CN101841242A - 开关电源及其输出电流的调节方法 - Google Patents

Abstract

一种开关电源及其输出电流的调节方法，所述开关电源包括：变压器、脉冲频率调制控制器和开关晶体管，所述脉冲频率调制控制器输入反馈电压和采样电压，所述反馈电压与所述辅助线圈输出的电压关联，所述采样电压与所述开关晶体管的第二端的电压关联，所述脉冲频率调制控制器还输入控制信号，所述脉冲频率调制控制器根据所述反馈电压、采样电压和控制信号产生所述驱动电压，用于控制开关晶体管切换所述原边线圈的导通或关断，以调整所述副边线圈的导通时间与关断时间。本发明改善了开关电源的输出电流的调节灵活度。

Description

开关电源及其输出电流的调节方法

技术领域

本发明涉及电源领域，尤其涉及一种开关电源及其输出电流的调节方法。

背景技术

开关电源由于可以产生稳定的输出电压且具有较高的转换效率，受到广泛应用。开关电源主要由脉冲频率调制(PFM，Pulse Frequency Modulation)控制器及功率晶体管组成，通过控制功率晶体管的开通和关断来产生稳定的输出电压。

参见图1，该图为现有技术中一种典型的恒流输出反激式开关电源。

开关电源100主要包括PFM控制器101、功率晶体管102、采样电阻103、副边线圈电流过零检测电阻109和110以及变压器115。其中，变压器115包括原边线圈104，副边线圈105和辅助线圈106。

交流输入电压Vac经整流桥108整流后输入至第一滤波电容114，所述第一滤波电容114上的第一直流电压Vin为整个电路工作供电。所述第一滤波电容114上的第一直流电压Vin经启动电阻112输入至PFM控制器101的供电端VCC，电容116为所述供电端VCC与地端GND之间的滤波电容。电容116被启动电阻112充电至启动电压后，PFM控制器101开始工作。另外，辅助线圈106上的电压经整流二极管113对所述电容116充电，从而维持所述PFM控制器101工作时所需的电压。在所述开关电源100工作时，副边线圈105上的电压经二极管107整流后对第二滤波电容117充电，所述第二滤波电容117上的第二直流电压Vout为外接负载提供所需的电压，其中，电阻111并联在所述第二滤波电容117两端作为泄放电阻。

所述PFM控制器101的驱动端OUT连接至功率晶体管102的控制端，使功率晶体管102做高频率的开关动作。采样电阻103与功率晶体管102串联后接地，用于对原边线圈104中流过的原边电流的采样，并将采样转换后得到的采样电压传输至PFM控制器101的峰值电流检测端Vcs。

所述副边线圈105两端的电压依匝数比被反映到辅助线圈106上。辅助线圈106上的电压通过过零检测电阻109和110分压后得到反馈电压，所述反馈电压传输至PFM控制器101的副边电流过零检测端Vfb。

图2为图1所示的恒流输出反激式开关电源100工作时的信号波形，其中，Vfb表示所述副边电流过零检测端Vfb接收到的反馈电压，Ip表示所述原边线圈104中通过的原边电流，Is表示所述副边线圈105中通过的副边电流，Vcs表示所述峰值电流检测端Vcs接收到的采样电压，OUT表示所述驱动端OUT输出的驱动电压，下面结合图1和图2进行详细说明。

依据变压器115中各线圈的同名端关系，电流过零检测端Vfb接收到的反馈电压的电压波形与副边线圈105两端的电压波形相似，其电压幅值由辅助线圈106和副边线圈105匝数比以及过零检测电阻109和110的阻值比决定。当副边线圈105导通时，副边电流Is流过副边线圈105，此时反馈电压为正电压，PFM控制器101记录反馈电压为正电压的持续时间为导通时间Ton，代表副边线圈105导通时间的长短。在导通时间Ton期间，副边电流Is以某个斜率下降，当副边电流Is下降到零时，反馈电压以自由振荡的方式下降并过零点，如图2中的时间点A。当PFM控制器101检测到输入至电流过零检测端Vfb的反馈电压过零时，PFM控制器101终止导通时间Ton的记录过程，同时开启关断时间Toff的记录，关断时间Toff代表副边线圈105关断的持续时间长短。其中，副边线圈105的导通是指其中有电流通过(即副边电流Is不为0)，而其关断是指其中没有电流通过(即副边电流Is为0)。在关断时间Toff期间的时间点B，PFM控制器101的驱动端OUT产生的驱动电压为高电平，使功率晶体管102导通。在功率晶体管102导通期间，流过原边线圈104的原边电流Ip以某个斜率上升。原边电流Ip流过采样电阻103，从而在采样电阻103上产生相应的采样电压，所述采样电压传输至PFM控制器101的峰值电流检测端Vcs。当线性上升的采样电压超过PFM控制器101内部设定的阈值电压Vth时，PFM控制器101的驱动端OUT产生的驱动电压转变为低电平，将功率晶体管102关断，同时关断时间Toff的记录过程终止，而导通时间Ton的记录过程重新开启。由此，关断时间Toff期间储存在原边线圈104中的能量，在下一个开关周期的导通时间Ton期间被释放到副边线圈105中，开关电源进入下一个开关周期。

依据图2中的信号波形所示，开关电源100的开关周期为上述导通时间Ton与关断时间Toff之和，开关电源100所输出到负载的平均电流Iavg即为副边线圈105导通电流Is在开关电源100开关周期内的平均值；副边电流Is的平均值与导通时间Ton开始时刻的峰值电流Isk有关，副边线圈105的峰值电流Isk由关断时间Toff结束时刻原边线圈104的峰值电流Ipk及原边线圈104和副边线圈105的匝数比决定，而原边线圈104的峰值电流Ipk由PFM控制器101内部的阈值电压Vth和采样电阻103决定。

当阈值电压Vth固定，采样电阻103的阻值Rcs固定，原边线圈104的匝数Np和副边线圈105的匝数Ns固定时，开关电源100输出的平均电流Iavg可以用公式(1)表示为：

$\mathrm{Iavg}=\frac{1}{2}\·\mathrm{Ipk}\·\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·\frac{\mathrm{Ton}}{\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff}}=\frac{1}{2}\·\frac{\mathrm{Vth}}{\mathrm{Rcs}}\·\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·\frac{1}{1+\frac{\mathrm{Toff}}{\mathrm{Ton}}}---\left(1\right)$

现有技术中，PFM控制器101的内部控制电路使得导通时间Ton与关断时间Toff的比值为固定值，因而根据公式(1)，平均电流Iavg的值也为固定值，由此使开关电源100输出的电流保持恒定。

上述技术方案中开关电源100的恒流输出的控制是通过检测原边线圈104的电信号来实现的，而无需对开关电源100的输出电流进行采样，因而被称为原边控制技术。此技术的优点是：无需对开关电源100的输出电流(即副边线圈105中的电流)进行采样从而省去基于光电耦合器的隔离反馈电路。此技术的缺点是：PFM控制器101的内部电路确定以后，固定的导通时间Ton与关断时间Toff比值使得产生的输出电流为恒定值，不能根据实际需求进行调节。

现有技术中还包括另一种开关电源，通过采样输出电流并经由光电耦合器隔离反馈产生反馈信号输入至PFM控制器，PFM控制器依据外部控制信号与反馈信号改变驱动电压信号的占空比，从而实现输出电流调节。此技术的缺点是：必须采样输出电流并由光电耦合器隔离反馈，由此导致电路复杂且成本增加；输出电流的采样电阻导致电源***的效率下降；输出电流采样信号的信噪比在小电流时劣化，导致输出电流较小时控制精度变差。

发明内容

本发明解决的问题是提供一种开关电源及其输出电流的调节方法，改善开关电源的输出电流的调节灵活度。

为解决上述问题，本发明提供了一种开关电源，包括变压器、脉冲频率调制控制器和开关晶体管，其中，

所述变压器包括原边线圈、副边线圈和辅助线圈，所述副边线圈与所述原边线圈耦合，所述辅助线圈与所述副边线圈耦合；

所述开关晶体管包括控制端、第一端和第二端，所述控制端输入驱动电压，第一端连接所述原边线圈的输出端；

所述脉冲频率调制控制器输入反馈电压和采样电压，所述反馈电压与所述辅助线圈输出的电压关联，所述采样电压与所述开关晶体管的第二端的电压关联，所述脉冲频率调制控制器还输入控制信号，所述脉冲频率调制控制器根据所述反馈电压、采样电压和控制信号产生所述驱动电压，用于控制开关晶体管切换所述原边线圈的导通或关断，以调整所述副边线圈的导通时间与关断时间。

