CN103999369B - 多个rf通道的下转换 - Google Patents

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Abstract

公开了用于设计通过在循环采样电路中对信号进行采样并且将样本乘以以等于每个采样电路的工作速率的固定速率改变的系数来将RF信号下转换成IF信号的无线电的方法和***。该电路能够将多个通道同时下转换到IF带中的相邻位置，而抑制不想要的图像信号。该方法和***避免了将RF信号直接数字化的难度和成本，从而允许每个部件以大大降低的速度工作。选择系数来提供期望的传递函数，同时保持输出信号以期望的频率为中心。

Description

多个RF通道的下转换
本申请要求2011年11月4日提交的临时申请号61/555,781和2012年7月11日提交的临时申请号61/670,238的优先权，其通过引用以其全部内容合并到本文中。
技术领域
本发明总体上涉及射频信号，更具体地涉及射频信号向较低的中频信号的转换。
背景技术
电磁谱的射频(RF)带包含从大约3千赫兹(3,000赫兹或3kHz)到300千兆赫兹(GHz)的频率。在很多地方，该带的使用由政府管理。例如，在美国，广播电视***通过从54兆赫兹(MHz)到890MHz的带中指定通道上的无线电传输被传播。在全球定位***(GPS)中的卫星广播信号中存在两种射频；L1信号为1.57542GHz的广播，L2信号为1.2276GHz的广播。
一些无线电接收机如超外差式接收机通过将RF信号与不同频率的混合信号混合将高RF信号转换成较低频率的信号——通常被称为中频(IF)——来工作，以允许所期望的通道的更方便的放大和选择。RF信号的频率与混合信号的频率之间的差异为IF信号的频率。(如本文中所使用的，接收RF带中的任何信号的接收机为无线电接收机，即使该信号为上述的电视或GPS信号)。电视谱中的信号可以被下转换，使得例如500MHz至506MHz区域(为TV通道19)中的RF信号可以被下转换成41MHz至47MHz的IF信号。其他电视信号或上述GPS信号可以类似地被下转换。从而，要接收的通道的增益应用和选择可以出现在IF频率中，这比较高的RF频率更容易工作。
在现代无线电接收机中，通过将下转换的IF信号转换到数字域来执行频率选择和数据恢复。模拟-数字转换器(ADC)用于将模拟IF信号变换成数字数据流，之后复杂的数字信号处理(DSP)技术可以用于从数字无线电***的噪声、信号丢失和类似的伪像中恢复。
已知期望的是，将接收机尽可能移动到数字域，因为这可以使所有接收机特征如通道选择和协议实施能够以较低的成本且具有比当前可得到的较高的性能被数字地完成。从而，例如，RF信号本身能够使用传统有限脉冲响应(FIR)滤波器或高速ADC被转换的思想似乎是有吸引力的。
然而，如本领域中已知的，为了将模拟信号转换成数字信号，ADC必须以至少两倍信号本身快的速率对模拟信号进行采样。从而，要实现具有1.25GHz的频率的RF信号(包括较低频率的所有信号)的这样的直接转换将要求至少每秒2.5千兆样本(GS/s)，或每400微微秒(pS)一个样本。这将要求传统FIR滤波器以小于每级50pS很多的渡越时间将样本从一个采样和保持放大器(SHA)传递到下一个采样和保持放大器；此外，如本领域普通技术人员应当理解的，允许每级稳定至60db或千分之一意味着约22GHz的带宽。
可替代地，以至少2.5GS/s的频率工作的高速ADC将类似地足以转换1.25GHz信号。这样的高速ADC消耗大量的功率。此外，来自这样的ADC的数据处于异常高的速率，因为每个样本一定包含期望数目的位，并且总输出速率是采样速率乘以每个样本的位数目。从而，以2.5GS/s运行的12位ADC每秒输出约30千兆位(GB/s)大量的数据以传输和处理。
此外，如本领域中已知的，通过将RF信号与较低频率的信号混合来进行下转换的传统外差式接收机具有“图像问题”。假设通过将500MHz信号与494.8MHz信号混合(IF信号为500MHz与494.8MHz之间的差异，即，5.2MHz)将500MHz信号下转换成5.2MHz信号。这也是“图像”信号的下转换；具有498.6MHz的频率的信号将也被下转换成5.2MHz，由于正如500MHz减去498.8MHz等于5.2MHz，所以494.8MHz减去489.6MHz等于5.2MHz。
因此，500MHz和489.6MHz两者下转换到5.2MHz，这产生了一个问题，因为一旦被转换则这两个信号不能够被分离。第二，不想要的信号被称为“图像”，因为其包括离494.6MHz的本地频率与期望的500MHz信号相同距离的该频率(在此489.6MHz)的信号从而期望的信号的“镜像图像”。有用的是，无线电必须能够提供“图像抑制”，即，能够抑制不想要的图像频率。
图像载波抑制的已知方法已知为交织器架构。在图1中示出了使用该架构的电路100；该电路100使用两组乘法器，每组称为“正交调制器”，因为其将信号乘以本地振荡器，本地振荡器具有彼此正交即相位相距90°的两个输出。具有四个乘法器101、102、103和104以及两个低通滤波器105和106。
RF信号被分成两个路径；在一个路径上，信号通过乘法器101乘以第一频率下的正弦波，并且通过乘法器103乘以第二频率下的正弦波，在乘法器101与乘法器103之间是低通滤波器105。在另一路径上，乘法器102和104将信号乘以相同的两个频率下的余弦波，此外，乘法器102和104由相同的低通滤波器106分离。
