CN103956977A - 低噪声放大器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种低噪声放大器，该放大器包括变压器、第一放大器和反馈电阻器，该变压器包括初级和次级。次级与第一放大器的输入端连接，并且第一放大器的输出端与反馈电阻器和所述变压器的初级串联连接。

Description

低噪声放大器

技术领域

本发明涉及低噪声放大器，本发明尤其涉及用于硅调谐器和要

求低噪声系数的传输链中的低噪声放大器。

背景技术

低噪声放大器(LNA)包括电子放大器，它通常用于对天线所接收到的弱信号进行放大。LNA通常但不限于位于天线处，并且被放置在接收器***的射频(RF)部分的前端。已知的是，接收器前端的整个噪声系数是由接收器的前几级支配的。噪声系数是器件的输出噪声功率与其中由于标准噪声温度(通常为290K)下的输入终端的热噪声而产生的噪声部分之间的比值。在***中，例如在这些包含分立元件的***中，附加至***的每个元件都会引入噪声，这会导致热噪声或约翰逊(Johnson)噪声、散粒噪声或闪烁噪声。此外，输入信号中所包含的噪声信号也会增加噪声。但是，噪声系数通常是由于LNA的输入端的Rc热噪声而被引入的，它可被描述为4kTB/Rc，它与Rc成反比。

利用LNA，接收器的后面的级的噪声可由LNA的增益引入，并且LNA的噪声被直接注入所接收的信号。因此，LNA必须提高所希望的信号功率并同时加入尽量少的噪声和失真，以便能在***后面的级中重获该信号。

LNA通常被设计成在对接收到的信号进行放大的同时将最少量的热噪声引入接收到的信号。

LNA可被用于***级封装(SiP)装置。SiP使多个元件集成至单个封装中。通常，这种装置使得诸如CPU、逻辑功能、模拟功能和存储器功能进行混合，从而降低了整个***尺寸。利用SiP能够降低***板空间，而这终将导致降低的器件尺寸。

但是，已知的LNA，尤其是利用SiP装置实现的LNA会呈现有限的噪声降低系数。到目前为止，通常，用于TV调谐器的传统LNA所实现的最佳噪声系数大约为4dB。

本发明旨在提供低噪声放大器，其具有好于已知的这种放大器的优势。

发明内容

根据本发明，提供了一种低噪声放大器，其包括变压器、第一放大器和电阻性元件，变压器包括初级和次级，其中次级与第一放大器的输入端连接，并且通过反馈连接的方式利用电阻性元件将第一放大器的输出端连接至所述变压器的初级。

于是，在保持恒定的增益因子的同时，相比较于现有技术装置而言，根据本发明的低噪声放大器提供了降低的噪声系数。噪声系数的降低使得极小或极弱的输入信号能够被检测到，否则这些信号将淹没在噪声之中。

优选地，低噪声放大器进一步包括第二放大器，该第二放大器与变压器的次级以及第一放大器串联连接。变压器的次级的中点接地。随后，低噪声放大器的输出端可被布置在所述第一和第二放大器的输出端之间。

此外，低噪声放大器可在***级封装上实现。所以，本发明的低噪声放大器可在降低的***板空间上实现，这终将导致降低的装置大小。

附图说明

参考附图，下文将仅以示例的方式对本发明进行进一步描述，

其中：

图1示出了用于根据现有技术的低噪声放大器的电路图；

图2示出了用于图1的低噪声放大器的噪声系数计算的等效电路图；

图3图示说明了根据本发明第一实施例的对称低噪声放大器的电路图；

图4a和4b图示说明了用于图3的根据本发明实施例的低噪声放大器的输入阻抗计算的等效电路图；

图5a、5b和5c进一步图示说明了用于图3的根据本发明实施例的低噪声放大器的噪声系数计算的等效电路图；以及

图6图示说明了图3的根据本发明实施例的对称低噪声放大器的实施的电路图；以及

图7示出了根据本发明其它实施例的非对称LNA装置。

具体实施方式

图1中示出了一种已知的装置，其包括具有变压器组合101的LNA，并且例如可进一步包括被布置成电压跟随器的晶体管102。变压器包括圈数比为1∶n的初级和次级绕组，其中n对应于次级绕组数，并且n大于1。