可选的，所述开关电源还包括整流二极管和滤波电容，所述整流二极管的输入端连接所述副边线圈的一端，所述整流二极管的输出端和所述副边线圈的另一端分别连接所述滤波电容的两端，用于对所述副边线圈中的电流进行整流。

可选的，所述脉冲频率调制控制器包括定时电容和控制单元，用于实现根据所述反馈电压、采样电压和控制信号产生所述驱动电压，其中，所述定时电容用于对所述副边线圈的导通时间和关断时间进行定时，其两端的定时电压用于产生所述驱动电压；所述控制单元根据所述控制信号、反馈电压和采样电压产生供所述定时电容充电的充电电流和放电的放电电流，所述充电电流的持续时间为所述副边线圈的关断时间，所述放电电流的持续时间为所述副边线圈的导通时间。

可选的，所述控制单元包括：

充放电控制单元，根据所述反馈电压、采样电压和定时电压产生充放电控制信号和所述驱动电压，所述充放电控制信号包括交替的第一电压和第二电压，所述第一电压的持续时间为所述充电电流的持续时间，所述第二电压的持续时间为所述放电电流的持续时间；

电流产生单元，根据所述控制信号和充放电控制信号产生所述充电电流和放电电流。

可选的，所述电流产生单元包括：

充电电流产生单元，根据所述控制信号产生第一充电电流，在所述充放电控制信号为第一电压时将所述第一充电电流作为充电电流输出；

放电电流产生单元，根据所述控制信号产生第一放电电流，在所述充放电控制信号为第二电压时将所述第一放电电流作为放电电流输出。

可选的，还包括第一电阻设定端，所述电流产生单元还包括：

第一电流产生器，根据输入所述第一电阻设定端的信号产生第一基准电流；

第二电流产生器，根据所述控制信号产生第二基准电流；

所述充电电流产生单元包括：

第一电流镜像器，对所述第一基准电流镜像后产生第一电流；

第二电流镜像器，对所述第二基准电流镜像后产生第二电流；

其中，所述第一电流和第二电流进行减法运算后产生所述第一充电电流；

所述放电电流产生单元包括：

第三电流镜像器，对所述第一基准电流镜像后产生第三电流；

第四电流镜像器，对所述第二基准电流镜像后产生第四电流；

其中，所述第三电流和第四电流进行加法运算后产生所述第一放电电流。

可选的，所述充放电控制单元包括：

第一比较器，将所述反馈电压与第二基准电压进行比较，产生反馈比较信号；

第二比较器，将所述采样电压与第三基准电压进行比较，产生采样比较信号；

副边电流通断定时器，接收所述定时电压、反馈比较信号和采样比较信号，产生所述驱动电压和充放电控制信号。

可选的，还包括偏置电流源，根据所述控制信号产生偏置电流，所述偏置电流输入所述偏置电阻和采样电阻，对所述采样电压进行调节。

为解决上述问题，本发明提供了一种开关电源输出电流的调节方法，所述开关电源包括具有原边线圈、副边线圈和辅助线圈的变压器，所述副边线圈与所述原边线圈耦合，所述辅助线圈与所述副边线圈耦合，所述副边线圈的输出电流为所述开关电源的输出电流，包括：根据反馈电压、采样电压和控制信号切换所述原边线圈的导通或关断，以调整所述副边线圈的导通时间与关断时间，其中，所述反馈电压与所述辅助线圈输出的电压关联，所述采样电压与所述原边线圈输出的电流关联。

可选的，根据反馈电压、采样电压和控制信号切换所述原边线圈的导通或关断包括：使用定时电容的充放电过程对所述副边线圈的导通时间和关断时间进行定时；通过调整所述定时电容的充电电流和放电电流控制所述定时电容的充电时间和放电时间，所述充电电流的持续时间为所述副边线圈的关断时间，所述放电电流的持续时间为所述副边线圈的导通时间。

可选的，还包括：对所述采样电压的电压值进行调整，以调整所述原边线圈输出的电流的峰值。

可选的，对所述采样电压的电压值进行调整包括：根据所述控制信号产生偏置电流；将所述偏置电流转换成偏置电压；将所述偏置电压与所述采样电压叠加。

与现有技术相比，本技术具有以下优点：

本技术方案的开关电源及其输出电流的调节方法通过控制信号对副边线圈的导通时间和关断时间进行调整，从而改变了导通时间和关断时间之间的比值，因此改善了开关电源的输出电流的调节灵活度。

另外，本技术方案还通过调整采样电压的电压值以调整原边线圈的峰值电流，进而调整副边线圈的峰值电流，从而改善了开关电源的输出电流的调节灵活度。

附图说明

图1是现有技术的一种开关电源的结构示意图；

图2是图1所示开关电源的信号波形示意图；

图3是本发明实施例的开关电源的结构示意图；

图4是图3所示结构中的PFM控制器的一种结构示意图；

图5是图4所示结构中的模块301的电路结构图；

图6是图4所示结构中的模块302的电路结构图；

图7是本发明实施例的开关电源的信号波形示意图；

图8是本发明实施例的开关电源的控制信号-输出电流特性曲线图；

图9是图3所示结构中的PFM控制器的另一实施例的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图和实施例对本发明的具体实施方式做详细的说明。

现有技术的开关电源中，由于其电路结构固定后使得副边线圈的导通时间与关断时间的比值为固定值，根据公式(1)，其输出电流的平均值也为固定值，无法根据实际应用的需求进行调节，灵活度较低。而采用光电耦合器隔离反馈结构虽然能够调节输出电流，但是其电路复杂、难以集成，而且输出电流较小时控制精度较差。

本发明实施方式的开关电源包括：变压器、脉冲频率调制控制器和开关晶体管，其中，

所述变压器包括原边线圈、副边线圈和辅助线圈，所述副边线圈与所述原边线圈耦合，所述辅助线圈与所述副边线圈耦合；

所述开关晶体管包括控制端、第一端和第二端，所述控制端输入驱动电压，第一端连接所述原边线圈的输出端；

所述脉冲频率调制控制器输入反馈电压、采样电压和控制信号，所述反馈电压与所述辅助线圈输出的电压关联，所述采样电压与所述开关晶体管的第二端的电压关联，所述脉冲频率调制控制器根据所述反馈电压、采样电压和控制信号产生所述驱动电压，用于控制开关晶体管切换所述原边线圈的导通或关断，以调整所述副边线圈的导通时间与关断时间。

所述副边线圈的导通是指副边线圈上有电流输出，副边线圈的关断是指副边线圈上没有电流输出，所述副边线圈的输出电流(可以称之为副边电流)的平均值为开关电源的输出电流。

本发明的技术方案的开关电源中，通过外部控制信号结合反馈电压和采样电压产生驱动电压，所述驱动电压用于控制原边线圈的导通或关断，以调整副边线圈的导通时间和关断时间，从而改变了副边线圈的导通时间和关断时间的比值，由此改善了开关电源的输出电流(即副边线圈的输出电流)的调节灵活度，而且结构简单易于集成。

参考图3，该图是本发明实施例的开关电源的结构示意图。

本实施例的开关电源200主要包括输入整流单元200a、输出整流单元200b、变压器215、开关晶体管202和PFM控制器201。

所述输入整流单元200a包括由四个二极管构成的整流桥208和输入滤波电容214，对输入的交流电压Vac进行整流，产生输入电压Vin，所述输入电压Vin为直流电压。

所述变压器215为一反激式变压器，包括原边线圈204、副边线圈205和辅助线圈206，所述原边线圈204的输入端接收所述输入电压Vin，所述副边线圈205与所述原边线圈204耦合，所述辅助线圈206与所述副边线圈205耦合。

所述开关晶体管202包括控制端、第一端和第二端，开关晶体管可以为场效应晶体管，其第一端(本实施例中为场效应晶体管的漏极)连接所述原边线圈204的输出端，其控制端(本实施例中为场效应晶体管的栅极)输入所述PFM控制器201产生的驱动电压。另外，在本发明的其他实施例中，所述开关晶体管202还可以为双极型晶体管，其基极为所述控制端，其集电极为所述第一端，其发射极为所述第二端。