(对本领域普通技术人员来说明显的是，通常指代单个“乘法器”，其将输入信号乘以一些函数例如正弦波或余弦波，当真实意思是每个接收信号的时间分离的样本和系数的多个乘法器时，使得多个乘法器的输出之和为输入信号乘以函数，即，所期望的正弦波或余弦波。图1示出了这样的单个乘法器，本文中的其他图也是这样。本领域普通技术人员应当理解所讨论的乘法器何时意在表示多个乘法器。在图1中也没有示出采样电路如采样和保持放大器(SHA)。)
两种频率被选择，使得最终结果是通过所期望的量对输入的RF信号进行下转换；第一乘法器101和102在半路对RF信号进行下转换，并且部分下转换的中频信号被滤波。第二乘法器103和104在其余路上将信号下转换成所期望的频率，产生IF信号。选择低通滤波器来对中频信号进行滤波，使得混合频率的上部分被移除，而仅所接收到的频率FREC与本地振荡器频率FLO之间的差异频率FREC-FLO被传递到第二组乘法器103和104，同时和频率FREC+FLO被移除。从而，在IF输出中不存在图像。RF电路到数字域的任何直接转换也必须提供这样的图像抑制，从而数字地实施这样的交织器架构或功能等同。
尽管以这样的高速采样、大量得到的数据和图像抑制的潜在问题，直接对RF信号进行采样和转换的能力仍保持很有吸引力。如果这样的直接转换能够被完成，并且在频率中原始地以大间距分离的信号被下转换成更窄范围，则可编程装置能够用作完全由软件控制的灵活多用途的无线电接收机，而不需要任何频率特定元件。这样的“软件定义无线电”或SDR能够潜在同时在多个通道上工作。例如，在这样的情况下，接收机能够对通道19上的数字TV进行解码，而同时对GPS位置进行解码并且接收来自2.4Ghz信号的数字数据。
发明内容
公开了用于通过在循环(round-robin)FIR滤波器中对信号进行采样来将RF信号下转换成IF信号的方法和***，在循环FIR滤波器中滤波器的系数以固定速率改变。该无线电能够抑制不想要的图像信号并且同时对多个通道进行下转换。
在一种实施方式中是将输入信号从第一频带下转换到第二频带的计算机实施的方法，包括：在处理器中接收所选择的用于电路的传递函数，包括第二频带的中心频率；在处理器中计算与所期望的传递函数的傅里叶级数近似中的系数对应的第一组比例缩放因子；在处理器中将第一组比例缩放因子乘以窗函数；在处理器中基于第一组比例缩放因子计算多个额外组比例缩放因子，每个额外组比例缩放因子包含相位调整，使得当输入信号乘以级联的比例缩放因子时，所得到的输出信号将以第二频带的中心频率为中心；在处理器中接收输入信号的相继的一系列样本；在处理器中通过在所述多组比例缩放因子之间旋转来将每个样本相继地乘以所述多组比例缩放因子；以及在处理器中对所述相乘的输出进行求和。
在另一实施方式中是用于将输入信号从第一频带下转换到第二频带的电路，包括：响应于时序信号用于对输入信号进行采样的采样电路的并行阵列，该阵列被配置成使得相继的采样电路以有延时的相继方式、以预定间隔产生输入信号的样本，并且每个单独的采样电路以等于样本之间的间隔与采样电路的数目的乘积的速率来工作；处理器，该处理器用于通过以每个单独的采样电路工作的速率在多组比例缩放因子之间旋转来将所述样本乘以所述多组比例缩放因子，每组比例缩放因子与期望的传递函数的傅里叶级数近似中的系数对应，每组比例缩放因子包含相位调整，使得如果子比例缩放因子乘以窗函数并且输入信号乘以级联组窗口化比例缩放因子，则所得到的输出信号将以第二频带的中心频率为中心；以及加法器，该加法器用于对所述相乘的输出进行求和。
在又一实施方式中是实施有用于使得计算装置执行设计用于将输入信号从第一频带下转换到第二频带的滤波器的方法的指令的非暂态计算机可读存储介质，所述方法包括：在处理器中接收所选择的用于电路的传递函数，包括第二频带的中心频率；在处理器中计算与期望的传递函数的傅里叶级数近似中的系数对应的第一组比例缩放因子；在处理器中将第一组比例缩放因子乘以窗函数；在处理器中基于第一组比例缩放因子计算多个额外组比例缩放因子，每个额外组比例缩放因子包含相位调整，使得当输入信号乘以级联的比例缩放因子时，所得到的输出信号将以第二频带的中心频率为中心；在处理器中接收输入信号的相继的一系列样本；在处理器中通过在多组比例缩放因子之间旋转来将每个样本相继地乘以所述多组比例缩放因子；以及在处理器中对所述相乘的输出进行求和。
在再一实施方式中是将输入信号从第一频带下转换到第二频带的计算机实施的方法，包括：在处理器中接收所选择的用于电路的传递函数，包括第二频带的中心频率；在处理器中计算与期望的传递函数的傅里叶级数近似中的系数对应的第一组比例缩放因子；在处理器中将第一组比例缩放因子乘以窗函数；在处理器中基于第一组比例缩放因子计算多个额外组比例缩放因子；每个额外组比例缩放因子包括对第一组比例缩放因子的相位调整，使得当输入信号乘以级联组比例缩放因子时，所得到的输出信号将以第二频带的中心频率为中心；在处理器中接收输入信号的相继的一系列样本；在处理器中通过在多组比例缩放因子之间旋转来将每个样本相继地乘以多组比例缩放因子；以及在处理器中对所述相乘的输出进行求和。
附图说明
图1是用于消除例如外差接收机中不期望的图像信号的现有技术正交调制器电路的框图。
图2是根据一种实施方式的用于以基本上比RF频率高的速率对RF信号进行直接采样并且将RF信号乘以第二频率的电路的框图。
图3是根据一种实施方式的用于以基本上比RF频率高的速率对RF信号进行直接采样并且将RF信号乘以第二频率的正弦波和余弦波的电路的框图。