假设变压器作为理想变压器，那么它提供电压增益而不提供任何功率增益。功率P由下式给出：

P＝V.I            等式1

已知功率恒定

P_in＝P_out               等式2

使用等式1，那么：

V_in.I_inV_out.I_out               等式3

或者以阻抗表示：

V_in ²/Z_in＝V_out ²/R_c                等式4

变压器的电压增益由下式给出：

V_out＝n.V_in             等式5

LNA的输入阻抗由下式给出：

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{R_c}{n^2}$       等式6

其中n是变压器的次级绕组上的圈数，电阻器R_c与变压器的次级绕组并联。参照输入阻抗Z_in＝R_s，电压增益G_v输入阻抗由下式给出：

G_v＝20Log(2V_out/V_s)            等式7

其中V_s是输入至LNA的输入电压信号，V_out是从LNA得到的输出电压。等式7可重写为：

G_v＝20Log{2n[Z_in/(Z_in+R_s)])          等式8

参见图2中的等效电路，LNA的噪声系数可由下式给出：

NF＝10Log[1+(N_added/N_in)]          等式9

其中，N_added是由于LNA元件而引入的噪声，N_in是由输入信号引入的噪声。可以用Boltzmanns常数k、噪声温度T、和信号的带宽B对等式9进行重写：

NF＝10Log[1+((4kTB)/Z_in)/((4kTB)/R_s)]   等式10

按照由等式6给出的LNA的输入阻抗，并假设Z_in＝R_s，从而给出以元件值R_s、R_c和n²表示的噪声系数：

$\mathrm{NF}=10\·\mathrm{Log}(1+\frac{n^2\·R_s}{R_c})$        等式11

通过示例的方式，并采用元件值Rs＝75Ω，n＝2以及Rc＝650Ω，由等式6、10和11得出输入阻抗Z_in＝162.5Ω、增益G_v＝8.7dB并且噪声系数NF＝1.65dB。

总的看来，并参见图3，根据本发明第一实施例的LNA300包括两个电压放大器301、302，它们均具有增益G_v。其中还包括具有初级绕组303和次级绕组304的变压器305。将要放大的信号V_s并联至初级绕组。

第一放大器301的输入端与次级绕组304的第一端连接，而第二放大器302的输入端与次级绕组304的第二端连接。此外，次级绕组304包括布置的中央分接头，以便绕组的每个端的输出电压都是V_in·n/2。优选地，中央分接头接地。

在为LNA提供第一输出终端的同时，第二放大器302的输出端经由反馈电阻器R_c被反馈至初级绕组303的第一端。第一放大器301的输出端提供了LNA的第二输出终端。利用串联输入电阻器R_s，将要被放大的输入信号并联至所述初级绕组的第一端。

相对于变压器的次级绕组的阻抗而言，第一和第二放大器301和302均具有高输入阻抗，它们都可以是由分立元件形成的晶体管类型的放大器或者任何合适的集成电路运算放大器，这都是本领域技术人员可以理解的。

当本发明是利用运算放大器实现的时候，反馈机制是从运算放大器的负输出端引出的负反馈。

由于每个放大器的输入阻抗都较高，所以从变压器的次级绕组获取的电流将接近0。这就防止了变压器的负载，并且LNA的输出端上的电压将正比于变压器上的电压。

变压器305定义了电压增益n，该增益取决于初级和次级绕组的圈数比。此外，初级和次级绕组的输入阻抗较高，为了便于计算，假设它们为无限大。

LNA的输入阻抗Z_in由变压器、电阻器R_c和放大器302实现，它们组成了有源***，并且为了便于计算，该有源***理想地被认为是无噪声的。

于是，对于具有与本发明相同的输入阻抗Z_in和增益的传统现有技术LNA电路，噪声系数将低于本发明的情况，这将在随后的电路分析中进行论证。图4a和4b示出了图3的等效电路，该图用于导出根据本发明的LNA的输入阻抗。

由于变压器的初级绕组303的阻抗较高，并且为了便于分析而假设该阻抗为无限大，那么将没有电流流经该绕组，并可以在随后的分析中忽略其影响。由于第一和第二放大器301、302的输入阻抗相等，所以放大器301、302的每个输入端上的电压可分别由(n/2).V_in和(-n/2).V_in给出。

于是，图3的电路可由图4a所示的等效电路表示。由于放大器302提供了增益G_v，因此可由(-n/2).G_v.V_in给出输出电压。于是，图4a的电路可进一步简化成图4b所示的电路。假定LNA的输入阻抗由下式给出：

Z_in＝I_in/V_in               等式12

并且

I_in＝V_in·(1+(n/2)G_v)/R_c             等式13

因此，根据本发明的LNA的输入阻抗由下式给出：

Z_in＝R_c/(1+(n/2)G_v)               等式14

为了计算噪声系数，图5a、5b和5c图示了图3的电路的等效电路。由于分立元件造成的以及由输入信号引入的热噪声或Johnson噪声通常由表达式4kTB描述。因此，对等式4给出的噪声系数采用该通用表达式，则用于本发明的噪声系数由下式给出：