所述PFM控制器201输入反馈电压、采样电压和控制信号，所述反馈电压与所述辅助线圈206输出的电压关联，其中所述采样电压与所述开关晶体管202的第二端的电压关联，所述PFM控制器201根据所述反馈电压、采样电压和控制信号产生所述驱动电压，用于控制开关晶体管202切换所述原边线圈204的导通或关断，以调整所述副边线圈205的导通时间Ton与关断时间Toff，从而调整导通时间Ton与关断时间Toff的比值。

所述输出整流单元200b对所述副边线圈205中流过的副边电流进行整流，具体包括：整流二极管207、滤波电容217以及电阻211，所述整流二极管207的输入端连接所述副边线圈205的一端，所述整流二极管207的输出端和所述副边线圈205的另一端分别连接所述滤波电容217的两端，用于对所述副边线圈205中的电流进行整流。所述电阻211并联在滤波电容217的两端，用作泄放电阻，当开关电源200的输出端Vout没有连接负载(即开路时)进行电流泄放。

需要说明的是，本实施例中所述副边线圈205连接整流二极管217的一端和原边线圈204连接开关晶体管202的一端，以及所述辅助线圈206的电压输出端为同名端。

所述采样电压通过采样电阻203与所述开关晶体管202的第二端的电压关联。所述采样电阻203的一端连接所述开关晶体管202的第二端(本实施中为场效应晶体管的例为源极)，另一端接地，对流过所述原边线圈204的原边电流Ip进行采样，产生所述采样电压。

另外，所述输入电压Vin经由电阻212和电容216后输入至所述PFM控制器201的电源端VCC和地端GND。所述辅助线圈206的电压输出端产生的电信号经过整流二极管213整流后也输入至所述电源端VCC，用以提供稳定的供电电压。

所述PFM控制器201的驱动端OUT连接至开关晶体管202的控制端，输出所述驱动电压使之做高频的开关动作。所述采样电阻203与开关晶体管202串联用于原边线圈204中的原边电流Ip的检测，产生采样电压后输入至PFM控制器201的峰值电流检测端Vcs。本实施例中所述采样电压还通过偏置电阻220与所述开关晶体管202的第二端的电压关联，具体关联过程将在下文进行详细说明。

所述反馈电压通过分压单元(本实施例中包括过零检测分压电阻209和210)与所述辅助线圈206的电压输出端的电压关联，所述辅助线圈206上的电压通过所述过零检测分压电阻209和210分压后反馈到PFM控制器201的副边电流过零检测端Vfb。

所述PFM控制器201还包括控制信号输入端DIM，用于接收控制信号(如图3中由可调电压源221提供)。本实施例中的PFM控制器201还包括第一电阻设定端RS1和第二电阻设定端RS2，其中第一电阻设定端RS 1连接第一电阻218的一端，所述第一电阻218的另一端接地，第二电阻设定端RS2连接第二电阻219的一端，所述第二电阻219的另一端接地。

需要说明的是，本实施例中所述PFM控制器201内还集成有偏置电流源(图中未示出)，根据所述控制信号输入端DIM接收到的控制信号产生偏置电流，所述偏置电流输入所述偏置电阻220和采样电阻203，对所述峰值电流检测端Vcs接收到的采样电压进行调节，具体调节过程将在下文中进一步详细说明。

本实施例中，所述PFM控制器201依据所述控制信号来调节开关电源200的副边线圈205的导通时间Ton与关断时间Toff，从而调整导通时间Ton与关断时间Toff的比值，并通过对所述峰值电流检测端Vcs的采样电压的电压值进行调整来改变原边线圈204中流过的原边电流Ip的峰值，进而调整副边线圈205中流过的副边电流Is的峰值。具体的调节增益由所述第一电阻218、第二电阻219、偏置电阻220、采样电阻203以及PFM控制器201的内部电路结构来决定。由此，开关电源200输出电流的平均值Iavg可以被调节至控制信号所对应的固定值，此固定值与负载端的输出电压Vout及输入电压Vin无关。

图4为图3中所示PFM控制器201的内部电路结构示意图，图5为图4所示模块301的内部电路结构示意图，图6为图4所示模块302的内部电路结构示意图，下面结合图3至图6进行详细说明。

所述PFM控制器201包括定时电容和控制单元，所述定时电容用于对副边线圈205的导通时间Ton和关断时间Toff进行定时，其两端的定时电压用于产生所述驱动电压；所述控制单元根据所述控制信号、反馈电压和采样电压产生供所述定时电容充电的充电电流和放电的放电电流，所述充电电流的持续时间为所述副边线圈205的关断时间Toff，所述放电电流的持续时间为所述副边线圈205的导通时间Ton。

所述PFM控制器201中的控制单元包括：充放电控制单元(包括图6所示的模块520b、321和322)，根据所述反馈电压、采样电压和定时电压产生充放电控制信号Tons和所述驱动电压，所述充放电控制信号Tons包括交替的第一电压和第二电压，所述第一电压的持续时间等于所述充电电流的持续时间，所述第二电压的持续时间等于所述放电电流的持续时间；电流产生单元(包括图4所示的模块301和图6所示的模块520a)，根据所述控制信号和充放电控制信号Tons产生所述充电电流和放电电流。

所述电流产生单元包括：充电电流产生单元(包括图4所示的313、314、318和图6所示的505、503)，根据所述控制信号产生第一充电电流Ich，在所述充放电控制信号Tons为第一电压时将所述第一充电电流Ich作为充电电流输出；放电电流产生单元(包括图4所示的315、316、319和图6所示的506)，根据所述控制信号产生第一放电电流Idis，在所述充放电控制信号Tons为第二电压时将所述第一放电电流Idis作为放电电流输出。

本实施例中所述驱动电压由输出端PFM传输至一驱动器304进行放大后输出至所述PFM控制器201的输出端OUT。另外，所述PFM控制器201中还包括电源偏置单元303，用于对所述供电端VCC和地端GND之间的供电信号进行处理，产生所需的电源信号、参考电压(如图4中V1、V2、V3)等。

下面参考图4本实施例中所述电流产生单元做进一步的详细说明。图4中的模块301包括四个信号输入端(第一输入端、第二输入端、第三输入端和第四输入端)以及三个信号输出端(第一输出端、第二输出端和第三输出端)。

所述第一输入端接收第一基准电压V1；第二输入端连接所述第一电阻设定端RS 1；第三输入端连接所述控制信号输入端DIM；第四输入端连接所述第二电阻设定端RS2。

所述第一输出端连接模块302的输入端Ch；第二输出端连接模块302的输入端Dis；第三输出端连接所述峰值电流检测端Vcs。

所述电流产生单元包括模块301中的：第一电流产生器310，根据输入所述第一电阻设定端RS1的信号(通过所述第一电阻218)和第一基准电压V1产生第一基准电流Ia；第二电流产生器312，根据输入至所述控制信号输入端DIM的控制信号Vdim和输入所述第二电阻端RS2的信号(通过所述第二电阻219)产生第二基准电流Ib；充电电流产生单元，根据所述充放电控制信号Tons产生定时电容的充电电流；放电电流产生单元，根据所述充放电控制信号Tons产生定时电容的放电电流。

其中，所述充电电流产生单元包括：第一电流镜像器313，对所述第一基准电流Ia镜像后产生第一电流m1*Ia；第二电流镜像器314，对所述第二基准电流镜Ib像后产生第二电流m2*Ib，其中所述第一电流m1*Ia和第二电流m2*Ib通过电流减法器318进行减法运算后产生所述第一充电电流Ich。

所述放电电流产生单元包括：第三电流镜像器315，对所述第一基准电流Ia镜像后产生第三电流m3*Ia；第四电流镜像器316，对所述第二基准电流Ib镜像后产生第四电流m4*Ib；其中，所述第三电流m3*Ia和第四电流m4*Ib通过电流加法器319进行加法运算后产生所述第一放电电流Idis。

另外，所述电流产生单元还包括模块301中的反相放大器311，用于对控制信号Vdim进行反相放大后产生反相控制信号。因此，本实施例中所述第二电流产生器312的输入信号为所述反相控制信号而非控制信号Vdim本身。

