CN103944484B - 电机驱动装置及真空泵 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电机驱动装置及真空泵，可实现电机驱动稳定性提高且可实现电机电流的脉动降低或驱动效率提高。电机驱动装置是基于所反馈的磁极电转角(θ)，将固定坐标αβ系的反向电压(Eα、Eβ)转换成转动坐标dq系的反向电压(Ed、Eq)，并基于该反向电压(Ed、Eq)算出磁极相位偏移校正量(Δφ)。而且，基于有关电机相电压及电机相电流的信息中的至少电机相电压信息，算出转动速度(ω)及其积分值(∫ωdt)，将磁极相位偏移校正量(Δφ)与积分值之和作为磁极电转角输出。接着，基于转动速度与目标转动速度(ωi)的差值及磁极电转角，产生正弦波驱动指令，基于该正弦波驱动指令，将逆变器的多个开关元件脉宽调制驱动。

Description

电机驱动装置及真空泵

技术领域

本发明涉及一种电机驱动装置、及具备该电机驱动装置的真空泵。

背景技术

涡轮分子泵(turbo molecular pump)等使转子(rotor)高速转动进行真空排气的真空泵是在多数情况下使用直流无刷电机(Direct Current brushless motor)作为转动驱动转子的电机。未使用转动传感器(sensor)的真空泵是基于有关电机的三相电压及三相电流的侦测信号，估计转动驱动所需的转动速度信息及电机转子的磁极位置信息(例如，参照专利文献1)。

[背景技术文献]

[专利文献]

[专利文献1]日本专利特开平8-256496号公报

以往，作为估计磁极位置的方法，通过根据反正切(inverse tangent)运算θ＝atan(-Eα/Eβ)求出估计电转角θ而获得。但是，在两相交流信号Eα、Eβ中除转动成分基波以外，还包含大量高次谐波(higher harmonic wave)(脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)载波成分等高次谐波噪声(noise)等)。因此，所运算的估计电转角θ的波形在每一周期中变动大，产生稳态偏差，从而无法提高磁极位置的精度。

另一方面，转动速度是利用ω、反向电压与转动速度成正比，而根据ω＝√(Eα²+Eβ²)/k求出。ω的运算也可以根据两相交流信号Eα、Eβ直接运算，所以同样地受到噪声影响。相对于电转角θ利用周期性，ω的运算并未利用周期性，所以，存在反向电压的估计振幅值的误差直接成为稳态偏差的缺点。

这样一来，在以往技术中，因电转角变动(即磁极位置变动)大，所以电机电流产生脉动，驱动稳定性欠佳。而且，运转时的功率效率欠佳。

发明内容

解决课题的手段

本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。本发明的优选实施方式的电机驱动装置包括：逆变器，具有多个开关元件，驱动电机；第一运算部，基于有关电机相电压的信息及有关电机相电流的信息，算出电机转子的转动速度及磁极电转角；驱动指令产生部，基于转动速度与目标转动速度的差值及磁极电转角，产生正弦波驱动指令；以及PWM信号产生部，基于正弦波驱动指令，产生用来对多个开关元件进行开关控制的PWM控制信号；且第一运算部包括：反向电压运算部，基于有关电机相电压的信息及有关电机相电流的信息，运算固定坐标αβ系中的第一反向电压；转换部，反馈输入有磁极电转角，且基于该磁极电转角将第一反向电压转换成转动坐标dq系中的第二反向电压；第二运算部，基于第二反向电压，算出磁极相位偏差；第三运算部，基于有关电机相电压及电机相电流的信息中的至少电机相电压信息，算出转动速度；以及第四运算部，算出由第三运算部算出的转动速度的积分值；且第一运算部将磁极相位偏差与积分值之和作为磁极电转角输出。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

进而优选的实施方式是第三运算部包括转换部，该转换部反馈输入有积分值作为电转角，且基于该电转角，将第一反向电压转换成转动坐标dq系中的第三反向电压，且第三运算部基于第三反向电压的矢量成分相位，算出转动速度。

而且，第三运算部也可基于由反向电压运算部运算的第一反向电压的矢量成分相位，算出转动速度。

进而，第三运算部还可基于来自检测电机相电压的电压传感器的信号，算出转动速度。

进而优选的实施方式包括延迟校正部，该延迟校正部校正由第一运算部算出的磁极电转角的相位延迟，产生校正后磁极电转角，且驱动指令产生部基于转动速度与目标转动速度的差值及校正后磁极电转角，产生正弦波驱动指令。

本发明的目的及解决其技术问题还采用以下技术方案来实现。本发明的优选实施方式的真空泵包括形成有排气功能部的泵转子、转动驱动泵转子的电机、及任一个所述电机驱动装置。

发明的效果

借由上述技术方案，本发明至少具有下列优点：根据本发明，可实现电机驱动稳定性提高，且可实现电机电流的脉动降低或驱动效率提高。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1是表示本实施方式的真空泵中的泵单元1的构成的图。