图4是根据一种实施方式的使用第二组乘法器的量化版本的图1的正交调制器电路的修改版本的框图。
图5是根据一种实施方式的使用第二组乘法器的单个量化处理的图4的电路的修改版本的框图。
图6是根据一种实施方式的允许乘法器的可调整的系数的图5的电路的修改版本的框图。
图7是根据一种实施方式的包括用于同时对多个RF信号进行下转换的图6的电路的重复实例的电路的框图。
图8是当重复时相位连续的正弦波的曲线图。
图9是当重复时相位不连续的正弦波的曲线图。
图10是将图9的波乘以凯塞(Kaiser)窗而得到的波的曲线图。
图11是重复四次的图10的波的曲线图。
图12是示出了一种实施方式中的由一组200个乘法器系数产生的曲线的两个实例的级联的曲线。
图13是一种实施方式中的使用由图12的曲线表示的系数对RF信号进行采样的电路的频率响应。
图14是示出了如何根据多个高斯响应构造平顶响应曲线的一组曲线。
图15示出了根据一种实施方式构造的电路中的输入信号和输出信号。
图16示出了由根据一种实施方式构造的电路中的定义的输入得到的输出。
图17示出了由根据一种实施方式构造的电路中的另一定义输入得到的输出。
图18示出了由根据一种实施方式构造的电路中的又一定义的输入得到的输出。
图19是示出了如本文中所描述的方法的一种实施方式的流程图。
具体实施方式
本申请描述了用于通过在循环采样电路中对信号进行采样并且将样本乘以以等于每个采样电路的工作速率的固定速率改变的系数来将RF信号下转换成IF信号的***和方法。这样的***和方法避免了将RF信号直接数字化的困难和成本，同时提供了在多个通道上的同时工作。具体地，在此所描述的***能够同时获得输入RF谱的多个部分，并且将它们下转换到IF频率中的相邻位置，而抑制不想要的图像信号。不像很多传统接收机那样要求锁相环路。描述了这样的***的数学基础，从而也描述了设计该***的方法。
例如，在上面的描述中，所接收到的TV、GPS和数字数据信号能够使用四个联立的下转换被处理。包括TV通道19的从500MHz至506MHz的RF谱能够被下转换成例如5MHz至11MHz的IF频谱。1.57542GHz的GPS L1信号能够被下转换到例如20MHz，1.2276GHz的GPS L2信号能够被下转换到例如35MHz，以及2.4GHz通道可以被下转换到例如90MHz。然后以每秒250兆样本(MS/s)工作的ADC能够将整个IF带数字化成高达125MHz，从而捕获TV、GPS和数字数据信号。然后每个信号能够被处理并且在DSP中被分离。
如上所述，将这些信号中的任何信号数字化的传统方法可以是使用传统FIR滤波器或ADC对信号进行采样，从而对于1.57542GHz的GPS L1信号来说要求以几乎3.2GHz工作的ADC。相反，在本实施方式中，每个RF信号通过以基本上较低的频率工作的电路以基本上比RF频率高的速率直接被采样，然后与第二频率“混合”即乘以第二频率以生成IM频率。该电路在本领域中已知为“直接采样混合器”或DSM以反映该功能。
标题为“高速滤波器”的美国专利号7,028,070(“070专利”)(以及“070”专利的延续，美国专利号8,001,172)描述了使用以“循环”方式被激活的一系列采样元件以实施下转换来使用以比输入信号低的频率工作的基本上模拟信号处理阵列获得信号的傅里叶积分的离散近似的可替选方式。该“070”专利通过引用合并到本文中，就像在此完全阐述一样。
本申请的DSM依赖于并且增强“070”专利中所描述的电路的原理。图2示出了其中DSM200包括N个采样和保持放大器(SHA)22、相等数目N个相同的滤波器元件24以及相等数目N个乘法器26的一种实施方式。数目N被视为滤波器的“长度”。
RF输入信号RFIN被并行施加到SHA22，而不是被从一个SHA传递到下一个SHA，但每个SHA22被依次激活，以便以循环依次工作。具体地，第一SHA22(标记的SHA0)首先被激活以对信号RFIN进行采样，然后第二SHA22(标记的SHA1)被激活以对RFIN进行采样，然后SHA2被激活，等等，直到SHAN被激活。在所有SHA被依次激活了之后，SHA1再次被激活，然后SHA2再次被激活，等等。
如上所述，在传统FIR滤波器中，一个SHA的激活与下一个SHA的激活之间的间隔应当为400pS，以便实现如上所述对1.25GHz信号进行采样所期望的2.5GS/s的有效采样速率。然而，在图2的电路中，尽管SHA22以400pS的间隔被激活，但仅需要每400pS乘以滤波器的长度对RF信号进行采样。如果在电路20中具有200个SHA22，每个SHA22可以以400pS*200或80毫微秒(nS)的间隔工作，则每个SHA22仅需要以12.5MHz(即，1/(80nS))的频率工作，而不是以对于单个ADC来说适当地对这样的1.25GHz信号进行采样所需要的2.5GHz或更高的速率来工作。该12.5MHz频率有时也在本领域中已知为“旋转速率”。
本领域普通技术人员应当理解，这样的循环工作在数学上表现为传统FIR滤波器使用旋转系数工作。普通FIR滤波器产生输出Y，其中：
其中，Xi是来自SHA的相继输入，Wi是系数值。循环工作在时间j处产生输出Y：
其中，索引运算为模N。系数W表现为与SHA的工作同步地贯穿整个组Wi进行旋转。