本实施例中的电流产生单元中还包括第五电流镜像器317，用作所述偏置电流源，对所述第二基准电流Ib进行镜像后生成第五电流m5*Ib(即偏置电流Ivcs)，传输至所述峰值电流检测端Vcs后输入至所述偏置电阻220和采样电阻203，在所述偏置电阻220上产生偏置电压，与所述采样电阻203上的采样电压叠加后，对输入至所述峰值电流检测端Vcs的电压进行调整。需要说明的是，所述偏置电流Ivcs同时也流入所述采样电阻203，使得采样电阻203中通过的电流为偏置电流Ivcs和原边线圈204中的原边电流Ip之和，但是，在优选的实施例中，所述偏置电阻220的电阻值(一般为数百欧姆至数千欧姆)远大于采样电阻203的电阻值(一般为数欧姆)，因此所述偏置电流Ivcs流经采样电阻203产生的电压在此忽略不计。

结合图6，所述电流产生单元还包括第一开关505和第二开关506。所述第一开关505的输入端接收所述第一充电电流Ich，控制端接收所述充放电控制信号Tons的反相信号(经由非门503)，在所述充放电控制信号Tons为第一电压(具体为低电平)时将所述第一充电电流Ich作为充电电流输出，为所述定时电容Ct充电；所述第二开关506的输出端接收所述第一放电电流Idis，控制端接收所述充放电控制信号Tons，在所述充放电控制信号Tons为第二电压(具体为高电平)时将所述第一放电电流Idis作为放电电流输出，为所述定时电容Ct放电。所述定时电容Ct的第一端连接所述第一开关505的输出端和所述第二开关506的输入端，所述定时电容Ct的第二端接地，通过所述充电电流的充电过程和放电电流的放电过程，使得所述定时电容Ct的第一端产生所述定时电压。

下面对所述电流产生单元的工作过程进行详细说明。

结合图3和图4，所述第一电流产生器310根据第一基准电压V1以及第一电阻设定端RS1所接的第一电阻218产生第一基准电流Ia，所述第一基准电流Ia的电流值由第一基准电压V1的电压值与第一电阻218的电阻值的比值确定。所述第一基准电流电流Ia同时作为第一电流镜像器313和第三电流镜像器315的输入，第一电流镜像器313和第三电流镜像器315的电流增益分别为m1和m3，由此，第一电流镜像器313输出端的第一电流为m1*Ia，第三电流镜像器315输出端的第三电流为m3*Ia。

所述反相放大器311对控制信号输入端DIM上输入的控制信号Vdim进行反相后放大后传输至第二电流产生器312。所述反相放大器311的增益为负斜率特性，亦即当所述控制信号Vdim增大时，反相放大器311产生的反相控制信号随之减小；当所述控制信号Vdim减小时，反相放大器311的产生的反相控制信号随之增大。

所述第二电流产生器312根据所述反相放大器311输出的反相控制信号以及第二电阻设定端RS2所接的第二电阻219而产生第二基准电流Ib，所述第二基准电流Ib的电流值由反相放大器311输出的反相控制信号的电压值与第二电阻设定端RS2所连接的第二电阻219的电阻值之间的比值确定。换言之，所述第二基准电流Ib的电流值由所述控制信号Vdim、反相放大器311的增益以及第二电阻219的电阻值确定。所述第二基准电流Ib同时作为所述第二电流镜像器314、第四电流镜像器316和第五电流镜像器317的输入。第二电流镜像器314、第四电流镜像器316和第五电流镜像器317的电流增益分别为m2、m4和m5，由此，所述第二电流镜像器314输出端的第二电流的电流值为m2*Ib，第四电流镜像器316输出端的第四电流的电流值为m4*Ib，第五电流镜像器317输出端的第五电流的电流值为m5*Ib。

需要说明的是，所述第一电流镜像器313、第二电流镜像器314、第三电流镜像器315、第四电流镜像器316和第五电流镜像器317的电流增益m1、m2、m3、m4和m5分别由各电流镜像器的内部器件参数决定。

所述电流减法器318对所述第一电流镜像器313产生的第一电流m1*Ia与第二电流镜像器314产生的第二电流m2*Ib做减法运算后产生所述第一充电电流Ich。所述电流加法器319对第三电流镜像器315产生的第三电流m3*Ia与第四电流镜像器316产生的第四电流m4*Ib做加法运算后产生所述第一放电电流Idis。所述第一充电电流Ich经由模块302的输入端Ch输入至所述第一开关505的输入端，所述第一放电电流Idis经由模块302的另一个输入端Dis输入至所述第二开关506的输出端。

由上所述，所述电流产生单元根据所述控制信号输入端DIM上施加的控制信号Vdim，同时对所述第一充电电流Ich、第一放电电流Idis和偏置电流Ivcs进行调节，其具体的调节系数由第一电阻设定端RS1的第一电阻218的电阻值、第二电阻设定端RS2端的第二电阻219的电阻值、反相放大器311的增益、各电流镜像器的增益m1、m2、m3、m4、m5而确定。

依上所述，所述第一充电电流Ich表示为：

Ich＝m1*Ia-m2*Ib                    (2)

所述第一放电电流Idis表示为：

Idis＝m3*Ia+m4*Ib                   (3)

所述偏置电流Ivcs表示为：

Ivcs＝m5*Ib                         (4)

所述第一充电电流Ich和第一放电电流Idis在所述充放电控制信号Tons的控制下分别作为充电电流和放电电流对所述定时电容Ct进行充电和放电，以调整所述副边线圈205的关断时间Toff和导通时间Ton，进而调整导通时间Ton和关断时间Toff的比值。

下面对图4中的模块302做进一步的详细说明。所述模块302包括四个信号输入端和一个信号输出端；

所述模块302的第一输入端Ch连接所述电流减法器318的输出端；第二输入端Dis连接所述电流加法器319的输出端；第三输入端连接所述副边电流过零检测端Vfb；第四输入端连接所述峰值电流检测端Vcs。所述模块302的输出端PFM的输出信号经由驱动器304放大后由输出端OUT输出。

所述模块302的第四输入端通过所述峰值电流检测端Vcs连接所述偏置电阻220的一端，偏置电阻220的另一端连接所述采样电阻203与开关晶体管202相连的一端，采样电阻203的另一端接地。

所述模块302包括：第一比较器321、第二比较器322和模块320。

模块320的第一输入端连接模块302的输入端Ch，模块320的第二输入端连接模块302的输入端Dis，模块320的第三输入端Demag连接所述第一比较器321的输出端，模块320的第四输入端Peak连接第二比较器322的输出端，模块320的输出信号由所述模块302的输出端PFM输出。

所述第一比较器321的正输入端连接第二基准电压V2，负输入端连接副边电流过零检测端Vfb，输出端连接模块320的第三输入端Demag。

所述第二比较器322的负输入端连接第三基准电压V3，正输入端连接峰值电流检测端Vcs，输出端连接模块320的第四输入端Peak。

下面结合模块302具体说明本实施例中的充放电控制单元的工作过程，所述充放电控制单元包括所述第一比较器321、第二比较器322和副边电流通断定时器(图6中的520b，集成于模块320中)。需要说明的是，参考图6，所述模块320中包括了所述定时电容Ct、第一开关505、第二开关506、非门503和充放电控制单元中的副边电流通断定时器520b。

所述副边电流通断定时器520b产生所述充放电控制信号Tons，在所述充放电控制信号Tons为第一电压时将所述第一充电电流Ich作为充电电流对定时电容Ct进行充电，定时电容Ct的充电时间对应于所述副边线圈205的关断时间Toff；在所述充放电控制信号Tons为第二电压时将所述第一放电电流Idis作为放电电流对所述定时电容Ct进行放电，定时电容Ct的放电时间对应于所述副边线圈205的导通时间Ton。

当所述充放电控制信号Tons为第一电压(具体为低电平)时，在关断时间Toff期间的某个时间点开始，模块320的输出端PFM输出高电平，经驱动器304后使所述开关晶体管202导通，产生流经原边线圈204和开关晶体管202的原边电流Ip。

所述原边电流Ip流经采样电阻203，在所述采样电阻203上产生采样电压Vrcs，与此同时，所述第五电流镜像器317产生的偏置电流Ivcs流经偏置电阻220(其电阻值为Rpk)和采样电阻203(其电阻值为Rcs)后在所述偏置电阻220上产生偏置电压Vrpk。所述采样电压Vrcs与偏置电压Vrpk相叠加后经由峰值电流检测端Vcs传输至第二比较器322，与第三基准电压V3进行比较，当超过所述第三基准电压V3时第二比较器322输出高电平，使第四输入端Peak的信号为高电平，第四输入端Peak为高使得所述副边电流通断定时器520b产生的充放电控制信号Tons为第二电压(具体为高电平)停止对定时电容Ct充电，副边线圈205的关断时间Toff定时结束，副边电流通断定时器520b的输出端(即模块320的输出端PFM)输出低电平，经驱动器304后产生所述驱动电压，从而使开关晶体管202关断，副边线圈205开始产生副边电流Is，经由输出整流单元200b输出。

