移动终端包括用于选择预编码矩阵的结构化的码书，其中结构化的码书包括至少联合增益和排列码书、子向量内相位码书以及子向量间相位码书。移动终端还包括接收器，其中移动终端的接收器接收包括至少增益信息和相对相位信息的信道状态信息(CSI)。此外，移动终端包括生成单元，其中移动终端的生成单元通过至少使用天线元件之间的增益信息和相对相位信息而生成表示用于最优预编码矩阵的联合增益和排列码书、子向量内相位码书和子向量间相位码书中的每一个的比特分配的比特序列。移动终端还包括发射器，其中移动终端的发射器至少向基站发送比特序列。

根据下列描述和所附权利要求将清楚本发明的其他方面和优点。

附图说明

图1是根据本公开的一个或多个实施例的量化过程的流程图。

图2是根据本公开的一个或多个实施例的对相位分量使用自适应比特分配的量化过程的流程图。

图3是根据本公开的一个或多个实施例的2比特联合增益和排列码书的表1。

图4是根据本公开的一个或多个实施例的3比特联合增益和排列码书的表2。

图5是根据本公开的一个或多个实施例的4比特联合增益和排列码书的表3。

图6是根据本公开的一个或多个实施例的4比特联合增益、排列和比特分配码书的表4。

图7a-7c是根据本公开的一个或多个实施例的使用所提出的码书结构的基于与单个4x1目标向量匹配的秩-1的PMI低复杂度搜索的流程图的表5。

图8a-8d是根据本公开的一个或多个实施例的包括在天线1和2以及天线3和4之间的增益差Gdiff的操作的流程的表6。

图9是示出对来自具有非视距数据和1/2波长天线间隔的ITU-R城市微信道模型的数据进行测试而得出的最优设计的表7。根据本公开的一个或多个实施例，通过期望量化误差性能的log2()值(值越小越好)测量性能。

图10是示出经由“秩指示符”和对于秩1、2、3和4的相关联的向量指示秩的方法的表8。

图11是示出根据本公开的一个或多个实施例的指示秩1或秩2的方法的表9，其中灵活定义秩2的伴随向量。

具体实施方式

在本发明的实施例中，阐述许多具体细节以便提供本发明的更透彻的理解。然而，本领域普通技术人员将清楚，在没有这些具体细节的情况下，也可以实践本发明。在其他情况下，未详细描述公知特征以避免使本发明晦涩。

为了可读性和说明性，本公开的一个或多个实施例总地涉及码书设计。根据一个或多个实施例，码书W是用于量化信道矩阵或其特征向量等的被索引的码向量的集合。此外，量化比特越多，可越好地匹配在接收器估算的信道。此外，在基于码书的预编码发送中的重要问题是如何设计码书使得仅向发射器侧反馈用于生成预编码发送向量的相对少量的比特，从而消耗相对有限的上行链路资源。另一重要问题是如何选择用于从可用集合W选择最佳码书向量的度量。例如，在4个发射天线并且其中用户具有高达2个接收天线的场景中，***可以向例如四个用户中的每一个发送单个流，经由MU-MIMO在时间和频率上并行发送流。为了允许该联合MU-MIMO发送，在该场景中每一个这种用户将对发射器描述其在发射器和他们的两个接收天线之间经受的全部4x2信道状态空间的4x1优选预编码发送向量(子空间表示(即“秩1近似”))。本领域中普通技术人员将理解可扩展本发明的实施例以包括更多发射天线和接收天线。因此，本发明不限于4个发射天线和2个接收天线。

根据本公开的一个或多个实施例，存在其中天线的CS相对独立的情况，以及其中信道在时间上(例如20毫秒)足够稳定并且在频率块上(例如在1MHz上)足够相干，使得CS精确度不被信道动态或反馈中的延迟强烈影响的信道/部署(deployment)场景。在这种情况下，当用户具有在6和10dB之间的信噪比(SNR)时，描述每一个用户的CSI所需的最小比特数可以在8到20“CSI反馈比特”的范围内。CSI反馈比特表示提供足够的CSI精确度所需的最小比特数，使得MU-MIMO发送不被内部干扰强烈限制。

本发明的一个或多个实施例提供能够支持更大量的CSI反馈比特(例如8到12比特、多至20比特和更多比特)的低复杂度装置和方法。所述设计被结构化，将CSI反馈比特断开为在操作序列中可以单独搜索的不同参数。选择的具体结构允许在确定CSI反馈比特中以及在计算诸如秩和信道质量的相关联的参数中的低复杂度方法。经由联合排列和增益向量的增益的具体表示是非常高效的。此外，所述设计经由简单操作将秩-1的元素扩展为秩-(n>1)元素。此外，所述设计可以自然扩展为用于8个发射天线的设计。增益信息和相对相位参数的使用还具有扩展为诸如协调多点(CoMP)和各种极化天线关系的情况的潜力。

更具体地，根据本公开的一个或多个实施例，公开结合经典乘积向量量化器、排列向量量化器和偏序比特分配量化器的原理的结构化码书设计。此外，本发明的实施例允许对信道状态信息(CSI)量化的实施例和与适用于不同无线部署场景的实施例匹配的结构化搜索的具体应用。

根据本公开的一个或多个实施例的码书设计和搜索方法提供支持比当前在LTE中使用的数量大的PMI比特的低复杂度方法。所述设计被结构化，将PMI比特断开为可以使用操作序列在子向量组中单独搜索的不同参数。在一些情况下，这种操作和子向量组自然地与天线部署场景和天线的期望属性匹配。

根据本发明的一个或多个实施例，结构化码书可以包括联合增益和排列码书、子向量内相位码书和子向量间相位码书。

根据本公开的一个或多个实施例的设计和搜索方法还可以提供一种通过对秩1的元素进行简单操作(例如排列和共轭)而容易地定义秩n>1的预编码矩阵码书的方法。这进一步使得结构化计算能够减少在PMI和信道质量指示(CQI)确定中的计算负荷。所述设计可以有利地使用由预编码矩阵指示符和秩指示符组成的LTE中的现有类型的反馈机制。

此外，所述设计可以自然地扩展为适应其他数量的发射天线，例如5、6、8等。增益信息和相对相位参数的使用还具有扩展为诸如CoMP和各种极化天线关系的情况的潜力。

根据本公开的一个或多个实施例，通过将增益信息和相位信息分别编码为不同比特来表示B比特码书C_B的秩-1的元素v:v∈C^4×1。每一个向量由定义两个2-维子向量和这种子向量之间的关系的信息表示。相位信息表示在每一个子向量内的相对相位和子向量之间的相对相位两者。使用具有相关联的比特分配的排列的码书来跨4维向量联合编码增益信息。排列向各种天线分配子向量，并且因此向各种天线分配给可能的增益值。由增益向量定义的增益值还可以定义对不同相位分量的比特分配。