当在电路中不要求“产生”这样的旋转时，这在数学上方便；反而，因为输入信号没有如在传统FIR滤波器中一样实际上被下传递到SHA，所以出现了旋转，但在循环工作中的一个时间处选择一个SHA。该等效为使得循环工作能够产生看起来像来自以更快的速率工作的传统FIR滤波器一样的信号。
从而，生成以2.5GHz工作的时钟和电路的问题已经由提供12.5MHz的200个时钟且时钟以400pS间隔偏置的问题来代替。在由该申请的受让人共同拥有的美国专利申请号13/414,487中描述了用于容易产生这样的偏置时钟的一种技术。在本领域中其他技术已知为例如延迟锁相环。
通过SHA22的循环动作获得这些样本中的每个样本的输出被馈送至滤波器24中之一。每个滤波器24具有与RF信号频率相比相对低的带宽。例如，每个滤波器24可以是20MHz低通滤波器；即使如图2所示滤波器24被放置在乘法器之前，每个滤波器将仅处理用于调制RF信号的基带信号而不处理RF信号本身。因而，对于每个滤波器24使用20MHz低通滤波器有效地产生了±20MHz的基带滤波器或40MHz宽度的基带滤波器。
每个滤波器的输出如所示被传递到相应的乘法器26。除了经滤波的输出之外，N个乘法器中的每个乘法器接收待与RF信号混合的表示所期望的信号的傅里叶级数近似的系数的第二输入值C0至Cn。从而，在工作中，DSM用作虚拟本地振荡器，并且生成在传统方法中与RF信号混合的等效于第二信号的虚拟信号。
从而，可以看到，如果选择适当数目的乘法器和相应的系数，则电路200可以对RF信号进行下转换。例如，在500MHz的电视信号并且使用如图2所示的N＝256的电路的情况下，256个系数能够使得傅里叶级数描述完成19个周期的正弦曲线。在这种情况下，对于n＝0至255的任何系数Cn的值被计算为：
如在“070”专利中所说明的，如果每个SHA22之间的采样间隔时间为150pS，则每个SHA可以以26.17MHz(即，/(256*150pS))的速率工作，因此有效的本地振荡器产生虚拟信号FLO：
使用该虚拟信号，如果RF输入信号FREC处于500MHz，则5.2MHz(500MHz-494.8MHz)的信号将出现在图1中标记“输出”的输出节点处。类似地，如果输出信号处于506MHz，则11.2MHz的信号将出现在输出中(506MHz-494.8MHz)；对于500MHz与506MHz之间的所有频率亦是如此。从而，从500MHz至506MHz的信号的范围将被下转换成5.2MHz至11.2MHz的范围。
如上面所说明的，在传统外差式接收机中，这样的下转换具有“图像问题”。在上述情况下，除了500MHz信号到5.2MHz信号的下转换以外，也存在到具有489.6MHz的原始频率的“图像”信号的5.2MHz的下转换，因为494.8MHz减去489.6MHz也等于5.2MHz，正如所期望的信号的频率500MHz减去494.8MHz一样。从而，500MHz和489.6MHz下转换到5.2MHz，并且一旦被转换，则第二不想要的“图像”信号不能被分离。
图2的电路200可能遭受相同的问题。从而，对于无线电来说，应当对图像信号进行抑制以能够适当地接收所期望的信号。此外，在传统架构中，交织器架构通常用于实现图像信号的抑制。从而，一种可能性是使用图2的DSM产生“虚拟的”交织器架构。
在图3中示出了将图2的DSM200与图1的正交调制器100两者合并的电路300。电路300包含具有多个“延迟元件”33的“延迟线”32；然而，在这种情况下，延迟元件33不像在传统FIR滤波器中那样传输输入信号，而是在适当的时间处依次激活多个SHA34。每个SHA34同时接收输入信号RFIN，并且当由对应的延迟元件33激活时，将它传递到滤波器35例如上述低通滤波器。(在使用延迟元件33来引起SHA的依次工作的可替选方案中，也可以使用时钟或移位寄存器)。
来自滤波器35的信号又被传递到第一多个乘法器36和第二多个乘法器38。第一多个乘法器36接收表示待与RF信号混合的频率的正弦并且用于对RF信号进行下转换的系数，而第二多个乘法器38接收表示相同频率的余弦的系数。第一多个乘法器36之和是混合频率的正弦，而第二多个频率之和是混合频率的余弦。从而，两组多个乘法器36和38用作图1中的电路200的乘法器101和102。
虽然滤波器位于多个乘法器36和38之前，但是使用图3的电路300中的滤波器元件35实现了与图2的电路200中的低通滤波器105和106的滤波功能相同的滤波功能。从而，为了实现交织器架构，需要也正交工作的第二对混合器。例如，这可以通过添加具有对于额外的频率的正弦和余弦的系数的额外的多个乘法器来实现。
然而，在一种实施方式中，这不是通过使用额外组乘法器构造第二频率的正弦波和余弦波来实现的，而是通过使用以4倍期望的第二频率工作的乘法器来实现的。这允许交织器架构的第二“正弦”乘法器(图1中的乘法器103)接受例如一系列系数值：0 1 0 -1 0 10 -1等，这简单地是以4倍其频率采样得到的正弦波的一系列所述值。
第二“余弦”乘法器可以类似地接受一系列值：1 0 -1 0 1 0 -1 0等，这类似地是也以4倍其频率采样得到的相同频率的余弦波的该系列值。可注意，这要求在此实施仅三个系数值，即，0、1和-1，并且当被提供给这两个乘法器之一的系数为非零时，另一乘法器的系数将总是为零。
因此，图4示出了其中第二对乘法器403和404以图1中的乘法器403和404的频率的4倍工作并且如上所述那样仅接收输入0、1和-1的图1的交织器架构电路100的变型。(这里再次没有示出SHA。)如上所述，在电路400中，乘法器403和404现在不接收表示如图1中的实际正弦值和余弦值的系数，而是以四倍混合频率接收表示混合频率的正弦和余弦的上面的两个系列的值。