在所述关断时间Toff定时过程结束的时刻，所述副边电流通断定时器520b产生的充放电控制信号Tons为第二电压(具体为高电平)，使用所述第一放电电流Idis作为放电电流对所述定时电容Ct进行放电，副边线圈205的导通时间Ton定时由此开始，定时电容Ct放电时间对应副边线圈205的导通时间Ton。当副边线圈205的能量放完，副边电流Is过零时刻，辅助线圈206上的电压也过零，此电压经所述过零检测分压电阻209和210分压后，传输至副边电流过零检测端Vfb，并传输至所述第一比较器321，与第二基准电压V2进行比较。当副边电流Is过零时，副边电流过零检测端Vfb的反馈电压低于第二基准电压V2，第一比较器321的输出端为高电平，此信号传输至模块320的输入端Demag。当所述副边电流通断定时器520b检测到Demag信号为高电平的时刻，其产生的充放电控制信号Tons改变，使得所述定时电容Ct的放电过程被停止，相应的，副边线圈205的导通时间Ton定时结束，与此同时，定时电容Ct重新开始被充电，下一个周期的关断时间Toff由此开始定时。

由上所述，副边电流通断定时器520b利用充电电流(本实施例中具体为第一充电电流Ich)和放电电流(本实施例中具体为第一放电电流Idis)对定时电容Ct进行充、放电并进行定时，所述充电过程的持续时间等于所述副边线圈205的关断时间Toff，所述放电过程的持续时间等于所述副边线圈205的导通时间Ton。由于所述关断时间Toff的持续时间(即所述定时电容Ct的充电时间)由第一充电电流Ich的电流值与定时电容Ct的电容值决定，导通时间Ton(即所述定时电容Ct的放电时间)的持续时间由第一放电电流Idis的电流值与定时电容Ct的电容值决定，因此，导通时间Ton与关断时间Toff的比值仅由第一充电电流Ich与第一放电电流Idis的比值决定，而与定时电容Ct的电容值大小无关。

综上所述，依据公式(1)、(2)、(3)、(4)，开关电源输出电流的平均值Iavg可表示为：

$\mathrm{Iavg}=\frac{1}{2}\·\mathrm{Ipk}\·\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·\frac{\mathrm{Ton}}{\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff}}=\frac{1}{2}\·\frac{V3-\mathrm{Ivcs}.\mathrm{Rpk}}{\mathrm{Rcs}}\·\frac{\mathrm{Np}}{\mathrm{Ns}}\·\frac{1}{1+\frac{\mathrm{Idis}}{\mathrm{Ich}}}---\left(5\right)$

其中Np为原边线圈204的匝数，Ns为副边线圈205的匝数。根据公式(5)可知，当所述开关电源200中的器件都确定时，如果所述控制信号Vdim的电压值固定，所述第一充电电流Ich、第一放电电流Idis和偏置电流Ivcs也都为固定值，从而使得开关电源的输出电流的平均值Iavg也相应的为固定值。

如果所述控制信号Vdim的电压值改变，则所述第一充电电流Ich、第一放电电流Idis和偏置电流Ivcs的电流值也都随之改变，由此所述副边线圈205的导通时间Ton与关断时间Toff的比值以及原边线圈204中的原边电流Ip的峰值电流Ipk也相应的被调节，从而使得开关电源200产生的输出电流改变。因此本技术方案可以通过调节控制信号Vdim来调节所述开关电源200的输出电流。

所述控制信号Vdim可以调节开关电源200的输出电流的平均值Iavg，其调节过程与以下因素有关：第一电阻设定端RS1连接的第一电阻218、第二电阻设定端RS2连接的第二电阻219、偏置电阻220、采样电阻203、原边线圈204与副边线圈205的匝数比以及所述PFM控制器201内部的第一电流产生器、第二电流产生器以及各电流镜像器的电路参数。

下面对所述电流产生单元的具体电路结构进行详细说明。

结合图4和图5，所述电流产生单元中的反相放大器311包括：第三运算放大器408，其正输入端接收所述控制信号Vdim，其负输入端连接其输出端，该连接结构使得所述第三运算放大器408构成一单位增益放大器，其输出端的信号跟随所述控制信号Vdim；第四运算放大器409，其负输入端通过第三电阻412连接所述第三运算放大器408的输出端并经由第四电阻413连接所述第四运算放大器409的输出端，其正输入端连接参考电压Vref(由所述电源偏置单元303生成)。通过上述连接方式，使得所述反相放大器311的增益为负斜率，即所述控制信号Vdim增大时，产生的反相控制信号减小；反之，所述控制信号Vdim减小时，产生的反相控制信号增大。

所述电流产生单元中的第一电流产生器310包括第一运算放大器401和第一晶体管402。所述第一运算放大器401的正输入端接收第一基准电压V1(由所述电源偏置单元303生成)，所述第一运算放大器401的负输入端通过第一电阻设定端RS1连接所述第一电阻218的一端，所述第一电阻218的另一端接地。所述第一晶体管402的连接方式为源极跟随结构，其栅极连接所述第一运算放大器401的输出端，其源极经由所述第一电阻218接地，其漏极作为所述第一电流产生器310的电流信号输出端，产生所述第一基准电流Ia。

所述第一电流产生器310的输出端的第一基准电流Ia表示为：

$\mathrm{Ia}=\frac{V1}{R218}---\left(6\right)$

公式(6)中V1表示所述第一基准电压的电压值，R218表示所述第一电阻218的电阻值。

所述电流产生单元中的第二电流产生器312包括第二运算放大器410和第二晶体管411。所述第二运算放大器410的正输入端连接所述第四运算放大器409的输出端，第二运算放大器410的负输入端经由所述第二电阻219接地。所述第二晶体管411的连接方式为源极跟随结构，其栅极连接所述第二运算放大器410的输出端，源极经由所述第二电阻219接地，漏极为所述第二电流产生器312的电流信号输出端，产生所述第二基准电流Ib。所述第二基准电流Ib为反相放大器311产生的反相控制信号的电压值与所述第二电阻219的电阻值的比值。

需要说明的是，本实施例中，所述第二电流产生器312的输入信号为所述反相放大器311产生的反相控制信号，在本发明的其他实施例中，还可以将所述反相放大器311省去，直接使用所述控制信号Vdim作为第二电流产生器312的输入。

所述第二电流产生器312输出端的第二基准电流Ib表示为：

$\mathrm{Ib}=\frac{\mathrm{Vref}+\frac{\mathrm{Vref}-\mathrm{Vdim}}{R412}\·R413}{R219}---\left(7\right)$

上述公式(7)中的R413、R412和R219分别表示所述第四电阻413、第三电阻412和第二电阻219的电阻值，Vref表示所述参考电压Vref的电压值，Vdim表示所述控制信号Vdim的电压值。

所述电流产生单元中的第一电流镜像器313包括第一P型晶体管403和第二P型晶体管405，所述第一P型晶体管403的源极连接电源正极，漏极连接所述第一P型晶体管403的栅极并接收所述第一基准电流Ia，所述第二P型晶体管405的源极连接电源正极，栅极连接所述第一P型晶体管403的栅极。所述第一电流镜像器313的电流增益m1由上述两个P型晶体管的宽长比决定，其产生的第一电流m1*Ia由第二P型晶体管405的漏极输出。

所述电流产生单元中的第二电流镜像器314包括第三P型晶体管414、第四P型晶体管416、第一N型晶体管417和第二N型晶体管418，所述第三P型晶体管414的源极连接电源正极，漏极连接所述第三P型晶体管414的栅极并接收所述第二基准电流Ib，所述第四P型晶体管416的源极连接电源正极，栅极连接所述第三P型晶体管414的栅极，所述第一N型晶体管417的源极接地，漏极连接所述第四P型晶体管416的漏极和所述第一N型晶体管417的栅极，所述第二N型晶体管418的源极接地，栅极连接所述第一N型晶体管417的栅极，漏极产生所述第二电流m2*Ib。所述第二电流镜像器314的电流增益m2由其包括的上述4个晶体管的宽长比确定。