根据本公开的一个或多个实施例，对于目标向量q:q∈C^4×1，码书被设计为相对于向量的精确相位使信道方向的量化最大化。具体地，由下列等式选择码书中的最优元素：

$v_{\mathrm{opt}}={\arg \max }_{v\∈C_B}\left|v^{H}q\right|$

应注意，该最优元素的定义的一个效果是最优选择不被目标向量或任何一个码书元素的总相位缩放(scaling)影响。具体地，至少在下列等式中示出该影响的缺乏：

$v_{\mathrm{opt}}={\arg \max }_{v\∈C_B}\left|v^{H}q\right|={\arg \max }_{v\∈C_B}{\max }_{-\mathrm{\π}\≤\mathrm{\φ}\≤\mathrm{\π}}\left|v^H{e}^{\mathrm{j\φ}}q\right|$

此外，如在一般操作中，q是向量范数-1的向量。表示信道的例如信噪比总强度的、对该向量的任何额外的“增益”由其他参数表示，例如信道质量指示符(CQI)值。

结果是码书结构具有比如果其被设计为表示对v的均方误差近似需要表示的复数维少一维的复数维。少的一维来自一个非相关总相位和对范数-1的向量的限制的组合。因此，码书元素“有效地”存在于4-维空间的3维子空间中。事实上通过假设每一个向量v∈C_B的元素中的一个元素事实上是实数正标量(相位＝0)并且对于全部v∈C_B，||v||＝1的码书，来在码书中表示。

秩1的PM向量和参数

根据本公开的一个或多个实施例，由4个参数定义每一个元素v。第一参数是使用b_g比特指定的联合增益向量和排列。这还可以用于定义在3个不同相位分量之间的比特分配。第二和第三参数分别是由p1和p2表示的两个子向量内相对相位标量θ₁和θ₂。第四参数是由p3比特表示的子向量间相位标量θ₃。

此外，根据本公开的一个或多个实施例，对于在码书中定义的全部可能向量元素，B比特码书由b_g+p₁+p₂+p₃＝B而定义。因此，在4个参数的全部值的全部组合中表示比特的2^B个组合定义2^B个唯一码向量。

注意，对于码书的不同元素，值p1、p2和p3不一定相同。如上所述，p1、p2和p3的值可以适用于在b_g个增益/排列比特中定义的信息。对于大的B可能对此特别感兴趣。

根据本公开的一个或多个实施例，每一个元素v具有下列结构：

$v=\left[\begin{array}{c}w\left(i\left(1\right)\right)\\ w\left(i\left(2\right)\right)\\ w\left(i\left(3\right)\right)\\ w\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right]$ 其中{i(1)，i(2)，i(3)，i(4)}是{1，2，3，4}的指定排列

其中

$w=\left[\begin{array}{c}w\left(1\right)\\ w\left(2\right)\\ w\left(3\right)\\ w\left(4\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}g\left(1\right)\\ g\left(2\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_1}\end{array}\right]\\ e^{{\mathrm{j\θ}}_3}\left[\begin{array}{c}g\left(3\right)\\ g\left(4\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_1}\end{array}\right]\end{array}\right]$

并且其中在联合码书中定义{i(1)，i(2)，i(3)，i(4)}和{g(1)，g(2)，g(3)，g(4)}

我们现在详细描述这些参数中的每一个参数的表示。

联合排列和增益码书

排列I＝{i(1)，i(2)，i(3)i(4)}和增益向量g＝{g(1)，g(2)，g(3)，g(4)}被定义为2^{gb}个组合中的一个。这些组合形成g_b比特码书。如由在总比特预算B的上下文内这种信息所需的相对精确度定义的，不同B值将通常使用不同g_b值。每一个这种值g_b还可以具有不同结构。

图3中示出根据本公开的一个或多个实施例的g_b＝2比特的码书设计。在该实施例中要注意许多有用的点。第一点是存在以dB为单位中的值α定义的单个增益向量。可以假设α>0，使得第一元素g(1)>g(2)＝g(3)＝g(4)。另一点是在第k个排列中的第一元素是k。本质上，如果CS的第k个天线是具有最大增益的天线，则用于表示目标CS的最佳排列中的一个是第k个。该天线获得最大增益值g(1)。此外，在这种码书的设计中，可以使用关于各种条件的模拟测试来预选择要使用的值α，以便使量化器的总性能最大化。稍后给出其示例。

图4(表2)示出根据本公开的一个或多个实施例的对于g_b＝3比特的联合排列增益码书的一个可能设计。应注意与该实施例有关的许多有用点。第一点是存在两个增益向量，其中一个是相等增益向量。另一个增益向量通过以dB为单位的值β定义。我们假设β>0，使得第一元素g(1)＝g(2)>g(3)＝g(4)。

值得注意的另一点是，根据本公开的一个或多个实施例，码书索引值0的排列与相等增益向量的使用相关联。因此，在增益方面，可以使用许多排列，在向天线分配增益方面全部等价。然而，在所述方法中，可能需要指定排列以便将天线映射到子向量。因此，在不丧失一般性的情况下使用排列[1,2,3,4]。

此外，还值得注意的是，对于根据本公开的一个或多个实施例，码书索引值1,2,…,6的排列表示选择两个天线作为获得更大增益值{g(1),g(2)}的天线。这些元素表示不相等增益的增益向量的使用。值得注意，不相等增益的增益向量可以以值β作为参数。经由在各种条件下使用许多模拟的搜索而设计并先验选择该值。

此外，还值得注意的是，对于本公开的一个或多个实施例，增益向量允许量化器处理独立天线的情况，其中天线将自然经受不同缩放系数。此外，该设计还可以非常适用于甚至具有强相依天线的交叉极化布置。具体地，在交叉极化布置中，与另一极化相比，一个极化可以具有不同平均天线“接收强度”。在此，值1,2,…,6中的排列中的至少两个在表示在交叉极化布置中的两对天线之间的增益不平衡方面是有用的。

图5(表3)示出根据本公开的一个或多个实施例的对于g_b＝4比特的联合排列增益码书的设计。值得注意的是存在三个增益向量。一个由以dB为单位的值κ定义。值κ大于0dB，使得第一元素g(1)>g(2)＝g(3)＝g(4)。另外两个分别由两个值δ和τ(都以dB为单位)中的一个定义。两个值都大于0dB，使得第一元素g(1)＝g(2)>g(3)＝g(4)。数量增大的元素和参数允许天线之间的增益变化的更好建模。此外，索引值1,2,…,6和7,8,…,15的排列表示作为获得更大增益值{g(1),g(2)}的天线的两个天线的选择。与3比特设计一样，排列结构还可以用在交叉极化布置中。