在图4的电路400中可以看出，为了在这样的DSM中实施第二组乘法器，仅需要乘法器403和404既不传递信号(0)、信号的正版本(1)也不传递信号的负版本(-1)。为此，在图2的电路200中包括交织器架构仅需要当由滤波器105和106滤波时添加来自乘法器101和102的输出的选择。
从而在图5的电路500中示出了该电路的另一可能的简化，其中，输出选择可以使用两个逆变器502和504以及以图4中的乘法器403和404的频率工作的四路选择器开关506来实现而不是使用乘法器，四路选择器开关506允许直接或逆转上路径(正弦)值、或者直接或逆转下路径(余弦)值的选择。图4中的滤波器105和106由图5中的单个滤波器508代替，单个滤波器508基本上实现了相同的功能，即，对包含在RF信号中的基带信号进行滤波而不对RF信号本身进行滤波。
至此，假定应用于乘法器的系数预先被固定在期望的值。如果系数能够足够快速地被动态改变，则如图6所示图5的电路能够又进一步被简化；甚至不需要两个不同的输入乘法器101和102，而是仅需要单个乘法器，只要能够在适当的时间处应用所期望的系数即可。
从而，在图6中，电路600接收采样得到的RF信号，并且如上所述使用滤波器602首先对其进行滤波。在这之后，存在单个乘法器604和开关606，开关606从四个不同的系数组中选择。四个系数组与第一混合频率及其逆元如由“S”、“C”、“-S”和“-C”分别表示的正弦波和余弦波对应。系数组被选择并且以四倍第二混合频率依次被载入乘法器，其中，如关于图4所描述的序列中可见的，出现了非零值，即，第一选择将是“C”，然后是“S”、“-C”和“-S”。
当以这种方式产生时，输出IF信号不能与使用其中正弦通道和余弦通道很好匹配的交织器架构通过无线电产生的输出IF信号区分开。在输出信号中没有图像信号，但如图1中示出的交织器架构的输入乘法器101和102以及输出乘法器103和104之间的信号不存在于该实施中。实际上，交织器架构的第二乘法器通过以四倍混合频率复用所需要的系数项目来“虚拟地”被构造。
可以在通常由本申请的受让人拥有的公布为国际公布号WO2011/069229的PCT申请中找到交织器架构的该数字实施的更详细说明。
使用该结构，同时接收多个频率所全部需要的是重复图6的乘法器604和选择开关606期望次数，如图7的电路700所示。采样得到的RF信号如上所述通过滤波器702被滤波；单个滤波器702通常足够，因为在大多数情况下，对于待下转换的每个信号将期望相同的滤波器。
然后，经滤波的信号被馈送至乘法器704、706和708中的每个。(虽然在此示出了三个乘法器，但是应当理解，可以具有任何期望数目的乘法器)。每个乘法器接收来自选择开关710、712或714中之一的一组正弦、余弦以及逆正弦/余弦系数。被提供至每个乘法器的系数可以不同，正如选择开关从一组系数变成下一组系数的速率一样。以这种方式，每个乘法器可以将RF信号的不同的频率或通道下转换成期望的频率或范围。来自加法器716的下转换的频率之和为输出IF信号，其然后可以被进一步处理正如来自传统超外差式接收机一样。
例如，乘法器704可以具有每个具有描述17个周期的正弦曲线的系数、由150pS偏置的256个单独的乘法器，使得虚拟本地振荡器频率为447.2MHz。从而，500MHz输入信号将通过乘法器被转换到57.3MHz。如果开关710以208.4MHz(52.1MHz乘以4)旋转系数，则来自第一乘法器的输出将处于5.2MHz(57.3MHz减去52.1MHz)。
乘法器706可以具有相同数目的单独的乘法器和偏置，但描述58个周期的波的系数，使得虚拟本地振荡器频率为1.51GHz。从而，1.57542GHz下的GPS L1信号将被转换到近似65MHz。如果开关712以180MHz(45MHz乘以4)旋转，则来自乘法器706的输出将处于20MHz。
从而，在这种情况下，乘法器704和706可以将500MHz信号下转换到5.2MHz，并且将1.57GHz信号下转换到20MHz，使得在频率中通常以大间距分离的两个RF信号在IF输出中看起来几乎并列。包含两种期望的信号的所得到的复合信号适合于由以相对适中的频率——可能与40MHz一样低(尽管本领域普通技术人员应当理解使用较高频率如100MHz ADC)，而不是对未转换的信号包括原始的1.57GHz GPS L1信号进行采样所需要的大约3.2GHz频率——工作的ADC来转换。
由于交织器架构使用正弦波和余弦波，所以存在对于图5的电路500或图6的电路600的额外约束。首先，为了生成交织器架构中的第二混合器频率，即，开关506或606选择系数的速度，要求时钟合成器。此外，由于虚拟本地振荡器由系数序列表示，所以该序列应当在端点处是相位连续的，即，正弦波或余弦波的整数数目应当符合该系数。应当看到的是，在上面所有示例中，周期的数目为整数。
在上面的具有以12.5MHz旋转的速率和偏置400pS的200个SHA的示例中，产生2.5GHz的有效采样速率，这表示仅为12.5MHz整数倍的频率在本地振荡器中是可得到的。例如，如果系数描述了23个周期的波，则本地振荡器频率将为12.5MHz的23倍或287.5MHz。下一个可得到的较高的频率将为12.5MHz的24倍或300MHz。