所述电流产生单元中的第三电流镜像器315包括第五P型晶体管404、第三N型晶体管406、第四N型晶体管407和所述第一P型晶体管403，所述第五P型晶体管404的源极连接电源正极，栅极连接所述第一P型晶体管403的栅极，所述第三N型晶体管406的源极接地，漏极连接所述第五P型晶体管404的漏极和所述第三N型晶体管406的栅极，所述第四N型晶体管407的源极接地，栅极连接所述第三N型晶体管406的栅极，漏极产生所述第三电流m3*Ia，其电流增益m3由其包括的上述4个晶体管的宽长比确定。

所述电流产生单元中的第四电流镜像器316包括第五N型晶体管419和所述第三P型晶体管414、第四P型晶体管416和第一N型晶体管417，所述第五N型晶体管419的源极接地，栅极连接所述第一N型晶体管417的栅极，漏极产生所述第四电流m4*Ib，其电流增益m4由其包括的上述4个晶体管的宽长比确定。

所述电流产生单元中的第五电流镜像器317包括第六P型晶体管415和所述第三P型晶体管414，所述第六P型晶体管415的源极连接电源正极，栅极连接所述第三P型晶体管414的栅极，漏极产生第五电流m5*Ib(即所述偏置电流Ivcs)并经由所述偏置电阻220和采样电阻203后接地。

所述电流产生单元中的电流减法器318包括所述第二P型晶体管405和第二N型晶体管418，并由上述两个晶体管的漏极相连接来实现电流的减法运算。所述电流减法器318输出端的电流即为所述第一充电电流Ich，其值为(m1*Ia-m2*Ib)。

所述电流产生单元中的电流加法器319包括所述第四N型晶体管407和第五N型晶体管419，并由上述两个晶体管的漏极相连接来实现电流的加法运算。所述电流加法器319输出端的电流即为所述第一放电电流Idis，其值为(m3*Ia+m4*Ib)。

依上所述，所述电流产生单元根据输入的控制信号Vdim调节所述第一充电电流Ich和第一放电电流Idis，且所述偏置电流Ivcs也同时由控制信号Vdim调节，其具体的调节过程和参数可以参考公式(2)、(3)、(4)、(6)、(7)。下面结合图3、图4和图6对所述充放电控制单元进行详细说明。

图6示出了本发明实施例图4中的模块302的结构示意图，其中所述充放电控制单元包括：第一比较器321，将所述副边电流过零检测端Vfb接收到的反馈电压与第二基准电压V2(由所述电源偏置单元303生成)进行比较，产生反馈比较信号；第二比较器322，将所述峰值电流检测端Vcs接收到的采样电压与第三基准电压V3(由所述电源偏置单元303生成)进行比较，产生采样比较信号；副边电流通断定时器520b，接收所述反馈比较信号、采样比较信号以及所述定时电容Ct产生的定时电压，产生所述驱动电压和充放电控制信号Tons。其中，模块520a为所述电流产生单元的一部分，其说明参见前文，这里就不再赘述。

所述副边电流通断定时器520b包括：D触发器501，其D输入端接收逻辑高电平(“1”)，时钟输入端接收所述反馈比较信号；RS触发器502，其复位端连接所述D触发器501的正输出端，置位端接收所述采样比较信号，其正输出端产生所述充放电控制信号Tons；第三比较器507，其正输入端输入所述定时电压，其负输入端输入第四基准电压V4(由所述电源偏置单元303生成)；与非门509，其一输入端连接所述第三比较器507的输出端，另一输入端接收所述充放电控制信号Tons的反相信号(通过非门508)，其输出端连接所述D触发器501的复位端，其输出端经由反相器510后产生所述驱动电压。

图6中的所述定时电容Ct对所述副边线圈205的导通和关断时间进行定时，其充放电过程由所述充放电控制信号Tons来控制。

下面具体说明本实施例中所述充放电控制单元的工作过程。

在副边线圈205的导通时间Ton期间，所述充放电控制单元输出(经由输出端PFM)的驱动电压为低电平，充放电控制信号Tons信号为高电平，使得所述电流产生单元中的第二开关506导通，第一开关505关断，所述定时电容Ct由输入端Dis输入的放电电流(即第一放电电流Idis)通过第二开关506放电；副边线圈205中的电压信号经过辅助线圈206耦合后，再经分压后(经由图3中的过零检测分压电阻209、210)传输至副边电流过零检测端Vfb，所述副边线圈205导通时的副边电流Is下降过零点时，使得副边电流过零检测端Vfb接收到的反馈电压低于所述第二基准电压V2，从而使第一比较器321输出端的电平(即所述反馈比较信号)变高并输入至所述输入端Demag；输入端Demag的上升沿使所述D触发器501的正输出端输出高电平，将RS触发器502的正输出端清零，使得所述充放电控制信号Tons信号为低电平，即导通时间Ton定时结束，关断时间Toff定时开启；充放电控制信号Tons为低电平使得所述第一开关505导通，第二开关506关断，定时电容Ct由所述充电电流(即第一充电电流Ich)通过第一开关505充电，产生所述定时电压；当所述定时电容Ct连接的第三比较器507的正输入端的定时电压超过所述第四基准电压V4时，第三比较器507输出高电平，相应的输出端PFM产生的驱动电压为高电平，同时D触发器501被复位；之后，高电平的驱动信号经驱动器304输出使得开关晶体管202导通，并产生原边电流Ip；原边电流Ip在采样电阻203上产生的采样电压经过偏置电阻220上产生的偏置电压叠加调整后传输至所述峰值电流检测端Vcs；当峰值电流检测端Vcs接收到的电压超过所述第三基准电压V3时，第二比较器322的输出电压变高并传输至输入端Peak，使得RS触发器502的输出被置位，充放电控制信号Tons再次置为高电平，关断时间Toff定时结束，导通时间Ton定时过程重新开启，输出端PFM的驱动电压重新置为低电平使得开关晶体管202关断；定时电容Ct通过第二开关506再次被放电，副边线圈205再次导通产生副边电流Is释放其中的储能。

由上所述，副边线圈205的导通时间Ton和关断时间Toff分别对应于充放电控制信号Tons的高电平和低电平持续时间，亦即分别对应定时电容Ct的放电时间和充电时间。而定时电容Ct的放电时间和充电时间分别由第一放电电流Idis和第一充电电流Ich以及定时电容Ct的电容值大小决定；因而，导通时间Ton与关断时间Toff的比值由第一充电电流Ich与第一放电电流Idis的比值决定，而与定时电容Ct的电容值大小无关。根据公式(2)至公式(7)，当所述控制信号Vdim的电压值固定时，所述第一充电电流Ich与第一放电电流Idis的比值也是固定的，由此开关电源200的输出电流的平均值Iavg也相应的是固定的，因此可以通过调整所述控制信号Vdim的电压值来获得相应的输出电流的平均值Iavg。

图7为本实施例的开关电源200的信号波形示意图，其中，Vfb表示副边电流过零检测端Vfb接收到的反馈电压；Vcs表示峰值电流检测端Vcs接收到的电压信号；Vrcs表示采样电阻203上的电压信号；Vrpk表示偏置电阻220上的电压信号；Ipk表示原边电流Ip的峰值；Isk表示副边电流Is的峰值；Iavg表示副边电流Is的平均值；Vct表示定时电容Ct上的定时电压；状态1表示在控制信号Vdim的电压值较高时对应的波形；状态2表示在控制信号Vdim的电压值为中等值时对应的波形；状态3表示在控制信号Vdim的电压值较低时对应的波形。

如图7所示，本实施例中的开关电源200随着所述控制信号Vdim的电压值的下降，副边线圈205的导通时间Ton相应减小而关断时间Toff相应增大，使得输出电流的平均值Iavg相应减小。另外，参考图7中的状态2和状态3，随着所述偏置电流Ivcs的增大，所述偏置电阻220两端的偏置电压Vrpk也相应增大，使得峰值电流检测端Vcs接收到的电压信号Vcs较快的升至所述第三参考电压V3，从而使所述原边线圈较快关断，导致原边电流峰值Ipk和副边电流峰值Isk相应的减小，因此输出电流(即副边电流Is)的平均值Iavg也相应的减小。