$\mathrm{NF}=10\·\mathrm{Log}(1+\frac{N_{\mathrm{added}}}{N_{\mathrm{in}}})=10\·\mathrm{Log}\left(\frac{\frac{4\mathrm{kTB}}{R_c}}{\frac{4\mathrm{kTB}}{R_s}}\right)$       等式15

化简得到：

$\mathrm{NF}=10\·\mathrm{Log}(1+\frac{R_s}{R_c})$               等式16

例如，利用元件值R_s＝75Ω，n＝2以及R_c＝500Ω，根据等式6、10和16分别得出：输入阻抗Z_in＝162.5Ω，增益G_v＝8.8dB，以及NF＝0.61dB。在这种情况下，选择R_c的值，以实现正确的输入阻抗Z_in，并与图1中的现有技术示例作比较。因此，可以看出，利用比现有技术示例的阻值大的R_c，可以实现相同的增益和输入阻抗，并且产生了更低的噪声系数。

图6图示了根据本发明第一实施例的对称LNA装置600。通过反馈电阻R_c将第一晶体管602的输出终端反馈至变压器601的初级绕组603的第一终端。初级绕组的第二终端接地。次级绕组604的第一终端与第一晶体管602的输入端相连，其中第一晶体管602被布置成一个电压跟随器。次级绕组604的第二终端与第二晶体管605的输入终端连接，第二晶体管605被布置成一个电压跟随器。分别在第一和第二晶体管602、605的输出终端上测量LNA的输出。

遵循与图3的实施例相类似的分析，得出的噪声系数的表达式为等式16的表达式。

从等式11所给出的现有技术示例的噪声系数与等式16所给出的本发明第一实施例的LNA的噪声系数的比较结果中，可以看出，本发明的噪声系数低于所描述的现有技术LNA的噪声系数。

在与所描述的现有技术LNA进行比较时，通过利用等式14，该噪声系数低1+[(n/2).G_v.R_s]/[R_c+R_s]倍的因数。

图7示出了根据本发明另一实施例的非对称LNA装置。对于第一实施例，通过反馈电阻R_c将变压器702的输出终端反馈至初级绕组703的第一终端。初级绕组703的第二终端接地。次级绕组704的第一终端与晶体管702的输入端相连，其中晶体管702被布置成一个电压跟随器。次级绕组的第二终端接地。

同样，遵循与图3的实施例相类似的分析，得出的噪声系数的表达式为等式16的表达式。此外，从等式11所给出的现有技术示例的噪声系数和等式16所给出的本发明另一实施例的LNA的噪声系数的比较结果中，可以看出，本发明的噪声系数低于所描述的现有技术LNA的噪声系数1+[n.G_v.R_s]/[R_c+R_s]倍的因数。

如果用n/2代替n，那么对称装置中的噪声系数和输入阻抗将等于非对称实施例中的噪声系数和输入阻抗。

对称装置提供了良好的对地弹噪声的抗扰性，并且改进了诸如二阶交调截止(intermodulation intercept)或IP2之类的二阶线性度。此外，两个对称输出端是独立的并且还可以被用作两个非对称输出端。

所以，在保持恒定的增益因子或输入阻抗的同时，相比较于现有技术器件而言根据本发明的低噪声放大器提供了降低的噪声系数。噪声系数的降低使能够检测到极小或极弱的输入信号，否则这些信号将淹没在噪声之中。

Claims (9)

1.一种低噪声放大器，其包括变压器、第一放大器和电阻性元件，所述变压器包括初级和次级，其中所述次级与所述第一放大器的输入端连接，并且通过反馈连接的方式，利用所述电阻性元件将所述第一放大器的输出端连接至所述变压器的初级，所述第一放大器的输出提供反馈到变压器的初级。

2.如权利要求1所述的低噪声放大器，进一步包括第二放大器，该第二放大器与所述变压器的次级以及所述第一放大器串联连接。

3.如权利要求2所述的低噪声放大器，其中，在所述第一和第二放大器的输出端之间提供所述低噪声放大器的输出端。

4.如权利要求2或3所述的低噪声放大器，其中所述第二放大器具有高输入阻抗。

5.如前述任一权利要求所述的低噪声放大器，其中所述第一放大器具有高输入阻抗。

6.如前述任一权利要求所述的低噪声放大器，其中所述变压器的次级的中点接地。

7.如前述任一权利要求所述的低噪声放大器，在***级封装上实现该放大器。

8.如权利要求1和7所述的低噪声放大器，其中所述变压器处于所述***级封装实现的外部。

9.一种调谐器，其包括如权利要求1至8中的任意一个或多个权利要求所述的低噪声放大器。