CN104011989A - 用于负荷有谐振负载网络的逆变器的控制装置 - Google Patents

用于负荷有谐振负载网络的逆变器的控制装置 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种用于从源(Uin，Izk)中对振荡回路(LS，CS)馈电的逆变器，其具有至少两个开关机构(S1，S2，S3，S4)，其中逆变器的控制装置控制开关机构(S1，S2，S3，S4)，其特征在于，控制装置将开关机构(S1，S2，S3，S4)控制成，使得在逆变器的第一模式A中经由开关机构从源(Uin，Izk)中对振荡回路(LS，CS)馈电，而在第二模式B中将振荡回路(LS，CS)与源(Uin，Izk)脱耦，其中控制装置为了调控振荡回路(LS，CS)中的期望电流(Ip_soll)或者振荡回路(LS，CS)上的期望电压(Up_soll)而在这两个模式A和B之间来回切换。

Description

用于负荷有谐振负载网络的逆变器的控制装置
技术领域
本发明涉及一种用于从源中对振荡回路馈电的逆变器，其具有至少两个开关机构，其中逆变器的控制装置控制开关机构。
背景技术
在现代逆变器技术中，越来越多地将谐振开关过程用作功率半导体的开关卸载。这引起较小的开关损耗并进而也引起改进的总效率。只要逆变器负荷有谐振负载网络，则振荡回路在输出回路中活动，而不在逆变器的中间回路中活动。图1至图4示出在输出端侧对振荡回路馈电的逆变器。如图1中示出的那样，逆变器可以构成为推挽式逆变器。逆变器在此借助于中间回路电压Uzk馈电。然而，逆变器也可以构成为半桥逆变器(图2)或构成为全桥逆变器(图3)。
为了借助于逆变器对谐振负载馈电存在不同的方法。第一方法提出：借助固定的时钟频率激励逆变器的功率半导体。在此，将时钟频率选择成，使得尽可能仅出现小的开关损耗。在此，工作点可以优选选择为略微电感性。只要对串联振荡回路馈电，则只有当功率半导体的电压等于零时才接通功率半导体，而当功率半导体的电流近似为零(ZCS)时切断功率半导体(ZVS)。在该方法中不利的是，通过对功率半导体的时钟控制只有不利的调节可能性，因为脉宽调制引起高的开关损耗。另一调节可能性在于所馈电的逆变器的中间回路电压Uzk变化。中间回路电压例如可以借助于DC/DC转换器来设定，如这在图4中示出。
在第二可行的方法中，可以通过逆变器的时钟频率来调节输出量。该方法利用输出端侧的振荡回路的频率相关性。在此，控制装置利用高于谐振频率的频率对功率半导体进行时钟控制，使得始终确保电感性的运行。该方法具有下述缺点：尽管在ZVS中接通，但是功率半导体必须持续地切断一定的电流，由此形成开关损耗。
第三可行的方法提供对传递介质的变化、例如由于机械影响引起的电感变化、电容老化、发热等进行匹配的优点。在此，必须进行测量，所述测量实现对时钟控制进行时钟预设。在应用串联振荡回路时，在大多数应用中，输出电流的测量就足够并且所述输出电流作为反向的激励信号转发给功率半导体。在此，180°的相移实现***的起振。
在上述方法中可行的是，也通过中间回路电压进行调节，然而由此必须在逆变器之前连接DC/DC转换器形式的另一功率级，由此不利地使总效率变差。
从DE 101 15 326中已知用于激励逆变器的桥支路中的可断开的半导体开关的方法，所述半导体开关用于对连接于逆变器的输出端的并联振荡回路供电，其中借助注入的电流驱动逆变器并且分别将至少一个二极管与半导体开关串联。从DE 101 15 326中已知的方法应用调节器，其对最佳的相角进行调控，使得在半导体开关上还有在串联二极管上出现电压尖峰。
发明内容
本发明的目的是，提供具有用于逆变器的开关机构的控制装置的逆变器，所述开关机构尤其构成为功率半导体，所述逆变器在应用对逆变器馈电的恒定的源的情况下实现将输出量调节成期望量。
根据本发明，该目的通过下述方式实现：即控制装置控制开关机构，使得在逆变器的第一模式A中经由开关机构从源中对振荡回路馈电，而在第二模式B中将振荡回路与源脱耦，其中控制装置为了调控振荡回路中的期望电流(Ip_soll)或者振荡回路上的期望电压(Up_soll)而在这两个模式A和B之间来回切换。