图8示出了本发明实施例的开关电源的控制信号Vdim和输出电流的平均值Iavg的对应关系曲线图，需说明的是，图8的曲线是在开关电源中除所述控制信号Vdim以外的其他器件参数都已确定的前提下得到的。由图8可见，当所述控制信号Vdim增大时，输出电流的平均值Iavg也相应增大，在实际应用中，可以根据所需要的输出电流对所述控制信号Vdim的电压值进行调整。另外，在本发明的其他实施例中，如果所述电流产生单元中不包括图4中所示的所述反相放大器311，则输出电流的平均值Iavg随着控制信号Vdim的增大相应的减小。

需要说明的是，参考图3和图4，本实施例中所述第五电流镜像器317和偏置电阻220用于对所述采样电压进行调整。所述第五电流镜像器317产生的偏置电流Ivcs流经所述偏置电阻220和采样电阻203，产生偏置电压对所述峰值电流检测端Vcs接收到的采样电压进行调整。其中，所述偏置电流Ivcs的大小受所述控制信号Vdim的控制。另外，本发明的其他实施例中还可以采用一独立于所述控制信号Vdim的偏置电流源来产生所述偏置电流Ivcs，以对所述采样电压进行调整，以调整所述原边线圈204的峰值电流，进而实现对所述副边线圈205的峰值电流的调整。

上述实施例中的PFM控制器201集成于单个芯片中，所述第一电阻218和第二电阻219通过芯片引脚连接至所述PFM控制器201，在其他实施例中，所述第一电阻218和第二电阻219也可以集成于所述芯片内部。其区别在于，由于半导体工艺水平的限制，集成于芯片内部的电阻的电阻值会有一定的偏差，因此本实施例的采用外接电阻的方案，使其电阻值更加精确，相应的输入输出的变化关系也更容易控制。

图9示出了图3中所示的PFM控制器201的另一实施例的电路结构示意图。其整体结构与之前所述实施例类似，包括定时电容612和控制单元，其中控制单元包括电流产生单元(包括图9中的601至608，610、611，613至617)和充放电控制单元(包括图9中的640和623、625)。

如图9所示，所述电流产生单元包括：定时电流产生单元(包括图9中的601至608，610、611)，接收所述控制信号Vdim，产生定时电流Ict，所述定时电流Ict的电流值由所述控制信号Vdim的电压值调节；第一参考电流源613，输出第一参考电流Id，所述第一参考电流Id与所述定时电流Ict进行减法运算后产生第二充电电流，在所述充放电控制信号Tons为第一电压(具体为低电平)时将所述第二充电电流作为充电电流输出；第二参考电流源616，输出第二参考电流k*Id，所述第二参考电流k*Id与所述定时电流Ict进行加法运算后产生第二放电电流，在所述充放电控制信号Tons为第二电压(具体为高电平)时将所述第二放电电流作为放电电流输出。

需要说明的是，本实施例中所述第一参考电流源613为现有技术中常见的参考电流源，所述第二参考电流源616可以为一电流镜像器(增益为k)，对所述第一参考电流镜像后产生所述第二参考电流k*Id，也可以为一独立的电流源。

其中，所述定时电流产生单元包括第三电流产生器，根据所述控制信号Vdim产生第三基准电流Ic；定时电流镜像器，对所述第三基准电流Ic镜像后产生所述定时电流Ict。本实施例中所述控制信号Vdim经过反相放大器反相放大后输入至所述第三电流产生器。

其中，所述反相放大器包括：第六运算放大器601，正输入端接收所述控制信号Vdim，负输入端连接其输出端；第七运算放大器602，负输入端通过第五电阻604连接所述第六运算放大器601的输出端并通过第六电阻605连接所述第七运算放大器602的输出端，正输入端连接参考电压，输出端产生反相控制信号。

所述第三电流产生器包括：第五运算放大器603，正输入端接收所述反相控制信号，负输入端连接所述第二电阻设定端RS2；第三晶体管606，栅极连接所述第五运算放大器603的输出端，源极连接所述第二电阻设定端RS2，漏极产生所述第三基准电流Ic。

所述定时电流镜像器包括P型晶体管607、608和N型晶体管610、611，对所述第三基准电流Ic镜像后产生所述定时电流Ict。

另外，本实施例中还包括另一电流镜像器，由P型晶体管607和609构成，用于对所述第三基准电流Ic镜像后产生偏置电流Ivcs，用于对所述采样电压进行调整，其调节过程参见前文，这里就不再赘述。

所述充放电控制单元接收所述反馈电压、采样电压和定时电压，产生所述驱动电压和充放电控制信号Tons。

所述充放电控制单元的结构与前述实施例类似，包括：第四比较器625，将所述反馈电压与所述第二基准电压V2进行比较，产生反馈比较信号；第五比较器623，将所述采样电压与所述第三基准电压V3进行比较，产生采样比较信号；副边电流通断定时器640，接收所述定时电压、反馈比较信号和采样比较信号，产生所述驱动电压和充放电控制信号Tons。

所述副边电流通断定时器640与前述实施例类似，包括：D触发器622，其D输入端接收逻辑高电平，时钟输入端接收所述反馈比较信号；RS触发器621，其复位端连接所述D触发器622的正输出端，置位端接收所述采样比较信号，其正输出端产生所述充放电控制信号Tons；第六比较器618，其正输入端接收所述定时电压，其负输入端接收第四基准电压V4；与非门620，其一输入端连接所述比较器618的输出端，另一输入端接收所述充放电控制信号Tons的反相信号(经由非门619产生)，其输出端连接所述D触发器622的复位端，其输出端经由反相器624后产生所述驱动电压。

所述充放电控制信号Tons通过第三开关614和第四开关615来控制所述定时电容612的充放电过程。所述第三开关614的输入端输入所述第一参考电流Id，其控制端接收所述充放电控制信号Tons的反相信号(经由非门617产生)，其输出端接收所述定时电流Ict。所述第四开关615的输入端接收所述定时电流Ict，其控制端收所述充放电控制信号Tons，其输出端接收所述第二参考电流k*Id；定时电容612的第一端连接所述第三开关614的输出端和所述第四开关615的输入端，其第二端接地，其第一端产生所述定时电压。

本发明实施例还提供了一种开关电源的输出电流的调节方法，参考图3和图4，通过调整所述控制信号Vdim的电压值，从而调整了所述定时电容Ct的充电电流和放电电流的电流值，使得所述副边线圈205的导通时间Ton与关断时间Toff发生改变，进而对所述导通时间Ton与关断时间Toff的比值进行调节，从而改变了开关电源输出电流的平均值。另外，通过调节所述控制信号Vdim的电压值，来产生相应的偏置电流Ivcs，将所述偏置电流输入至偏置电阻220和采样电阻203中转换为偏置电压，将所述偏置电压与采样电压叠加，以调整所述峰值电流检测端Vcs接收到的电压的大小，进而调整所述原边线圈204的峰值电流，从而实现了对所述副边线圈205的峰值电流的调整，因此改变了开关电源200的输出电流的平均值。

综上，上述技术方案提供的开关电源及其输出电流的调节方法，通过控制信号来调节副边线圈的导通时间与关断时间，从而改变了导通时间和关断时间之间的比值，因此改善了输出电流的调节灵活度。

另外，还通过控制信号来调节原边电流经过采样电阻后得到的采样电压，进而调整原边线圈的峰值电流，从而改变副边线圈的峰值电流，进一步实现了对输出电流的灵活调节。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (28)

1.一种开关电源，包括变压器、脉冲频率调制控制器和开关晶体管，其中，

所述变压器包括原边线圈、副边线圈和辅助线圈，所述副边线圈与所述原边线圈耦合，所述辅助线圈与所述副边线圈耦合；

所述开关晶体管包括控制端、第一端和第二端，所述控制端输入驱动电压，第一端连接所述原边线圈的输出端；

所述脉冲频率调制控制器输入反馈电压和采样电压，所述反馈电压与所述辅助线圈输出的电压关联，所述采样电压与所述开关晶体管的第二端的电压关联，

其特征在于，

所述脉冲频率调制控制器还输入控制信号，所述脉冲频率调制控制器根据所述反馈电压、采样电压和控制信号产生所述驱动电压，用于控制开关晶体管切换所述原边线圈的导通或关断，以调整所述副边线圈的导通时间与关断时间。

2.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述开关电源还包括整流二极管和滤波电容，所述整流二极管的输入端连接所述副边线圈的一端，所述整流二极管的输出端和所述副边线圈的另一端分别连接所述滤波电容的两端，用于对所述副边线圈中的电流进行整流。

3.根据权利要求1或2所述的开关电源，其特征在于，所述脉冲频率调制控制器包括定时电容和控制单元，用于实现根据所述反馈电压、采样电压和控制信号产生所述驱动电压，其中，