联合排列、增益和相位比特分配

根据本公开的一个或多个实施例，排列增益码书的设计可以扩展到允许对不同相位分量的比特分配与使用的增益向量和排列适应的设计。例如，如果采用B＝20的情况以及使用如图5中所示的4比特增益码书结构的设计的实施例，则对于这种设计p1+p2+p3＝20-4＝16。

在另一示例中，根据本公开的一个或多个实施例，如果对于与索引值0,1,2,3对应的排列增益元素，假设设计使得值κ是适度的值，例如大约3.0dB，则设计对于p1使用比对于p2更多的比特。这是因为第一子向量具有比第二子向量更高增益的天线。然而，给定适度增益差，相比p2仅向p1多分配一个比特。

在另一示例中，根据本公开的一个或多个实施例，如果对于与索引值4,5,…9对应的排列增益元素，假设设计使得值δ是更大的值，例如大约9.0dB，则再次，在该情况下设计相比对于p2对于p1使用更多比特。这是因为第一子向量具有比第二子向量更高增益的天线。然而，给定更大增益差，相比对于索引值0,1,2,3向p1(p2)多(少)分配3比特。

在另一示例中，根据本公开的一个或多个实施例，如果对于与索引值10,11,…,15对应的排列增益元素，假设设计使得值τ是适度的值，例如大约3.0dB，再次，在该情况下设计相比对于p2也对于p1使用更多比特，但是这里比特分配中的差异较小，其中相比p2仅向p1多分配1比特。该设计原理还可以自然扩展到图4中的3比特码书设计。图2中示出量化过程的流程图。

相位码书

根据本公开的一个或多个实施例，相位码书每个表示从0到2π的相位的采样。此外，在一个或多个实施例中，可以使用相位的均匀采样，其中对于给定相位值，由比特数(即p1、p2或p3)定义采样粒度。如之前注意到的，这种比特分配可能适应于增益排列信息。

根据本公开的一个或多个实施例，对于使用均匀采样的子向量内相位，可以将相位码书认为是2-维向量元素的码书，如下：

类似地，除了仅需要标量值，子向量间相位码书遵循类似结构，如这里所示：

子向量间相位码书

当执行这些低复杂度码书搜索时，这些向量和标量码书的使用是有用的。

对于最优PMI的低复杂度搜索

根据本公开的一个或多个实施例，码书结构可以允许实现可以适用于如下面讨论的假设在接收器处的最大比合并(MRC)的现有秩-1的反馈搜索的低复杂度策略。

码书结构和低复杂度策略还可以适用于由主分量分析定义的值q∈C^4×1，||q||＝1的搜索。这提供可以应用于CS反馈的搜索方法的至少一个说明性实施例，其中CS由这种主分量分析确定。

图7a-7c概述根据本公开的一个或多个实施例的使用这种搜索的步骤和相关联的大致复杂度估计。此外，图1概述根据本公开的一个或多个实施例的操作的基本流程图。如图1中所示，可以由在不同天线上看到的能量(也被称为增益)的简单排序来确定排列和增益信息。对于每一个子向量独立并分别搜索子向量内相位信息。子向量间信息的搜索是使用取决于子向量内相位和增益信息的一些预计算标量值的低复杂度搜索。

具体地，如图1中所示，根据本公开的一个或多个实施例，以通过定义指定联合排列增益码书中的索引的b_g反馈比特(S100)来选择排列和增益信息开始的量化过程。然后，在量化过程中，基于排列将目标向量划分为两个子向量(S101)。一旦划分，接下来就通过定义描述θ₁的p1比特选择对于子向量1的子向量内相位信息(S102)，通过定义描述θ₂的p2比特选择对于子向量2的子向量内相位信息(S103)，以及通过定义描述θ₃的p3比特选择对于子向量3的子向量间相位信息(S104)。最终，通过将b_g、p1、p2和p3比特的信息分组为用于向基站的发送的预编码矩阵指示符而完成量化过程(S105)。

如图2中所示，根据本公开的一个或多个实施例，移动终端中的量化使用自适应比特分配和相位分量要素(being)，其中通过定义将索引指定为联合排列增益码书的b_g反馈比特而选择排列和增益信息(S200)。一旦选择，则通过基于排列将目标向量划分为两个子向量(S201)和从联合排列增益码书的索引对相位分量推导比特分配{p1,p2,p3}来使量化继续(S202)。一旦已划分并推导，然后，在给定p1的情况下，通过定义描述θ₁的p1比特而选择子向量1的子向量内相位信息(S203)，在给定p2的情况下，通过定义描述θ₂的p2比特而选择子向量2的子向量内相位信息(S204)，并且在给定p3的情况下，通过定义描述θ₃的p3比特而选择子向量3的子向量间相位信息(S205)。最后，通过将b_g、p1、p2和p3比特的信息分组为用于向基站的发送的预编码矩阵指示符而完成量化过程。

使用联合排列和增益编码的性能示例

作为量化增益以及图6的联合排列-增益方式和低复杂度搜索方法的效率的示例，在图9中提供提出的方法的量化误差性能的实验结果。

可以使用下列度量来量化码书C_B的量化误差：

的数据“q”的期望值

该量化误差的值越小，设计的性能越好。

图9示出根据本公开的一个或多个实施例的从使用ITU-R信道的测试得出的最优设计的性能。数据集表示使用信道的许多随机生成的时域响应的信道“q”的800,000个采样。这些时域响应用于在频率的各种点对信道的4x1频域CS值进行采样。使用的信道场景是在非视距(nLOS)条件下具有1/2波长间隔的共面极化的天线的城市微(UMi)信道的场景。在来自具有瑞利信道的独立天线的信道样本上操作的B比特量化器的性能的理论上限是2^-B/3。因此，对于B＝12比特，该上限值的log₂()为-4.0。测试示出描述的城市微场景具有大约相同的上限性能。

如图9中所示，从b_g＝0到4比特，性能单调提高，以使将排列-增益码书设计的尺寸增大到4比特。此外，在b_g＝12处，如由瑞利信道定义的，达到接近上限，其也是对于该UMi场景的接近上限。因此，结果示出表示关于CS中的增益的信息是重要的性能增强方式。此外，提出的设计和量化搜索方法产生接近上限性能。

秩-(n>1)扩展

根据本公开的一个或多个实施例，对于由排列-增益和相位索引g*、n*、m*和r*的组合(即，值g、排列、以及值θ₁、θ₂和θ₃)定义的每一个可能的目标，存在定义伴随秩-1的向量的秩-(n>1)(n≤4)的简单方式。