在此，经由这两个模式A和B的持续时间、尤其经由其占空比在应用串联振荡回路时调控期望电流或者在应用并联振荡回路时调控期望电压。在此，控制装置软性激励开关机构，使得一个模式活动的持续时间等于或长于振荡回路的谐振频率的周期持续时间。控制开关机构的控制信号(尤其是选通信号)的开关频率在模式A中与振荡回路的谐振频率相关，通常最低大于谐振频率。在此，控制装置或调节器可以有利地构成为，使得借以将开关机构在模式A中开关的开关频率由振荡回路的频率确定。
逆变器可以通过桥式电路实现。所述桥式电路可以构成为半桥或全桥或推挽式装置。在其桥支路中，设置有开关机构，其中通过振荡回路形成横向支路。在应用半控的逆变器时，可在未受控的桥支路中设有电容器，如其在图2中示出。
只要将串联振荡回路连接在逆变器的输出端上，逆变器就有利地通过直流电压源、尤其具有恒定输出电压的电压源来馈电。在该情况下，调节流经串联振荡回路的电流Ip。可以应用双点调节器、PWM调节器或推挽式调节器作为调节器。在模式A中，逆变器正常工作，其中开关机构的时钟频率由串联振荡回路的谐振频率预设。只要应用双点调节器，一旦串联振荡回路中的电流Ip超过最大值，则控制装置就切换到模式B。在模式B中，串联振荡回路经由逆变器的两个桥支路短路并进而与对逆变器馈电的电压源脱耦。串联振荡回路中的电流因此在模式B中经由逆变器的全桥电流的两个上部桥支路或两个下部桥支路续流。一旦借助于根据本发明的逆变器对能量传递***的初级振荡回路馈电，则串联振荡回路的谐振频率随气隙宽度和次级侧的负载而改变。串联谐振回路中的电流与次级侧的品质或负载相关地更快或更慢地下降。一旦串联谐振回路中的电流达到或低于下阈值，控制装置再次切换到模式A中。在从一个模式变换到另一模式中时，再次有利地软性进行开关，使得仅出现少量的开关损耗并且出现少量的干扰性电磁辐射。
只要在逆变器的输出端处连接并联振荡回路，则逆变器有利地通过直流电流源、尤其恒定电流源来馈电。在该情况下，调节在并联振荡回路上降落的电压Up。在模式A中，逆变器的开关机构的开关频率同样跟随并联振荡回路的频率。在超过上电压值时，在此也切换到模式B中，使得并联振荡回路不再经由电流源馈电。为此，开关机构在模式B的持续时间中可被开关，使得电流源的电流仅流经桥支路并且并联振荡回路中的电压自由振荡。
尽可能低损耗地对开关机构进行开关。在应用串联振荡回路时，控制装置可以有利地进一步形成为使得仅当在开关机构上降落的电压等于零时，才接通开关机构。首先当经过相应的开关机构的电流下降到特定的、尤其可预设的阈值之下时，才开始或使能关断过程。在此，阈值要么一次性通过校准过程来设定，其中逆变器例如朝最佳的总效率和/或小的电磁干扰来优化。通过优化的阈值设定电流与电压之间的相角，使得关断过程既不过于电感性并进而不必开关过高的电流，也不过于电容性，使得不过于靠近电流过零进行开关。
在应用并联振荡回路时，在重叠时间中全部开关机构活动、即导通。在可控的半导体形式的对角线上的一对开关元件闭合期间，当在对角线上的另一对开关元件上超过负电压阈值U阈值时，才闭合对角线上的所述另一对开关元件。开关元件仅当在其中流动的电流为零时才有利地被关断。当在开关元件上测量到正电压时，才得到该时间点。优选的相位是略微电感性的。因此得到工作频率fA，所述工作频率略微大于并联振荡回路的谐振频率f0。
由于振荡回路的品质，在从一个模式变换到另一模式时有利地将所馈入的功率的阶跃变化平滑，使得负载仅经受小的次同步的纹波。
在应用串联振荡回路时，至少测量在开关机构上降落的电压以及流经振荡回路的实际电流Ip-ist。所测量的量形成用于调节回路的反馈量，待调控的期望电流Ip-soll形成调节器的输入量。
在应用并联振荡回路时，至少测量在开关机构上降落的电压以及在振荡回路上降落的实际电压Up-ist。所测量的量形成用于调节回路的反馈量，要调控的期望电压形Up-soll成调节器的输入量。
下面，阐明用于具有输出端侧的串联振荡回路的全控的全桥逆变器的控制装置的一种可行的实施形式。