然而，实际上，有时优选的是使用不描述不重复整数次的纯正弦波的系数。这在图8和图9中被示出。图8示出了在时间0至200范围内的5个周期从而如果在虚拟振荡器中时间周期被首尾重复则将是相位连续的正弦波800，而图9示出了在相同时间周期内的具有非整数个周期从而如果时间周期被重复则将相位不连续的正弦波900。(每个图中的x轴是每个系数的索引)。
在边界返回零以便相位连续的更复杂的一组系数值可以通过乘以窗函数来生成。如本领域中已知的，窗函数是在一些选择的间隔外部具有零值的函数。滤波器中使用的常见类型的窗函数是矩形窗，当信号在窗的频率约束范围内时矩形窗使信号通过。使用适当的窗函数不仅将一些列系数限于有限的数目，而且也抑制吉布斯现象的出现，由于由级数的截断导致的不连续处的傅里叶级数的行为出现振荡。
抑制的一种特定窗函数是凯塞窗。凯塞窗通常被视为“近乎完美的”窗函数，并且当应用于正弦波时，被认为产生尽可能接近的脉冲响应。在一种实施方式中，凯塞窗可以通过α＝2.7被参数化。如果凯塞窗函数由Kα＝2.7(i)表示，则由i作索引的单位脉冲函数的傅里叶变换系数的合理的充分近似通过下式给出：
C(i)＝Kα＝2.7(i)*sin(ω*δ*i)
其中，ω是频域图中的非零角频率，且δ是延迟线中的单位延迟。本领域中的普通技术人员应当理解，可以通过适当地改变凯塞窗的参数来进行频率的分辨率与阻带的幅值之间的折中。
将图9的曲线900乘以凯塞窗产生图10的曲线1000。当曲线1000首尾相连时，在图11中通过曲线1100示出了四倍图9的频率下的等效本地振荡器。(在此x轴为应用每个系数值的时间，所以刻度通过采样速率从图8到图10不同。)
在使用窗函数之前，对于具有(sin x)/x响应的FIR滤波器，系数值由下式给出：
其中，N是SHA的数目，Q是从1到N/2的任意整数。相应的虚拟本地振荡器频率FVLO将是旋转速率，即，上述示例中的12.5MHz的Q倍。
在乘以凯塞窗函数之后，系数值由下式给出：
然后，实际的虚拟本地振荡器信号为Ci值的级联，这可以被写为CiCiCiCiCi，回想每个Ci本身是N(在此200)个值的序列。图12中的曲线1200由两个这样的级联的Ci曲线CiCi组成。
这也可以改进频率响应；在图13中示出了采样响应曲线1300。(如本领域中已知的，x轴是以千分之一表示的采样速率的一部分；由于数字滤波器不能适当地处理比采样速率的一半大的信号，所以x轴采样速率从0到480/1000或0.48。因而，在30/1000或0.03处示出的峰值表示滤波器的最大的响应在采样速率的0.03倍处。)滤波器是尖锐的，并且由于窗函数已强迫系数在边界处归零，所以它们可以被级联在一起以成为虚拟本地振荡器。尽管虚拟本地振荡器不再是正弦的，但是如果输出以旋转速率被采样，则该作用就像信号频率一样，并且该结果等同于具有正弦输入。
应当注意的是，尽管该示例使用凯塞窗，但是具有很多可能的窗函数；例如，另一已知的窗函数是布莱克曼窗。本领域普通技术人员应当理解窗函数之间的差异，并且能够为期望的应用选择适当的窗函数。
然而，如上述图9和图10，在窗函数强迫非正弦函数连续的情况下，可能出现另一问题。在通过具有(sin x)/x响应的传统FIR滤波器进行下转换的情况下，IF信号将以滤波器响应的中间为中心。从而，被下转换到10MHz的700MHz信号将以10MHz为中心。
另一方面，非正弦函数将产生未被定中心的响应。从而，尽管窗函数使得非相位相关系数组(如图9)能够被附加，并且如图12所示的边界处为零，但是每个断裂(如图11中的四个断裂)之间的相位差异产生意在被下转换到MHz但是不以该期望的滤波器响应为中心的输出。从而，在图13中，可以看到，尽管响应是尖锐的，但峰值响应不以10MHz为中心，并且事实上10MHz处的响应反而小。
这可以被校正，并且通过向每个断裂的系数添加相位校正P将峰值响应位于意在频率处。从而，对于每个断裂j，系数现可以由下式指定：
并且，虚拟本地振荡器信号现由级联的系数值Ci0Ci1Ci2Ci3Ci4等来指定。
在一种情况下，Pj被设置成等于δP*j，其中δP是与被量化成旋转速率的本地振荡器中的频移对应的额外的相位变化。由于j随着每个断裂增大，所以相位变化也将渐进地关于每个断裂变化。相位变化被强加，并且对于断裂的持续时间被保持，然后再次关于下一个断裂移位。从而，如果以旋转速率查看，将看起来是被强加在信号(仅当以旋转速率被采样时)上的连续的额外的有效频率。尽管以以旋转速率更新系数的控制电子学为代价，通过适当地选择该额外的频率，下转换的信号可以与滤波器频率的中心重新对齐。
以这种方式构造的电路在数学上是线性的，使得表示不同的正弦波的系数可以被组合以获得任何期望的滤波器响应。从而，因为在每种情况下窗函数相同，系数的更一般化的公式变成：
每组系数可以具有不同的幅值AK、不同的虚拟本地振荡器频率FVLO和/或不同的相位变化δP。
图14示出了这样的示例，在图14中曲线1402示出了近似高斯响应(因为滤波器的有限长度所以近似)，其中，k＝1并且曲线1404和1406示出了平顶响应，其中，k大于1，使得IF信号能够在带上平坦；例如，在美国，TV信号必须在6MHz带宽(在欧洲8MHz)上平坦，并且Wi-Fi要求50MHz平顶带宽响应。曲线(b)示出了通过使用获得的40MHz带，而曲线(c)示出了通过使用获得的80MHz带。不需要额外的电子学，因为这全部是在数学上在本示例中为200个系数内、仅使用在单个通道中为频率响应定中心所需的相同控制电子学来完成的。