具体地，作为示例，可以考虑如下的秩-1的码书元素：

$v=\left[\begin{array}{c}w\left(i\left(1\right)\right)\\ w\left(i\left(2\right)\right)\\ w\left(i\left(3\right)\right)\\ w\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right]$ 其中 $w=\left[\begin{array}{c}w\left(1\right)\\ w\left(2\right)\\ w\left(3\right)\\ w\left(4\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}g\left(1\right)\\ g\left(2\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_1}\end{array}\right]\\ e^{{\mathrm{j\θ}}_3}\left[\begin{array}{c}g\left(3\right)\\ g\left(4\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_2}\end{array}\right]\end{array}\right]$

其中{i(1)，i(2)，i(3)，i(4)}作为{1，2，3，4)的指定排列

在上面的考虑中的秩-1的码书的情况下，如下定义对应的秩-2的码书元素的一个可能定义：

$v2=\left[\begin{array}{c}w2\left(i\left(1\right)\right)\\ w2\left(i\left(2\right)\right)\\ w2\left(i\left(3\right)\right)\\ w2\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right]$ 其中 $w2=\left[\begin{array}{c}w2\left(1\right)\\ w2\left(2\right)\\ w2\left(3\right)\\ w2\left(4\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}e-{\mathrm{j\θ}}_3\left[\begin{array}{c}-g\left(2\right)e^{-{\mathrm{j\θ}}_1}\\ g\left(1\right)\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}-g\left(4\right)e^{{-\mathrm{j\θ}}_2}\\ g\left(3\right)\end{array}\right]\end{array}\right]$

其中{i(1)，i(2)，i(3)，i(4)}和{g(1)，g(2)，g(3)，g(4)}是在对应的秩-1的元素中使用的相同增益和排列。

因为存在与v正交的许多可能向量v2，所以这仅是一个可能的定义。该具体定义的一个属性是子向量维持相同增益值，即v2中的元素对，并且使用使用与v中相同的增益对。此外，因为保持将天线分配给不同子向量，所以对于秩-1和秩-2确定和搜索，PMI和CQI搜索可以被方便地断开为子向量。此外，通过对元素对进行简单的翻转和值的求反与共轭可以容易地形成定义。

根据本公开的一个或多个实施例，还可以定义秩-3和秩-4元素。

例如，根据本公开的一个或多个实施例，下面的向量u3与v正交，但是不一定与v2正交。

$u3=\left[\begin{array}{c}w3\left(i\left(1\right)\right)\\ w3\left(i\left(2\right)\right)\\ w3\left(i\left(3\right)\right)\\ w3\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right]$ 其中 $w3=\left[\begin{array}{c}w3\left(1\right)\\ w3\left(2\right)\\ w3\left(3\right)\\ w3\left(4\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}e-{\mathrm{j\θ}}_3\left[\begin{array}{c}g\left(3\right)\\ -g\left(4\right)e^{{-\mathrm{j\θ}}_2}\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}-g\left(1\right)\\ g\left(2\right)e^{-{\mathrm{j\θ}}_1}\end{array}\right]\end{array}\right]$

其中{i(1)，i(2)，i(3)，i(4)}和{g(1)，g(2)，g(3)，g(4)}是在对应的秩-1的元素中使用的相同增益和排列。

然而，可以如下定义秩-3元素v3：

v3＝x3/||x3||其中x3＝u3-(v2^Hu3)u3

注意，||x3||²＝1-|v2^Hu3|²

此外，根据本公开的一个或多个实施例，下面的向量u4与v正交，但不一定与v正交。

$u4=\left[\begin{array}{c}w4\left(i\left(1\right)\right)\\ w4\left(i\left(2\right)\right)\\ w4\left(i\left(3\right)\right)\\ w4\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right]$ 其中 $w4=\left[\begin{array}{c}w4\left(1\right)\\ w4\left(2\right)\\ w4\left(3\right)\\ w4\left(4\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}e-{\mathrm{j\θ}}_3\left[\begin{array}{c}g\left(4\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_2}\\ g\left(3\right)\end{array}\right]\\ \left[\begin{array}{c}-g\left(2\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_1}\\ -g\left(1\right)\end{array}\right]\end{array}\right]$

其中{i(1)，i(2)，i(3)，i(4)}和{g(1)，g(2)，g(3)，g(4)}是在对应的秩-1的元素中使用的相同增益和排列。

然而，可以如下定义秩-4元素v4：

v4＝x4/||x4||其中x4＝u4-(v^Hu4)u4

注意，||x4||²＝1-|v1^Hu4|²

根据本公开的一个或多个实施例，在***中，用户的秩n>0的反馈(和请求的发送)可以遵循两个程序。

一个程序是向量v、v2、v3和v4是被选定的。反馈将包括指定接收器想要使用的请求的秩的2个额外的比特，秩指示符(RI)。这里秩＝1将指仅v，秩＝2将指使用一对{v,v2}，秩＝3将指使用三元组{v,v2,v3}，并且秩＝4将指使用全部维度{v,v2,v3,v3}。这在图10中描述，其遵循在LTE版本9中的4比特码书现在使用的程序。

另一示例将允许在秩＝2的请求反馈场景中第二向量的灵活选择。例如，在秩-2发送的情况下，仅两个额外的比特足以反馈伴随秩-1的向量的第二向量。这在图11中描述。

对于大的天线增益失调的情况的罕见增益-反馈扩展

根据本公开的一个或多个实施例，包括在排列-增益码书中的增益向量允许天线之间的一定范围的增益差(或变化)的建模。对于在天线之间具有更大范围的增益差的情况，可以考虑具有对于增益更大数量的比特“b_g”的设计，虽然为了不妥协相位精确度，这可能使更大的B成为必要。

然而，存在其中天线之间的增益差部分由比由接收器向发射器给出CSI反馈更新的速率更慢地改变的因素引起的示例。这包括其中发射天线位于许多不同地理位置的分布式天线和协调多点(CoMP)场景。因此，在接收器和不同发射天线(或天线组)之间可以存在相对静态的路径损失差。

例如，根据本公开的一个或多个实施例，天线1和2的位置比天线3和4更靠近接收器。在这种情况下，可以扩展***以请求或从其他信息推断在天线1和2以及天线3和4之间平均存在的相对静态的增益差G_diff，G_diff>0。

例如，这可以由通过UE的、不同对天线所在的位置中的每一个位置的分开路径损失测量来支持。对于天线1和2以及天线3和4在UE处的路径损失测量可以在分开的CSI-RS(信道状态信息参考信号)的配置上实现。路径损失测量可以以大的占空比(100毫秒级)由接收器向基站反馈，或者完全不反馈并且由分布的点中的每一个点基于从UE发送的上行链路探测参考信号(SRS)直接估计。本领域普通技术人员将理解存在可替换的方式。