控制装置为逆变器的每个开关机构例如借助于触发器产生激励信号G1至G4。为此，确定在全桥的横向支路或串联振荡回路的两个端点P1和P2上的电压电势并且借助于比较器与电压阈值UPSchwell进行比较。在此，比较器的输出信号用于产生接通使能信号。根据接通使能信号可以在接下来的电压过零时接通相关的开关机构。
产生关断使能信号，其中在串联振荡回路中流动的电流Ip-ist在比较器中与电流阈值IPosSchwell和INegSchwell进行比较。此外，附加的装置产生截止信号，所述截止信号确保：仅在电流的正半波和同时电流Ip的负的斜率期间能够生成关断使能信号，或者在电流Ip的负半波和同时电流Ip的正的斜率期间能够生成用于相应导通的开关机构的关断使能信号。因此，借助于截止信号确保：仅在电流Ip的一个半波的第二半部中生成关断使能信号的产生。截止信号例如能够通过死区时间环节或由积分器和连接在下游的过零识别装置的串联电路组成的装置来实现，所述积分器对电流Ip进行积分。
通过校准到最佳的电流阈值或最佳的电流阈值IPosSchwell和INegSchwell，如下优化控制装置：使电磁干扰的程度变得最小和/或使效率变得最大。因此，通过测量和处理实际电流Ip-ist以及电压电势P1和P2，将开关机构的激励信号G1至G4匹配于串联振荡回路的频率，由此逆变器频率在模式A中跟随串联振荡回路的谐振频率。
控制装置连续地将要调控的期望电流Ip-soll与实际电流Ip-ist进行比较并且产生调整信号，所述调整信号连同另外的控制信号用于控制这两个开关机构的关断使能，所述这两个开关机构在模式B中实现串联振荡回路的续流。一旦电流Ip-ist超过一定的阈值Ip-max，阻止这两个开关机构借助于相应的关断使能信号关断，使得其实现必要的双极短路，其中串联振荡回路经由开关机构续流并且振荡回路中的电流下降。一旦实际电流Ip-ist再次下降到下阈值Ip-min之下，再次开关回到模式A中。因此在切换到模式A中时总是正确的极性处于主导，所以必要的是，模式B保持整数的振荡周期。模式A能够活动的最短时间为一半的振荡周期。
附图说明
下面，借助附图和电路图对根据本发明的逆变器予以详细阐述。
其示出：
图1示出用于谐振负载的根据现有技术的推挽式逆变器；
图2示出用于谐振负载振荡回路的根据现有技术的半桥逆变器；
图3示出用于谐振负载振荡回路的根据现有技术的全桥逆变器，所述负载振荡回路能够经由中间回路电压或例如PWM来调节；
图4示出用于谐振负载振荡回路的根据现有技术的全桥逆变器，所述负载振荡回路的中间回路电压Uzk借助于用于调节负载电流Ip的DC/DC调节器来调节；
图5示出用于谐振串联振荡回路的根据本发明的全桥逆变器，所述串联振荡回路的输入电压Uin是恒定的并且所述串联振荡回路经由模式变换来调控负载电流Ip；
图5a示出用于谐振并联振荡回路的根据本发明的全桥逆变器，所述并联振荡回路的输入电流Izk是恒定的并且所述并联振荡回路经由模式变换来调控施加在并联振荡回路上的电压Up；
图6示出用于具有串联振荡回路的根据图5的根据本发明的逆变器的控制装置的原理电路图；
图7示出根据本发明的逆变器的输出端上的电压变化曲线和电流变化曲线；
图7a示出串联振荡回路中的相位响应；
图8示出信号变化曲线、电压变化曲线和电流变化曲线；
图9示出在占空比相同的情况下模式A和B的不同的时间上的时钟控制的电流电压曲线图；
图10示出用于具有并联振荡回路的根据图5a的根据本发明的逆变器的控制装置的原理电路图。
具体实施方式
图1至图4示出根据现有技术的逆变器。逆变器设计用于谐振负载网络，其中经由可调节的中间回路电压来调控输出量或者借助于逆变器的时钟频率来调控输出量。在此，逆变器能够构成为推挽式逆变器、半桥或全桥逆变器。