附录A是根据上述方法以软件实施的无线电接收机的LISP中的代码列表。为了方便，参数基于低成本的提供基本时钟速度的38.4MHz晶振。代码使用4.4192GHz(38.4MHz乘以63)的输入采样速率、115.2(38.4MHz乘以3)的旋转速率、28.8MHz(38.4MHz乘以0.75)的输出频率以及对输入信号进行采样的一组160个SHA。
使用该代码的测试示出了与上述预期一致的结果。图15示出了从297MHz到303MHz的带的下转换，在该带中测试音位于曲线1502中所示的相距100KHz处。在曲线1504中示出了输出。如所预期的，输出以28.8MHz为中心，具有到中心频率的每侧平顶延伸3MHz，并且从此陡峭地下降。在输出信号中大约50MHz处存在伪像，但该伪像在IF带之外，并且在期望的信号之下大于-80dB。
图16示出了另一测试的结果，该结果意在示出图像抑制。如上所述，通过将300MHz信号与328.8MHz本地振荡器频率混合来将期望的300MHz信号下转换到28.8MHz也将不期望的357.6MHz的图像信号下转换到28.8MHz。提供了300MHz的输入信号和358.5MHz的输入信号(不期望的信号被从357.6MHz偏置0.9MHz以使得该结果更可见)。从而，该测试提供了与期望的频率几乎相同的频率下的不想要的图像信号，这是接收机中的图像抑制的最艰难的测试。图16中的曲线1600示出了根据这些信号的下转换的输出。
如峰值1602所示，如所预期的，期望的300MHz信号被下转换到28.8MHz。不想要的358.5MHz信号在29.8MHz处(偏置1MHz，约给定输入信号中的偏置预期的)产生图像1604；然而，该图像1604比期望的信号较小超过-84dB，或在幅值上小于期望的信号的百分之1/100。在期望的信号的另一侧上也存在其他图像1606，但这些离期望的信号更远，并且再次被抑制离期望的信号超过-80dB。
通过不存在显著峰值1604示出的图像信号的抑制是循环FIR滤波器的预期结果；虚拟滤波器被应用在仅围绕期望的信号的RF输入处，并且当该频率与期望的中心频率不同时快速转降。
图17示出了另一测试的结果，在该结果中从200MHz到400MHz每个相距5MHz的信号被下转换到以28.8MHz为中心的带，可以看到，在28.8MHz处具有峰值响应1702，相距5MHz的额外的较小的峰值1704当它们远离28.8MHz时减小。除了这些以外的信号仅以最大抑制等级存在于输出中，每个侧1704和1708上的单个信号被抑制近似-40dB，并且所有其他信号伪像被抑制至少近似-80dB。
对从50MHz到1GHz的完全带进行下转换产生图18中的曲线1800示出的输出，该输出包含伪像的更连续的曲线，但全部仍被抑制-70dB或更多。
图19是根据一种实施方式的如本文中所描述的对信号进行下转换的方法的步骤的流程图。在步骤1901处，基于待下转换的信号(多个信号)、期望的IF输出频率、输出信号的期望带宽等来选择期望的下转换函数。如上所示，由于函数通常不是相位连续的，所以在步骤1902处，应用窗函数以使函数相位连续。
在步骤1903处，计算产生期望的(以及窗口化的)函数所需要的多组系数。如上所述，这基于用于对输入信号进行采样的SHA的数目，并且包括计算需要被添加以便使得输出以期望的中频为中心的相位差。
使用所计算的系数，在步骤1904处，以上述循环方法通过SHA对输入RF信号进行采样。然后，在步骤1905处，使样本通过滤波器，同时系数以旋转速率旋转。
返回图13，如上面所指出的，滤波器响应曲线1300示出了尖锐滤波器，即，峰值响应在一个频率处，而响应中的快速且大的下降远离该频率。如上所述，使用凯塞窗的结果(或其他窗函数以使一组系数相位连续)的效果可以用于对本文中所描述的***和方法进行其它修改。
假设采样速率是2.4GS/s。如图13中所示，如上所述具有x轴作为采样速率的一部分，峰值响应出现在约0.03或72MHz(因为0.03×2.4GHz＝72MHz)。如果本地振荡器频率被设置成120MHz(x轴上的0.05)，则所得到的IF信号将处于这两个频率的差，即，120MHz-72MHz＝48MHz。
另外，在这两个信号频率之和处，即120MHz+72MHz＝192MHz处，产生图像信号。然而，在该频率(x轴上的0.08)处，滤波器响应相比于72MHz处的响应为-90dB。从而，图像由于高Q滤波器不能通过，并且是可忽略的。
为此，假定滤波器响应，如果待被抑制的图像频率足够远离期望的中频，上述交织器架构不再是必要的。图像频率通常2倍中频远离期望的信号，因此该问题是滤波器是否足够陡峭以抑制远离中心响应的信号。本领域普通技术人员将能够鉴于中频来评估滤波器响应以及滤波器对于期望的目的来说是否足够陡峭。
从而，在这样的实施方式中，使用诸如图6中的示出的电路，不需要开关606和四组系数。反而，馈送乘法器604单组系数是足够的，因为使用凯塞窗本身产生滤波器响应，滤波器响应本身产生图像信号的抑制。
应当理解，因为本地振荡器频率、期望的中频之间的关系，该结果出现，并且产生特定滤波器，特定滤波器是图像频率足以远离峰值滤波器响应，使得其基本上由滤波器单独抑制。在其他情况下，当本地振荡器频率与滤波器峰值太靠近时，滤波器响应将不足够尖锐以移除图像频率。在这样的情况下，上述交织器架构将仍然是有用的。
仅依赖于所得到的滤波器以抑制图像信号的方法的另一优势是这样构造的电路以固定时钟运行，由于如上所述使用窗函数使任何组系数相位连续，因此不需要考虑本地振荡器频率与时钟之间的关系。此外，滤波器的中心频率与所接收到的频率相比偏离中心，但如上所述，这可以通过适当地改变窗口化系数的相位来校正。