估计本公开的一个或多个实施例，利用上面讨论的支持并且信息“G_diff”对发射器和接收器两者可用，排列-增益码书可以用于更高效地关注和描述由于诸如快衰落的效应引起的增益的随机波动。

图8a-8d中概述这样做的过程。具体地，图8a-8d的过程包括对图7a-7c中的步骤的修改以说明G_diff。具体地，包括在从增益向量的确定中得到G_diff之后选择增益向量的步骤1A。此外，步骤1B创建由选择的增益向量和G_diff定义的新的增益向量g2。在步骤1C中，因为在驱动比特分配时总天线增益很重要，所以由从该增益和增益向量中联合推导的整数值驱动比特分配。此外，每一个整数值具有定义要使用的比特分配{p1,p2,p3}的查找表。剩余步骤3、4、5和6使用由所选择的增益向量和G_diff定义的新的向量g2。

将接收器处理包括在度量中的码书搜索

在选择CS的秩-1和秩-2描述时，接收器可以考虑估计其在不同频带中可以经受的后波束形成信号与噪声比SNR，以及由该SNR支持的速率。事实上，这是由LTE建议的对于现有4比特码书使用的过程。该程序对于熟悉技术状态的人员是公知的。

根据本公开的一个或多个实施例，接收器测量了T个频带的4x2CSI，由t＝1,2,…,T作为索引。频带t的CSI被表示为Q_T，其中是复数4x2矩阵。如上所述由接收器向发射器发送的量化的秩-1的CS值是v。接收器可以随后通过将该v用作在发射器处的波束形成向量而使用下列计算来估计支持的“信道质量”：

使用v＝2^SNR(v)的信道质量

其中

$\mathrm{SNR}\left(v\right)=\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+{\left|\right|Q_t^{H}v\left|\right|}^2)$

本领域普通技术人员将理解，码书设计的结构可以用于关于该信道质量度量搜索好的v。为了这样做，在对搜索数学的细节进行一些修改的情况下，可以在图7a-7c和图8a-8d中的步骤中的每一个中包括度量。

例如，本公开的一个或多个实施例如下，其是包括图7a-7c中的改变的增益确定。具体地，可以做出单个向量“v”可以完美地在全部矩阵Q_T，t＝1,…,T，中将全部相位对齐的假设。这允许进行如下与图7a-7c和图8a-8d中的步骤1类似地计算。

使 $Q_t=\left[\begin{array}{cc}{q}_{t,\mathrm{1,1}}& q_{t,\mathrm{1,2}}\\ q_{t,\mathrm{2,1}}& q_{t,\mathrm{2,2}}\\ q_{t,\mathrm{3,1}}& q_{t,\mathrm{3,2}}\\ q_{t,\mathrm{4,1}}& q_{t,\mathrm{4,2}}\end{array}\right]$ 并且定义 $H_t=\left[\begin{array}{c}\left|q_{t,\mathrm{1,1}}\right|+\left|q_{t,\mathrm{1,2}}\right|\\ \left|q_{t,\mathrm{2,1}}\right|+{|q}_{t,\mathrm{2,2}}|\\ \left|q_{t,\mathrm{3,1}}\right|+\left|q_{t,\mathrm{3,2}}\right|\\ \left|q_{t,\mathrm{4,1}}\right|+\left|q_{t,\mathrm{4,2}}\right|\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{t,1}\\ h_{t,2}\\ h_{t,3}\\ h_{t,4}\end{array}\right]{\∈C}^{4\×1}$

对于每一个增益向量g＝{g(1),g(2),g(3),g(4)}和相关联的排列Φ＝{i(1),i(2),i(3),i(4)}计算 $\mathrm{SNR}(g,\mathrm{\Φ})=\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+{\mathrm{\Σ}}_{a=1}^4{\left|h_{t,a}g\left(i\left(a\right)\right)\right|}^2{}^{})$

对比在单个值“q”上搜索，搜索可能必须分开考虑全部组合而非使用根据增益的天线的排序。该新的搜索具有2^{g_b}规模的复杂度。然而，如果信道Q_T，t＝1,…,T，非常小，即示出强相干性，则可以使用根据增益的天线的排序的搜索。

子向量内相位确定：图7a-7c的改变。

确定一个子向量的相位对确定另一子向量的相位的影响较小。最优搜索可以考虑联合搜索子向量内相位和子向量间相位。然而，对于足够大的p1、p2和p3，这可以导致可忽略的增益。因此，可以独立地搜索子向量内相位。为了搜索每一个站内向量相位，仅需要采用第一子向量的情况并且第二子向量的情况自然遵循。

使 $r_{t,1}=\left[\begin{array}{c}g\left(i\left(1\right)\right)(q_{t,i\left(1\right),1}+q_{t,i\left(1\right),2})\\ g\left(i\left(2\right)\right)(q_{t,i\left(2\right),1}+q_{t,i\left(2\right),2})\end{array}\right]\∈C^{2\×1}$

其中最优排列Φ＝{i(1),i(2),i(3),i(4)}

并且最优增益向量g＝(g(1),g(2),g(3),g(4)}

$n^{*}={\arg \max }_{n=\mathrm{0,1},...,P_1-1}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+{\left|{\mathrm{\φ}}_{1,n}^H{r}_{t,1}\right|}^2)$

第二子向量的子向量内相位的最优索引m*同样遵循。

子向量间相位确定：图7a-7c中的改变。

确定一个子向量的相位对确定另一子向量的相位的影响较小。最优搜索可以考虑联合搜索子向量内相位和子向量间相位。然而，对于足够大的p1、p2和p3，这可以导致可忽略的增益。因此，可以独立搜索子向量内相位。为了搜索每一个站内向量相位，仅需要采用第一子向量的情况并且第二子向量的情况自然遵循。

使 $r_{t,1}=\left[\begin{array}{c}g\left(i\left(1\right)\right)(q_{t,i\left(1\right),1}+q_{t,i\left(1\right),2})\\ g\left(i\left(2\right)\right)(q_{t,i\left(2\right),1}+q_{t,i\left(2\right),2})\end{array}\right]\∈C^{2\×1}$ 和 $r_{t,2}=\left[\begin{array}{c}g\left(i\left(3\right)\right)(q_{t,i\left(3\right),1}+q_{t,i\left(3\right),2})\\ g\left(i\left(4\right)\right)(q_{t,i\left(4\right),1}+q_{t,i\left(4\right),2})\end{array}\right]\∈C^{2\×1}$

其中最优排列Φ＝{i(1),i(2),i(3),i(4)}

并且最优增益向量g＝{g(1),g(2),g(3),g(4)}

使 ${\mathrm{\ρ}}_{t,1}={\mathrm{\φ}}_{1,n^{*}}^H{r}_{t,1}$ 和 ${\mathrm{\ρ}}_{t,2}={\mathrm{\φ}}_{2,m^{*}}^H{r}_{t,2}$