图5示出用于谐振的串联振荡回路的根据本发明的全桥逆变器，所述全桥逆变器的输入电压Uin是恒定的并且所述全桥逆变器经由模式变换来调控负载电流Ip。受控的全桥的和串联振荡回路的电路结构原则上对应于现有技术中已知的结构。根据本发明的逆变器与已知的全桥逆变器的区别在于：根据本发明的逆变器以恒定的输入电压来驱动并且半导体开关的开关频率对应于串联振荡回路的谐振频率。四个设置在桥支路中的开关机构S1、S2、S3和S4是IGBT，所述开关机构通过图6中示出的控制装置的控制信号G1至G4来控制。点P1和P2形成用于串联振荡回路的输出端侧的连接点，所述串联振荡回路通过电容器CS和电感器LS形成。电感器LS可以是用于将能量传递到未示出的次级侧的振荡回路的初级侧的线圈。输入电压Uin可以是恒定的。然而也可行的是，可设定输入电压Uin。然而这对于根据本发明的逆变器的功能而言原则上不是必需的，因为通过在两个模式之间进行变换来进行电流Ip的调节，其中在第一模式A中逆变器正常地作为逆变器工作并且经由开关机构S1至S4将来自源Uin中的能量以振荡回路LS-CS的谐振频率的时钟输送给振荡回路，而在第二模式B中借助于上部的开关机构S2和S4或借助于下部的开关机构S1和S3将串联振荡回路短路，使得电流Ip可以经由所述开关机构续流并进而下降。当在模式B中短路阶段期间，必须将相应未参与短路的开关机构断开，因为输入电压源Uin未被短路。电容器Cg用于平滑输入电压并且对开关机构的换向是必需的。点P1和P2处的电压电平用作为控制装置的输入量。
图5a示出根据本发明的逆变器的电路图，只要所述逆变器在输入端侧负荷有并联振荡回路LS-CS。与具有串联振荡回路的逆变器相反，在此，借助于反向截止的开关机构S1至S4来调控施加在并联振荡回路上的电压Up而并非电流Ip。逆变器的馈电在该情况下借助于注入电流Izk的恒定电流源进行。在模式A中，逆变器工作在其正常模式中，其中控制装置相应地匹配于调整量。在模式B中，首先通过借助于桥支路S1和S2或S3和S4产生电流源Izk的短路将并联振荡回路与电流源脱耦。此后，相应其他的桥支路的开关机构截止，使得并联振荡回路在模式B中能够自由振荡，由此电压Up随时间下降。如果达到下电压阈值Up-min，那么再次开关回到模式A中，其中保持模式A直到达到上电压阈值Up-max并且开关回到模式B中。
图6示出用于根据图5的逆变器的控制装置的原理电路图，所述逆变器在输出端侧连接有串联振荡回路。控制装置产生用于开关机构S1至S4的选通信号G1至G4。选通信号G1至G4借助于触发器1、2、3、4产生，所述触发器借助接通使能信号(6，7，10，11)和关断使能信号(5，8，9，12)来设定或重设。关断使能信号(5，8，9，12)通过电流IP的变化曲线来确定，使得选通信号G1至G4以电流IP的时钟控制开关机构S1至S4。为此，控制装置具有两个比较器23和26，所述比较器根据预设的阈值IPosSchwell和INegSchwell确定电流IP的电流方向。在此，确定电流IP的正的电流状态的比较器23的输出施加在“与”门14和16上，所述“与”门生成用于开关S2和S3的关断使能信号。确定电流IP的负的电流状态的比较器26的输出施加在“与”门13和15上，所述“与”门生成用于开关S1和S4的关断使能信号。通过比较器17至20产生接通使能信号(6，7，10，11)，其中比较器17-20将电压电势Up1和Up2与四个阈值UPSchwell1、UPSchwell2、UPShwell3和UPShwell4进行比较。首先当电压电势Up1和Up2下降到相应的阈值UPSchwell，i之下时，使能相应所属的开关机构S1-S4以用于接通。然而也可行的是，仅设有两个比较器，所述比较器中的一个负责用于生成开关机构1和2的接通使能信号而另一个负责用于生成开关机构3和4的接通使能信号。在此，这两个比较器能够将电压电势Up1和Up2与阈值UPSchwell比较或对照分离的阈值UPSchwell进行比较。