所述定时电容用于对所述副边线圈的导通时间和关断时间进行定时，其两端的定时电压用于产生所述驱动电压；

所述控制单元根据所述控制信号、反馈电压和采样电压产生供所述定时电容充电的充电电流和放电的放电电流，所述充电电流的持续时间为所述副边线圈的关断时间，所述放电电流的持续时间为所述副边线圈的导通时间。

4.根据权利要求3所述的开关电源，其特征在于，所述控制单元包括：

充放电控制单元，根据所述反馈电压、采样电压和定时电压产生充放电控制信号和所述驱动电压，所述充放电控制信号包括交替的第一电压和第二电压，所述第一电压的持续时间为所述充电电流的持续时间，所述第二电压的持续时间为所述放电电流的持续时间；

电流产生单元，根据所述控制信号和充放电控制信号产生所述充电电流和放电电流。

5.根据权利要求4所述的开关电源，其特征在于，所述电流产生单元包括：

充电电流产生单元，根据所述控制信号产生第一充电电流，在所述充放电控制信号为第一电压时将所述第一充电电流作为充电电流输出；

放电电流产生单元，根据所述控制信号产生第一放电电流，在所述充放电控制信号为第二电压时将所述第一放电电流作为放电电流输出。

6.根据权利要求5所述的开关电源，其特征在于，还包括第一电阻设定端，

所述电流产生单元还包括：

第一电流产生器，根据输入所述第一电阻设定端的信号产生第一基准电流；

第二电流产生器，根据所述控制信号产生第二基准电流；

所述充电电流产生单元包括：

第一电流镜像器，对所述第一基准电流镜像后产生第一电流；

第二电流镜像器，对所述第二基准电流镜像后产生第二电流；

其中，所述第一电流和第二电流进行减法运算后产生所述第一充电电流；

所述放电电流产生单元包括：

第三电流镜像器，对所述第一基准电流镜像后产生第三电流；

第四电流镜像器，对所述第二基准电流镜像后产生第四电流；

其中，所述第三电流和第四电流进行加法运算后产生所述第一放电电流。

7.根据权利要求6所述的开关电源，其特征在于，所述第一电阻设定端通过第一电阻连接至地。

8.根据权利要求6所述的开关电源，其特征在于，所述第一电流产生器包括：

第一运算放大器，正输入端接收第一基准电压，负输入端连接所述第一电阻设定端；

第一晶体管，栅极连接所述第一运算放大器的输出端，源极连接所述第一电阻设定端，漏极产生所述第一基准电流。

9.根据权利要求6所述的开关电源，其特征在于，还包括第二电阻设定端，所述第二电流产生器包括：

第二运算放大器，正输入端接收所述控制信号，负输入端连接所述第二电阻设定端；

第二晶体管，栅极连接所述第二运算放大器的输出端，源极连接所述第二电阻设定端，漏极产生所述第二基准电流。

10.根据权利要求9所述的开关电源，其特征在于，所述第二电阻设定端通过第二电阻连接至地。

11.根据权利要求9所述的开关电源，其特征在于，还包括反相放大器，对所述控制信号进行反相放大后输入至所述第二运算放大器的正输入端。

12.根据权利要求11所述的开关电源，其特征在于，所述反相放大器包括：

第三运算放大器，正输入端接收所述控制信号，负输入端连接其输出端；

第四运算放大器，负输入端通过第三电阻连接所述第三运算放大器的输出端并通过第四电阻连接所述第四运算放大器的输出端，正输入端连接参考电压，输出端连接所述第二运算放大器的正输入端。

13.根据权利要求4所述的开关电源，其特征在于，所述电流产生单元包括：

定时电流产生单元，根据所述控制信号产生定时电流；

第一参考电流源，输出第一参考电流，所述第一参考电流与所述定时电流进行减法运算后产生第二充电电流，在所述充放电控制信号为第一电压时将所述第二充电电流作为充电电流输出；

第二参考电流源，输出第二参考电流，所述第二参考电流与所述定时电流进行加法运算后产生第二放电电流，在所述充放电控制信号为第二电压时将所述第二放电电流作为放电电流输出。

14.根据权利要求13所述的开关电源，其特征在于，所述定时电流产生单元包括：

第三电流产生器，根据所述控制信号产生第三基准电流；

定时电流镜像器，对所述第三基准电流镜像后产生所述定时电流。

15.根据权利要求14所述的开关电源，其特征在于，还包括第二电阻设定端，所述第三电流产生器包括：

第五运算放大器，正输入端接收所述控制信号，负输入端连接所述第二电阻设定端；

第三晶体管，栅极连接所述第五运算放大器的输出端，源极连接所述第二电阻设定端，漏极产生所述第三基准电流。

16.根据权利要求15所述的开关电源，其特征在于，还包括反相放大器，对所述控制信号进行反相放大后输入至所述第五运算放大器的正输入端。

17.根据权利要求16所述的开关电源，其特征在于，所述反相放大器包括：

第六运算放大器，正输入端接收所述控制信号，负输入端连接其输出端；

第七运算放大器，负输入端通过第五电阻连接所述第六运算放大器的输出端并通过第六电阻连接所述第七运算放大器的输出端，正输入端连接参考电压，输出端连接所述第五运算放大器的正输入端。

18.根据权利要求4所述的开关电源，其特征在于，所述充放电控制单元包括：

第一比较器，将所述反馈电压与第二基准电压进行比较，产生反馈比较信号；

第二比较器，将所述采样电压与第三基准电压进行比较，产生采样比较信号；

副边电流通断定时器，接收所述定时电压、反馈比较信号和采样比较信号，产生所述驱动电压和充放电控制信号。

19.根据权利要求18所述的开关电源，其特征在于，所述副边电流通断定时器包括：

D触发器，其D输入端接收逻辑高电平，时钟输入端接收所述反馈比较信号；

RS触发器，其复位端连接所述D触发器的正输出端，置位端接收所述采样比较信号，其正输出端产生所述充放电控制信号；

第三比较器，其正输入端输入所述定时电压，其负输入端输入第四基准电压；

与非门，其一输入端连接所述第三比较器的输出端，另一输入端接收所述充放电控制信号的反相信号，其输出端连接所述D触发器的复位端，其输出端经由一反相器后产生所述驱动电压。

20.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述反馈电压通过分压单元与所述辅助线圈输出的电压关联。

21.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述采样电压通过采样电阻与所述开关晶体管的第二端的电压关联。

22.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述采样电压通过采样电阻、偏置电阻与所述开关晶体管的第二端的电压关联。

23.根据权利要求22所述的开关电源，其特征在于，还包括偏置电流源，根据所述控制信号产生偏置电流，所述偏置电流输入所述偏置电阻和采样电阻，对所述采样电压进行调节。

24.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，还包括输入整流单元，对交流电压进行整流，产生直流的输入电压并输入至所述原边线圈的输入端。

25.一种开关电源的输出电流的调节方法，所述开关电源包括具有原边线圈、副边线圈和辅助线圈的变压器，所述副边线圈与所述原边线圈耦合，所述辅助线圈与所述副边线圈耦合，所述副边线圈的输出电流为所述开关电源的输出电流，其特征在于，包括：根据反馈电压、采样电压和控制信号切换所述原边线圈的导通或关断，以调整所述副边线圈的导通时间与关断时间，其中，所述反馈电压与所述辅助线圈输出的电压关联，所述采样电压与所述原边线圈输出的电流关联。

26.根据权利要求25所述的开关电源的输出电流的调节方法，其特征在于，根据反馈电压、采样电压和控制信号切换所述原边线圈的导通或关断包括：使用定时电容的充放电过程对所述副边线圈的导通时间和关断时间进行定时；通过调整所述定时电容的充电电流和放电电流控制所述定时电容的充电时间和放电时间，所述充电电流的持续时间为所述副边线圈的关断时间，所述放电电流的持续时间为所述副边线圈的导通时间。

27.根据权利要求25所述的开关电源的输出电流的调节方法，其特征在于，还包括：对所述采样电压的电压值进行调整，以调整所述原边线圈输出的电流的峰值。

28.根据权利要求27所述的开关电源的输出电流的调节方法，其特征在于，对所述采样电压的电压值进行调整包括：根据所述控制信号产生偏置电流；将所述偏置电流转换成偏置电压；将所述偏置电压与所述采样电压叠加。

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