则

$r^{*}={\arg \max }_{r=\mathrm{0,1},...,P_3-1}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+{|{\mathrm{\ρ}}_1+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ρ}}_2|}^2)$

对大于4的偶数天线的扩展

根据本公开的一个或多个实施例，在操作的上面的描述中，在全部维度上对增益进行联合编码。还可以分割在其上执行增益的联合编码的维度。事实上，对于更高阶的MIMO(例如，8Tx)和CoMP发送，这变得重要。

具体地，例如对于8Tx的情况，可以在全部8个维度g＝[g(1),g(2),g(3),g(4),g(5),g(6),g(7),g(8)]上或分开地在每一个4-维子向量g1＝[g(1),g(2),g(3),g(4)]和g2＝[g(5),g(6),g(7),g(8)]上进行增益联合编码。

$w=\left[\begin{array}{c}w\left(1\right)\\ w\left(2\right)\\ w\left(3\right)\\ w\left(4\right)\\ w\left(5\right)\\ w\left(6\right)\\ w\left(7\right)\\ w\left(8\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}g\left(1\right)\\ g\left(2\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_1}\end{array}\right]\\ e^{{\mathrm{j\θ}}_3}\left[\begin{array}{c}g\left(3\right)\\ g\left(4\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_2}\end{array}\right]\end{array}\right]\\ e^{{\mathrm{j\θ}}_7}\left[\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}g\left(5\right)\\ g\left(6\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_4}\end{array}\right]\\ e^{{\mathrm{j\θ}}_6}\left[\begin{array}{c}g\left(7\right)\\ g\left(8\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_5}\end{array}\right]\end{array}\right]\end{array}\right]$

对其他偶数天线(例如6或12个天线)的扩展遵循通过从较小的2或4维量化器建立这种量化器并且联合联合增益或将增益分割为子向量(具有其自己的单独排列)的类似的方式。

对奇数维度的扩展

对于奇数维度的情况，可以如在偶数维度的情况下进行维度分割，但剩余一个额外维度。例如，对于5Tx发送的情况，预编码向量的结构如下：

$w=\left[\begin{array}{c}w\left(1\right)\\ w\left(2\right)\\ w\left(3\right)\\ w\left(4\right)\\ w\left(5\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}g\left(1\right)\\ g\left(2\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_1}\end{array}\right]\\ e^{{\mathrm{j\θ}}_3}\left[\begin{array}{c}g\left(3\right)\\ g\left(4\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_2}\end{array}\right]\\ g\left(5\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_4}\end{array}\right]$

根据本公开的一个或多个实施例，将码书设计扩展为奇数发射天线的情况的一个直接方式是与其他维度的相位信息分开地反馈剩余的最后的维度的相位信息θ₄，而所述增益信息仍然可以通过与其他维度的增益信息的联合编码来反馈(例如，[g(1),g(2),g(3),g(4),g[5]])。

提出的设计可扩展为不同数量的天线配置(偶数和奇数两者)和维度的不同分割。

虽然关于有限数量的实施例描述了本发明，但是受益于此公开的本领域技术人员将理解可以设计不背离如这里公开的本发明的范围的其他实施例。因此，本发明的范围应仅由所附权利要求限制。

Claims (19)

1.一种在用于支持多用户和单用户多输入和多输出(MIMO)***的预编码矩阵反馈的移动终端中的无线通信方法，包括：

在所述移动终端获得至少包括增益信息和相对相位信息的信道状态信息；

生成包括b_g、p1、p2和p3比特组的预编码矩阵，其中通过至少使用天线元件之间的所述增益信息和所述相对相位信息的量化而生成所述预编码矩阵中的每一个；

在所生成的预编码矩阵中选择最佳预编码矩阵；以及

向基站发送表示所选择的预编码矩阵的比特序列。

2.如权利要求1所述的无线通信方法，其中所述预编码矩阵中的至少一个使用至少8比特来进行量化，并且至少取决于所述信道状态信息可以自适应地将比特的不同排列分配给b_g、p1、p2和p3中的每一个。

3.如权利要求1所述的无线通信方法，其中所述移动终端中的量化包括：

通过定义指定联合排列-增益码书中的索引的b_g反馈比特来选择排列和增益信息；

基于所述排列将目标向量划分为两个子向量；

通过定义描述θ₁的p1比特来选择子向量1的子向量内相位信息；

通过定义描述θ₂的p2比特来选择子向量2的子向量内相位信息；

通过定义描述θ₃的p3比特来选择子向量间相位；以及

将信息的b_g、p1、p2和p3比特分组为用于向所述基站发送的表示所选择的预编码矩阵的比特序列。

4.如权利要求3所述的无线通信方法，其中选择排列和增益信息还包括：

当使用2比特码书时，选择具有最大增益的天线；以及

当使用3比特码书或4比特码书时，选择具有最大增益的两个天线并且选择这两个天线中的最佳的天线，

其中，当增益相等时，考虑具有不相等增益向量的排列，并且对于所述排列/增益组合两者和对于所述相等增益向量根据下列等式计算排列-增益索引(gaininerp)：并且选择提供最佳排列-增益索引的天线。

5.如权利要求3所述的无线通信方法，其中选择子向量1的子向量内相位信息还包括：

当g(1)＝g(2)时，如下定义最优索引

$n^{*}={\arg \max }_{n=\mathrm{0,1},...,P_1-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{1,n}^{H}q1\right|;$

将最优向量定义为φ_1,n*；以及

如下定义所述最优索引，其中g(1)不等于g(2)，

$n^{*}={\arg \max }_{n=\mathrm{0,1},...,P_1-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{1,n}^{H}r1\right|$ 其中 $r1=\left[\begin{array}{c}g\left(1\right)q\left(i\left(1\right)\right)\\ g\left(2\right)q\left(i\left(2\right)\right)\end{array}\right].$

6.如权利要求3所述的无线通信方法，其中选择子向量2的子向量内相位信息还包括：

对于g(3)＝g(4)的情况，如下定义最优索引

$m^{*}={\arg \max }_{m=\mathrm{0,1},...,P_2-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{2,m}^{H}q2\right|;$

将最优向量定义为φ_2,m；以及

对于g(3)不等于g(4)的情况，如下定义所述最优索引，

$m^{*}={\arg \max }_{m=\mathrm{0,1},...,P_2-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{2,m}^{H}r2\right|$ 其中 $r2=\left[\begin{array}{c}g\left(3\right)q\left(i\left(3\right)\right)\\ g\left(4\right)q\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right].$