借助于积分器24对电流IP进行积分，由此产生信号Ip90°，所述信号通过过零识别环节25处理成截止信号Sperr。截止信号Sperr连接到“与”门14的输入端上和“与”门16的输入端上。同时，借助于“非”门21将截止信号Sperr并且作为Sperr连接到“与”门13和15的输入端上。比较器23和26的输出信号和截止信号Sperr或借助于“与”门13、14、15和16逻辑上彼此关联，使得首先当电流IP在正半波期间下降到阈值IPosSchwell之下或在负半波期间上升到阈值INegSchwell之上时，才进行相应导通的开关机构的关断使能。因此，通过阈值IPosSchwell和INegSchwell预设用于关断开关机构的相角。
可选的D触发器30可以用于同步并且确保：不在开关机构的开关过程期间借助于调整信号/Stell从一个模式切换到另一模式。
图7示出根据本发明的逆变器的输出端处的电压变化曲线Up(t)和电流变化曲线Ip(t)以及阈值IPosSchwell和INegSchwell，其中进行关断使能。同时，示出信号Ip90°，所述信号通过过零识别环节25转换成截止信号Sperr，所述截止信号在逻辑状态1与0之间切换。
图7a示出谐振振荡回路的相位响应。在可通过电流阈值IPosSchwell和INegSchwell设定或预设的确定的相角φ的情况下形成工作频率fA，电流Ip以所述工作频率振荡。在相角φ等于零的情况下，得到逆变器的工作频率，所述工作频率等于振荡回路的谐振频率f0。在工作频率fA较高的情况下，能够达到相对于谐振频率f0的电感性相位。
图8示出选通信号变化曲线G1至G4、在点P1和P2上的电压电势变化曲线以及从中得出的电压Up和所调节的电流Ip。直至时间点T1，逆变器处于逆变器模式A中，其中用来自输入电压源Uin的能量以电流Ip的时钟供应串联振荡回路LS、CS。在时间点T1，电流Ip超过上阈值Ip-max，由此控制装置将调整信号/Stell设定成逻辑“1”。由此，阻止开关元件S1和S3的关断使能，使得尽管所述开关元件接通、即变为到导通，但是在此不再被关断，即能够达到其截止状态，直到模式B取消或调整信号/Stell再次重设为逻辑“0”。然而在将调整信号/Stell切换至逻辑“1”之后，当电流Ip下降到预设的电流阈值之下时或者在预设的死区时间之后，开关元件S1和S3才变为导通。因此，在T1和T2之间的时间期间，开关元件S1和S3是导通的，由此经由开关元件S1和S3将串联振荡回路LS、CS短路并进而电压Up等于零。由此，电流Ip自由地流动，即振荡回路不再经由输入电压源Uin馈电，由此电流Ip下降。在时间点T2，电流Ip低于下阈值Ip-min，由此调整信号/Stell被设定到逻辑“0”并且至少根据调整信号/Stell可以进行关断。根据电流Ip的方向和相位自时间点T2起再次以电流Ip的时钟对开关元件S1至S4进行时钟控制，由此逆变器再次对串联振荡回路充电并且电流Ip在时间点T3上升直至上阈值Ip-max，随后再次切换到模式B中。
图9示出模式A和B的两个不同的持续时间的两个电流电压曲线图，其中占空比是相同的。在上部曲线图中，模式A时间上总是在一个完整的振荡周期之上延伸并且模式B总是在两个完整的振荡周期之上延伸。因此，占空比为1:2。
当如上示出的那样分别接通模式A持续一个完整的周期时，中间回路电容器未经受DC偏置，并且由此承受较少负载。当然，在这种时钟控制的情况下缺点在于：调节分辨率小于在下部曲线图中示出的方法，其中模式A总是只在一半的振荡周期期间是活动的并且模式B总是在一个完整的振荡周期期间是活动的。也在模式的这种时钟控制中，占空比为1:2。然而在此，中间回路电容器不利地获得DC偏置。
图10示出用于具有并联振荡回路的根据图5a的根据本发明的逆变器的控制装置的原理电路图。控制装置类似于根据图6的控制装置构成，然而不同之处在于：开关元件在模式A中的重叠时间期间都是活动的，即以传导电流的方式接通，使得电流可以从一个桥支路换向到另一桥支路上。在开始换向之前，对角线上的开关元件以传导电流的方式开关。首先当在所述开关元件上超过特定的负电压、尤其集电极发射极电压低于特定的阈值时，才持续地开始换向、即其他目前截止的开关元件被主动地以传导电流的方式开关。比较器17‘至20‘用于确定所述电压状态。一旦低于阈值电压UCE1、UCE2、UCE3、UCE4，就借助于装置6、7、10和11生成接通使能信号。