此外，在该实施方式中，仍然可能的是，使用解的任何叠加以将所接收到的信号形成如图14和图15所示的平顶响应或任何其他期望的响应形状，同时接收多个频带，每个频带具有不同的滤波形状和增益。此外，图19中示出的方法仍然是可应用的，除了步骤1905之外，当滤波器提供图像信号的足够抑制时可以省略系数的旋转。
实际上，在一些实施方式中，所接收到的信号将被采样，并且计算系数和相乘、对样本进行滤波和求和的额外步骤将由处理器或计算装置例如运行数字信号处理软件的通用计算机来执行。执行所描述的步骤的所有这样的实施方式在本申请的范围内。
上面参照一些实施方式已经说明了所公开的***和方法。鉴于本公开内容，其他实施方式对本领域普通技术人员来说是明显的。所描述的方法和设备的某些方法容易地使用与上面的实施方式中所描述的这些不同的配置或步骤或结合与上述这些不同的或除了上述这些以外的元件来实施。
例如，本领域中普通技术人员已知，可以使用除了凯塞窗以外的窗函数。各种类型的SHA电路是可利用的，各种类型的时钟也是可利用的。
还应当理解，所描述的方法和设备可以以大量方式来实施，包括实施为过程、设备或***。本文中所描述的方法可以由用于指示处理器执行这样的方法的程序指令来实施，并且这样的指令存储在计算机可读存储介质上如硬盘驱动器、软盘、光盘如紧凑光盘(CD)或数字多功能光盘(DVD)、闪存等。如果期望，这些方法还可以合并到硬连线逻辑中。应当注意的是，本文中所描述的方法的步骤的顺序可以被改变但要仍在本公开内容的范围内。
关于实施方式的这些或其他变化意在由本公开内容覆盖，其仅由所附权利要求限制。
附录A:LISP代码模型

Claims (4)

1.一种将一个或多个第一频带中的两个输入信号同时下转换到第二频带的所选择的部分的计算机实施的方法，包括：
在处理器中接收所选择的第一传递函数和所选择的第二传递函数，所选择的所述第一传递函数用于将所述两个输入信号中的第一输入信号从所述第一频带下转换到所述第二频带的第一部分，并且所选择的所述第二传递函数用于将所述两个输入信号中的第二输入信号从所述第一频带下转换到所述第二频带的第二部分；
在所述处理器中确定表示所述第一传递函数的第一多组比例缩放因子以及表示所述第二传递函数的第二多组比例缩放因子；
从响应于时序信号而对所述两个输入信号进行采样的采样电路的并行阵列接收所述两个输入信号的依次的一系列样本，所述阵列被配置成使得所述采样电路以有延时的依次方式、以一间隔并且以循环顺序产生所述两个输入信号的样本，并且使所述两个输入信号的样本通过用于对所述两个输入信号的样本进行滤波的滤波器，其中，每个单独的采样电路以等于样本之间的间隔与采样电路的数目的乘积的倒数的速率来工作；
在所述处理器中通过在所述第一多组比例缩放因子中的每组比例缩放因子之间旋转来将所述第一输入信号的每个所述样本相继地乘以所述第一多组比例缩放因子，每个相乘得到中间输出；
在所述处理器中通过在所述第二多组比例缩放因子中的每组比例缩放因子之间旋转来将所述第二输入信号的每个所述样本相继地乘以所述第二多组比例缩放因子，每个相乘得到中间输出；
在所述处理器中对与所述第一多组比例缩放因子的相乘的所述中间输出进行求和以产生所述第二频带的所述第一部分中的第一输出信号；以及
在所述处理器中对与所述第二多组比例缩放因子的相乘的所述中间输出进行求和以产生所述第二频带的所述第二部分中的第二输出信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一传递函数包括所述第二频带的所述第一部分的中心频率，并且所述第二传递函数包括所述第二频带的所述第二部分的中心频率。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，在所述处理器中确定表示所述第一传递函数的第一多组比例缩放因子以及表示所述第二传递函数的第二多组比例缩放因子进一步包括：确定所述多组比例缩放因子，使得：
所述第一多组比例缩放因子中的每组比例缩放因子与所选择的所述第一传递函数的傅里叶级数近似中的系数对应，所述第一多组比例缩放因子中的每组比例缩放因子包含与所述第一多组比例缩放因子中的其它组比例缩放因子不同的相位调整，使得当所述两个输入信号的依次样本乘以所述第一多组比例缩放因子中的相继组比例缩放因子时，所得到的输出信号将以所述第二频带的所述第一部分的中心频率为中心；以及
所述第二多组比例缩放因子中的每组比例缩放因子与所选择的所述第二传递函数的傅里叶级数近似中的系数对应，所述第二多组比例缩放因子中的每组比例缩放因子包含与所述第二多组比例缩放因子中的其它组比例缩放因子不同的相位调整，使得当所述两个输入信号的依次样本乘以所述第二多组比例缩放因子中的相继组比例缩放因子时，所得到的输出信号将以所述第二频带的所述第二部分的中心频率为中心。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，在所述处理器中将所述两个输入信号的每个所述样本相继地乘以所述第一多组比例缩放因子并且同时在所述处理器中将所述两个输入信号的每个所述样本相继地乘以所述第二多组比例缩放因子进一步包括：以所述单独的采样电路的工作速率在所述第一多组比例缩放因子中的每组比例缩放因子和所述第二多组比例缩放因子中的每组比例缩放因子之间旋转。
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