7.如权利要求3所述的无线通信方法，其中选择子向量间相位还包括：

给定所述子向量内相位选择，选择q1和q2之间的所述子向量间相位；

定义 ${\mathrm{\ρ}}_1={\mathrm{\φ}}_{1,n^{*}}^H\left[\begin{array}{c}g\left(1\right)q\left(i\left(1\right)\right)\\ g\left(2\right)q\left(i\left(2\right)\right)\end{array}\right]$ 和 ${\mathrm{\ρ}}_2={\mathrm{\φ}}_{2,m^{*}}^H\left[\begin{array}{c}g\left(3\right)q\left(i\left(3\right)\right)\\ g\left(4\right)q\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right];$

如下定义所述子向量间相位索引

$r^{*}={\arg \max }_{r=\mathrm{0,1},...,P_3-1}|{\mathrm{\ρ}}_1+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ρ}}_2|;$ 以及

由ω_r*定义最优子向量间相位。

8.如权利要求1所述的无线通信方法，其中在所述移动终端中使用自适应比特分配和相位分量的量化包括：

通过定义指定联合排列-增益码书中的索引的b_g反馈比特来选择排列和增益信息；

基于排列将所述目标向量划分为两个子向量；

从联合排列-增益码书中的索引对相位分量推导比特分配{p1,p2,p3}；

给定p1，通过定义描述θ₁的p1比特来选择子向量1的子向量内相位信息；

给定p2，通过定义描述θ₂的p2比特来选择子向量2的子向量内相位信息；

给定p3，通过定义描述θ₃的p3比特来选择子向量间相位；以及

将信息的b_g、p1、p2和p3比特分组为用于向所述基站发送的表示所选择的预编码矩阵的比特序列。

9.如权利要求8所述的无线通信方法，其中选择排列和增益信息还包括：

当使用2比特码书时，选择当使用2比特码书时具有最大增益的天线；以及

当使用3比特码书或4比特码书时，选择具有最大增益的两个天线并且选择这两个天线中的最佳的天线，

其中，当增益相等时，考虑具有不相等增益向量的排列，并且对于所述排列/增益组合两者和对于所述相等增益向量根据下列等式计算排列-增益索引(gaininerp)：并且选择提供最佳排列-增益索引的所述天线。

10.如权利要求8所述的无线通信方法，其中推导对相位分量的比特分配{p1,p2,p3}还包括：

计算dB_diff＝log(||[g2(1)，g2(2)]||/||[g2(3)，g2(4)]||)，

其中dB_diff的舍入整数值定义对p1、p2和p3比特分配。

11.如权利要求8所述的无线通信方法，其中给定p1，选择子向量1的子向量内相位信息还包括：

对于g2(1)＝g2(2)的情况，如下定义最佳索引

$n^{*}={\arg \max }_{n=\mathrm{0,1},...,P_1-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{1,n}^{H}q1\right|;$

由φ_1,n*定义最优向量；以及

对于g2(1)不等于g2(2)的情况，如下定义最优索引

$n^{*}={\arg \max }_{n=\mathrm{0,1},...,P_1-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{1,n}^{H}r1\right|$ 其中 $r1=\left[\begin{array}{c}g2\left(1\right)q\left(i\left(1\right)\right)\\ g2\left(2\right)q\left(i\left(2\right)\right)\end{array}\right].$

12.如权利要求8所述的无线通信方法，其中给定p2，选择子向量2的子向量内相位信息还包括：

对于g2(3)＝g2(4)的情况，如下定义最佳索引

$m^{*}={\arg \max }_{m=\mathrm{0,1},...,P_2-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{2,m}^{H}q2\right|;$

由φ_2,m*定义最优向量；以及

对于g2(3)不等于g2(4)的情况，如下定义最优索引

$m^{*}={\arg \max }_{m=\mathrm{0,1},...,P_2-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{2,m}^{H}r2\right|$ 其中 $r2=\left[\begin{array}{c}g2\left(3\right)q\left(i\left(3\right)\right)\\ g2\left(4\right)q\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right].$

13.如权利要求8所述的无线通信方法，其中给定p3，选择子向量间相位还包括：

定义 ${\mathrm{\ρ}}_1={\mathrm{\φ}}_{1,n^{*}}^H\left[\begin{array}{c}g2\left(1\right)q\left(i\left(1\right)\right)\\ g2\left(2\right)q\left(i\left(2\right)\right)\end{array}\right]$ 和 ${\mathrm{\ρ}}_2={\mathrm{\φ}}_{2,m^{*}}^H\left[\begin{array}{c}g2\left(3\right)q\left(i\left(3\right)\right)\\ g2\left(4\right)q\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right];$

如下定义所述子向量间相位索引

$r^{*}={\arg \max }_{r=\mathrm{0,1},...,P_3-1}|{\mathrm{\ρ}}_1+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ρ}}_2|;$ 以及

由ω_r*定义最优子向量间相位。

14.一种包括软件指令的非临时性计算机可读介质，当执行所述软件指令时，其被配置为执行在用于支持多用户和单用户多输入和多输出(MIMO)***的预编码矩阵反馈的移动终端中的无线通信方法，所述无线通信方法包括：

在所述移动终端获得至少包括增益信息和相对相位信息的信道状态信息；

生成包括b_g、p1、p2和p3比特组的预编码矩阵，其中通过至少使用所述增益信息和所述相对相位信息的量化而生成所述预编码矩阵中的至少一个；

在所生成的预编码矩阵中选择最佳预编码矩阵；以及

向基站发送表示所选择的预编码矩阵的所述比特序列。

15.如权利要求14所述的非临时性计算机可读介质，其中所述移动终端中的量化包括：

通过定义指定联合排列-增益码书中的索引的b_g反馈比特来选择排列和增益信息；

基于所述排列将所述目标向量划分为两个子向量；

通过定义描述θ₁的p1比特来选择子向量1的子向量内相位信息；

通过定义描述θ₂的p2比特来选择子向量2的子向量内相位信息；

通过定义描述θ₃的p3比特来选择子向量间相位；以及

将信息的b_g、p1、p2和p3比特分组为用于向所述基站发送的表示所选择的预编码矩阵的比特序列。

16.如权利要求15所述的非临时性计算机可读介质，

其中选择排列和增益信息还包括：

当使用2比特码书时，选择具有最大增益的天线；以及

当使用3比特码书或4比特码书时，选择具有最大增益的两个天线并且选择这两个天线中的最佳的天线，

其中，当增益相等时，考虑具有不相等增益向量的排列，并且对于所述排列/增益组合两者和对于所述相等增益向量根据下列等式计算排列-增益索引(gaininerp)：并且选择提供最佳排列-增益索引的天线，

其中选择子向量1的子向量内相位信息还包括：

当g(1)＝g(2)时，如下定义最优索引

$n^{*}={\arg \max }_{n=\mathrm{0,1},...,P_1-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{1,n}^{H}q1\right|;$