控制装置产生用于开关机构S1至S4的选通信号G1至G4。选通信号G1至G4借助于触发器1、2、3、4来产生，所述触发器借助于接通使能信号6、7、10、11和关断使能信号5、8、9、12来设定或者重设。关断使能信号5、8、9、12通过电流Up的变化曲线来确定，使得选通信号G1至G4以电流Up的时钟来控制开关机构S1至S4。为此，控制装置具有两个比较器23’和26’，所述比较器根据预设的阈值UPosSchwell和UNegSchwell来确定电压Up的极性。在此，确定电压Up的正的电压状态的比较器23’的输出施加在“与”门14和16上，所述“与”门生成用于开关S2和S3的关断使能信号5、9。确定电压Up的负的电压状态的比较器26’的输出施加在“与”门13和15上，所述“与”门生成用于开关S1和S4的关断使能信号8、12。
借助于积分器24’对电压Up进行积分，由此产生信号Up90°，所述信号通过过零识别环节25’被处理成截止信号Sperr。截止信号Sperr连接到“与”门14’的输入端和“与”门16’的输入端上。同时，截止信号Sperr借助于“非”门21来取反并且作为连接到“与”门13’和15’的输入端上。比较器23’和26’的输出信号和截止信号Sperr和 借助于“与”门13’、14’、15’和16’逻辑上相互关联，使得首先当电压Up在正半波期间下降到阈值UPosSchwell之下或在负半波期间上升超过阈值UNegSchwell时，为相应导通的开关机构进行关断使能。因此通过阈值UPosSchwell和UNegSchwell预设用于关断开关S1至S4的相角。
可选的D触发器30’可以用于同步并且确保：不在开关机构的开关过程期间借助于调整信号/Stell从一个模式切换到另一模式。
在模式B中以传导电流的方式开关桥支路S1-S2并且以截止的方式开关另外的桥支路S3和S4，使得将并联振荡回路与电流源Izk脱耦。电压Up在模式B活动期间下降。只要调节器22’构成为双点调节器，一旦电压Up低于下边界值，就变换回模式A中。模式A然后再次保持活动直至电压Up超过上边界值，此后控制装置因此变换到模式B中。
首先当振荡回路起振时，上述控制装置可以正确地激励逆变器。因此，能够采取使控制装置在起振时间期间不起作用的附加的措施。振荡回路的起振从现有技术中已经已知。
首先当振荡回路起振时，积分器24、24’才提供可用的信号。在起振阶段期间，所述积分器通过逆向的微分器来取代。所述微分器提供90°的相移，但对EMV敏感。因此，首先自特定的振荡回路电流或特定的振荡回路电压起更好地为了电路的稳定性而切换到积分器模式。因为相移仅用于信号截止，所以对于较窄的频率范围积分器能够通过恒定的死区时间环节T死区来取代。因此，在起振过程中仅在该运行时间之上逆变器进行时钟控制并且具有时钟频率f＝1/T死区，直到从电流和电压中产生另外的信号。该解决方案在结构上是简单的，但是仅在相对更小的频率区间中工作。

Claims (24)

1.一种逆变器，其具有至少两个开关机构(S1，S2，S3，S4)，所述逆变器用于从电压源(Uin)对串联振荡回路(LS，CS)馈电或者从电流源(Izk)对并联振荡回路馈电，其中所述逆变器的控制装置控制所述开关机构(S1，S2，S3，S4)，并且所述控制装置控制所述开关机构(S1，S2，S3，S4)控制，使得:
-在第一模式A中所述逆变器经由所述开关机构从源(Uin，Izk)对振荡回路(LS，CS)馈电，而
-在第二模式B中使所述振荡回路(LS，CS)与源(Uin，Izk)脱耦，其中所述控制装置为了调控所述振荡回路(LS，CS)中的期望电流(Ip_soll)或者所述振荡回路(LS，CS)上的期望电压(Up_soll)而在这两个模式A和B之间来回切换，