将最优向量定义为φ_1,n*；以及

如下定义所述最优索引，其中g(1)不等于g(2)，

$n^{*}={\arg \max }_{n=\mathrm{0,1},...,P_1-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{1,n}^{H}r1\right|$ 其中 $r1=\left[\begin{array}{c}g\left(1\right)q\left(i\left(1\right)\right)\\ g\left(2\right)q\left(i\left(2\right)\right)\end{array}\right],$

其中选择子向量2的子向量内相位信息还包括：

对于g(3)＝g(4)的情况，如下定义最优索引

$m^{*}={\arg \max }_{m=\mathrm{0,1},...,P_2-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{2,m}^{H}q2\right|;$

将最优向量定义为φ_2,m；以及

对于g(3)不等于g(4)的情况，如下定义所述最优索引，

$m^{*}={\arg \max }_{m=\mathrm{0,1},...,P_2-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{2,m}^{H}r2\right|$ 其中 $r2=\left[\begin{array}{c}g\left(3\right)q\left(i\left(3\right)\right)\\ g\left(4\right)q\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right],$ 以及

其中选择子向量间相位还包括：

给定所述子向量内相位选择，选择q1和q2之间的所述子向量间相位；

定义 ${\mathrm{\ρ}}_1={\mathrm{\φ}}_{1,n^{*}}^H\left[\begin{array}{c}g\left(1\right)q\left(i\left(1\right)\right)\\ g\left(2\right)q\left(i\left(2\right)\right)\end{array}\right]$ 和 ${\mathrm{\ρ}}_2={\mathrm{\φ}}_{2,m^{*}}^H\left[\begin{array}{c}g\left(3\right)q\left(i\left(3\right)\right)\\ g\left(4\right)q\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right];$

如下定义所述子向量间相位索引

$r^{*}={\arg \max }_{r=\mathrm{0,1},...,P_3-1}|{\mathrm{\ρ}}_1+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ρ}}_2|;$ 以及

由ω_r*定义最优子向量间相位。

17.如权利要求14所述的非临时性计算机可读介质，其中在所述移动终端中使用自适应比特分配和相位分量的量化包括：

通过定义指定联合排列-增益码书中的索引的b_g反馈比特来选择排列和增益信息；

基于排列将所述目标向量划分为两个子向量；

从联合排列-增益码书中的索引对相位分量推导比特分配{p1,p2,p3}；

给定p1，通过定义描述θ₁的p1比特来选择子向量1的子向量内相位信息；

给定p2，通过定义描述θ₂的p2比特来选择子向量2的子向量内相位信息；

给定p3，通过定义描述θ₃的p3比特来选择子向量间相位；以及

将信息的b_g、p1、p2和p3比特分组为用于向所述基站发送的表示预编码矩阵的比特序列。

18.如权利要求17所述的非临时性计算机可读介质，

其中选择排列和增益信息还包括：

当使用2比特码书时，选择当使用2比特码书时具有最大增益的天线；以及

当使用3比特码书或4比特码书时，选择具有最大增益的两个天线并且选择这两个天线中的最佳的天线，

其中，当增益相等时，考虑具有不相等增益向量的排列，并且对于所述排列/增益组合两者和对于所述相等增益向量根据下列等式计算排列-增益索引(gaininerp)：并且选择提供最佳排列-增益索引的所述天线，

其中推导对相位分量的比特分配{p1,p2,p3}还包括：

计算dB_diff＝log(||[g2(1)，g2(2)]||/||[g2(3)，g2(4)]||)，

其中dB_diff的舍入整数值定义对p1、p2和p3比特分配，

其中给定p1，选择子向量1的子向量内相位信息还包括：

对于g2(1)＝g2(2)的情况，如下定义最佳索引

$n^{*}={\arg \max }_{n=\mathrm{0,1},...,P_1-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{1,n}^{H}q1\right|;$

由φ_1,n*定义最优向量；以及

对于g2(1)不等于g2(2)的情况，如下定义最优索引

$n^{*}={\arg \max }_{n=\mathrm{0,1},...,P_1-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{1,n}^{H}r1\right|$ 其中 $r1=\left[\begin{array}{c}g2\left(1\right)q\left(i\left(1\right)\right)\\ g2\left(2\right)q\left(i\left(2\right)\right)\end{array}\right],$

其中给定p2，选择子向量2的子向量内相位信息还包括：

对于g2(3)＝g2(4)的情况，如下定义最佳索引

$m^{*}={\arg \max }_{m=\mathrm{0,1},...,P_2-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{2,m}^{H}q2\right|;$

由φ_2,m*定义最优向量；以及

对于g2(3)不等于g2(4)的情况，如下定义最优索引

$m^{*}={\arg \max }_{m=\mathrm{0,1},...,P_2-1}\left|{\mathrm{\φ}}_{2,m}^{H}r2\right|$ 其中 $r2=\left[\begin{array}{c}g2\left(3\right)q\left(i\left(3\right)\right)\\ g2\left(4\right)q\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right],$ 以及

其中给定p3，选择子向量间相位还包括：

定义 ${\mathrm{\ρ}}_1={\mathrm{\φ}}_{1,n^{*}}^H\left[\begin{array}{c}g2\left(1\right)q\left(i\left(1\right)\right)\\ g2\left(2\right)q\left(i\left(2\right)\right)\end{array}\right]$ 和 ${\mathrm{\ρ}}_2={\mathrm{\φ}}_{2,m^{*}}^H\left[\begin{array}{c}g2\left(3\right)q\left(i\left(3\right)\right)\\ g2\left(4\right)q\left(i\left(4\right)\right)\end{array}\right];$

如下定义所述子向量间相位索引

$r^{*}={\arg \max }_{r=\mathrm{0,1},...,P_3-1}|{\mathrm{\ρ}}_1+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ρ}}_2|;$ 以及

由ω_r*定义最优子向量间相位。

19.一种用于支持多用户和单用户多输入和多输出(MIMO)***的预编码矩阵反馈的移动终端，所述移动终端包括：

用于选择预编码矩阵的结构化的码书，其中所述结构化的码书包括：

联合增益和排列码书；

子向量内相位码书；以及

子向量间相位码书；

接收器，其中所述移动终端的接收器接收包括至少增益信息和相对相位信息的信道状态信息(CSI)；

生成单元，其中所述移动终端的生成单元通过至少使用天线元件之间的所述增益信息和所述相对相位信息而生成表示用于所述最优预编码矩阵的联合增益和排列码书、子向量内相位码书和子向量间相位码书中的每一个的比特分配的比特序列；以及

发射器，其中所述移动终端的发射器至少向基站发送比特序列。