其特征在于，在馈电的情况下在达到或低于预定的电流阈值(IPosSchwell，INegSchwell)时所述控制装置关断开关机构(S1，S2，S3，S4)，为了关断使能控制信号或相应地为了关断所述开关机构(S1，S2，S3，S4)而改变控制信号，其中所述电流阈值(IPosSchwell，INegSchwell)选择成，使得控制所述开关机构(S1，S2，S3，S4)的控制信号(G1-G4)的开关频率(fA)尤其是选通信号在所述模式A中确定起振的所述振荡回路(LS，CS)的工作频率(fA)，其中所述振荡回路的谐振频率(f0)小于所述控制信号(G1-G4)的开关频率(fA)。
2.根据权利要求1所述的逆变器，其特征在于，所述控制装置经由这两个模式A和B的持续时间、尤其经由其占空比来调控所述期望电流(Ip_soll)或所述期望电压(Up_soll)。
3.根据权利要求1或2所述的逆变器，其特征在于，一个所述模式活动的持续时间等于所述振荡回路(LS，CS)的谐振频率的一半的周期持续时间或者为其多倍，其中尤其所述模式B持续地在所述振荡回路(LS，CS)的所述工作频率(fA)的一个完整的周期持续时间或多倍的完整的周期持续时间中是活动的。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的逆变器，其特征在于，所述逆变器在对串联振荡回路馈电时略微电感性地开关并且在对并联振荡回路馈电时略微电容性地开关。
5.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，直流电压源是具有恒定的输出电压(Uin)的电压源，或者所述源是具有恒定输出电流(Izk)的电流源。
6.根据权利要求1至5中的任一项所述的逆变器，其特征在于，仅当在所述开关机构(S1，S2，S3，S4)上降落的电压等于或近似零或者等于阈值(UPSchwell)时，所述控制装置才接通开关机构(S1，S2，S3，S4)或者将用于所述开关机构的激励信号改变成“接通”，其中尤其将阈值(UPSchwell，i)与每个开关机构相关联或者分别与一组开关机构相关联。
7.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，所述逆变器具有桥式电路，在所述桥式电路的输入端处连接有恒定的输入源并且在所述桥式电路的输出端处连接有所述振荡回路。
8.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，所述桥式电路具有两个或四个开关机构(S1，S2，S3，S4)、尤其是IGBT或MOSFET形式的半导体开关，使得所述逆变器在所述模式A中作为半桥逆变器或全桥逆变器或推挽式逆变器工作，并且在应用串联振荡回路时在所述模式B中所述振荡回路经由所述开关机构(S1和S3或S2和S4)进行续流或者在应用并联振荡回路时在所述模式B中所述振荡回路经由所述开关机构(S1和S2或S3和S4)与所述源脱耦。
9.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，在串联振荡回路的情况下在所述模式B中所述逆变器为所述串联振荡回路(LS，CS)的双极短路，使得在至少一个振荡周期之上或在至少一个一半的振荡周期之上在所述振荡回路(LS，CS)中流动的电流(IP)能够沿两个流动方向进行续流。
10.根据权利要求9所述的逆变器，其特征在于，所述短路经由一个导通的开关机构和电容器或者经由两个导通的开关机构(S1和S3或S2和S4)实现，其中相应另外的开关机构(S2和S4或S1和S3)截止。
11.根据权利要求1至9中的任一项所述的逆变器，其特征在于，在所述模式B中，所述逆变器借助于两个串联的且导通的开关机构(S1和S2或S3和S4)将所述并联振荡回路与所述输入源(Izk)分开，其中其余的所述开关机构截止以防止所述并联振荡回路(LS，CS)的双极短路。
12.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，在逆变器在输出端侧连接有串联振荡回路(LS，CS)的情况下，至少在一个开关机构(Si)上降落的电压(Uds)是所述控制装置的输入信号，并且流经所述振荡回路(LS，CS)的实际电流(Ip-ist)是用于所述调节回路的反馈量，并且所述期望电流(Ip-soll)是所述控制装置的调节器的输入量。
13.根据权利要求1至12中的任一项所述的逆变器，其特征在于，在逆变器在输出端侧连接有并联振荡回路(LS，CS)的情况下，至少流经一个开关机构(Si)的所述电流或者在一个开关机构上降落的电压(UCE， i)是所述控制装置的输入量，并且施加在所述振荡回路(LS，CS)上的电压(Up-ist)是用于调节回路的反馈量并且所述期望电压(Up-soll)是所述控制装置的调节器的输入量。
14.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，所述控制装置为每个开关机构(S1-S4)产生关断使能信号(5，8，9，12)和接通使能信号(6，7，10，11)，所述控制装置从所述关断使能信号和接通使能信号中为每个开关机构(S1-S4)生成选通信号(G1-G4)，其中尤其借助于RS触发器(1，2，3，4)产生所述选通信号(G1-G4)，并且所述接通使能信号(6，7，10，11)设定相应所属的触发器(1，2，3，4)并且所述关断使能信号(5，8，9，12)重设相应所属的触发器(1，2，3，4)。
15.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，所述控制装置具有尤其两个或四个比较器(17，18，19，20)，所述比较器将所述连接点(P1，P2)的电压电平与电压阈值(UPSchwell)或者多个电压阈值(UPSchwell，i其中i＝1至4)进行比较并且从其输出信号中生成接通使能信号(6，7，10，11)。
16.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，所述控制装置具有两个比较器(23，26)，借助于所述比较器能够确定：电流(IP)是否小于正的阈值(IPosSchwell)或者大于负的阈值(INegSchwell)。
17.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，所述控制装置具有两个比较器(23’，26’)，借助于所述比较器能够确定：电压(UP)是否小于正的阈值(UPosSchwell)或者大于负的阈值(UNegSchwell)。
18.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，所述控制装置具有调节器(22，22’)，所述调节器根据期望参考量(Ipsoll；Upsoll)与调节量(Ip-ist；Up-ist)的比较产生调整信号(/Stell)。
19.根据权利要求18所述的逆变器，其特征在于，当所测量的实际电流(Ip-ist)大于预设的所述电流阈值(Ip-max)时，所述信号(/Stell)是逻辑“1”，而当所述实际电流(Ip-ist)下降到电流阈值(Ip-min)之下时，所述信号的输出值变为逻辑“0”。
20.根据权利要求18或19所述的逆变器，其特征在于，所述调节器是PWM调节器或脉冲随动调节器。
21.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，所述控制装置具有产生截止信号(Sperr)的装置(24，25；24’，25’)，所述截止信号防止：在正的半波期间仅在所述电流(Ip)或电压(UP)的斜率为负时能够产生关断使能信号或者在负的半波期间仅在所述电流(Ip)的斜率为正时能够产生用于相应的传导电流的所述开关机构(Si)的关断使能信号。
22.根据权利要求21所述的逆变器，其特征在于，所述控制装置将所述截止信号(Sperr)用于生成所述关断使能信号(5，8，9，12)。
23.根据权利要求21或22所述的逆变器，其特征在于，所述装置(24，25)包括积分器或死区时间环节。
24.根据上述权利要求中的任一项所述的逆变器，其特征在于，仅当所述开关机构的开关结束时，所述调节器才在模式A与模式B之间进行切换。
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