图2是表示控制单元的概略构成的框图。

图3是表示有关电机M的电机驱动控制***的图。

图4是说明正弦波驱动控制部400的框图。

图5是说明d轴及q轴的方向的图。

图6是说明转动速度·磁极位置估计部407的详情的框图。

图7是表示转动速度运算部4078中的估计运算的一例的框图。

图8是表示第二实施方式的图。

图9是表示第三实施方式的图。

图10是表示固定坐标αβ系中实际的反向电压与磁极电转角θr的图。

图11是说明转动坐标dq系中的相位偏移的图。

图12是使用磁极电转角θ估计转动速度ω的情况的框图。

图13是说明第四实施方式中的正弦波驱动控制部400的框图。

图14是表示低通滤波器的增益特性的图。

图15是表示低通滤波器的相位特性的图。

图16是表示u相电流iu、校正前的磁极电转角θ、校正后磁极电转角θ′的图。

图17是表示变形例中的正弦波驱动控制部400的框图。

图18是说明反向电压运算部4074的输入信号的图。

符号的说明

1：泵单元 4：泵转子

4a：转动翼 4b：圆筒部

5：轴 10：电机定子

11：电机转子 40：AC/DC转换器

41：DC/DC转换器 42：DC电源

43：逆变器 44：控制部

45：激励放大器 46：电磁铁

50：电流侦测部 51：电压侦测部

60：底座 60a：排气口

61：泵壳 61a：吸气口

61b：卡止部 61c：固定凸缘

62：固定翼 63：隔离环

64：螺杆定子 65：排气孔

66a、66b：机械轴承 67、68、69：磁力轴承

400：弦波驱动控制部 401：速度控制部

402：Id·Iq设定部 403：等效电路电压转换部

404：dq-两相电压转换部 405：两相-三相电压转换部

406：PWM信号产生部 407：转动速度·磁极位置估计部

408：延迟校正部 409、410：低通滤波器

411：相位返回校正部 441、442：PWM控制信号

443：有关电机M的信号 444：有关磁力轴承的信号

4071、4072：三相-两相转换部 4073：等效电路电压转换部

4074：反向电压运算部 4075、4110：两相-dq电压转换部

4076、4111：相位角运算部 4077：校正量Δφ运算部

4078：转动速度运算部 4079：积分运算部

4100：相位角运算部 4101：转动速度估计部

4112：转动速度偏移校正部 4300：栅极驱动电路

M：电机 R：转动体单元

SW1～SW6：开关元件 Vd、Vq：电压指令

iα、iβ：电流信号 iv、iu、iw：三相电流侦测信号

Vα、Vβ：两相电压指令 Vu、Vv、Vw：三相电压指令

vα′、vβ′：两相电压信号 vα、vβ：电压信号

vv、vu、vw：三相电压 θ：磁极电转角

Eα、Eβ：反向电压 θ1：反向电压(Eα、Eβ)的相位角

θ′：校正后磁极电转角 θr：实际磁极电转角

ω：转动速度 ωi：目标转动速度

∫ωdt：积分值 Ψ、Ψ1：相位角

Ψm：相位

具体实施方式

下面，参照图说明用来实施本发明的方式。

-第一实施方式-

图1是表示本实施方式的真空泵的泵单元(pump unit)1的构成的图。真空泵包括图1所示的泵单元1、以及驱动泵单元1的控制单元(control unit)(未图示)。另外，图1所示的真空泵是磁悬浮式涡轮分子泵。

泵单元1具有包括转动翼4a和固定翼62的涡轮泵段、及包括圆筒部4b和螺杆定子(screw stator)64的牵引泵(drag pump)段(螺纹槽泵)。此处，在螺杆定子64侧形成有螺纹槽，但也可以在圆筒部4b侧形成螺纹槽。作为转动侧排气功能部的转动翼4a及圆筒部4b是形成在泵转子4。泵转子4是紧固在轴(shaft)5。转动体单元R包含泵转子4及轴5。

多段的固定翼62是相对于轴方向与转动翼4a交替地配置。各固定翼62是隔着隔离环(spacer ring)63载置在底座(base)60上。若利用螺钉(bolt)将泵壳(pump casing)61的固定凸缘(flange)61c固定在底座60，则经叠层的隔离环63被夹在底座60与泵壳61的卡止部61b之间，从而将固定翼62定位。

轴5由设置在底座60的磁力轴承(magnet ic bearing)67、68、69非接触支撑。各磁力轴承67、68、69包括电磁铁及位移传感器。利用位移传感器来检测轴5的悬浮位置。另外，构成轴方向的磁力轴承69的电磁铁是以在轴方向上夹住设置在轴5下端的转盘(rotordisk)55的方式配置。轴5是由电机M转动驱动。

电机M是同步电机，且例如使用永久磁铁同步电机。电机M包括配置在底座60的电机定子(motor stator)10、及设置在轴5的电机转子11。电机转子11中设置着永久磁铁。在磁力轴承未动作时，轴5由用于紧急情况的机械轴承(mechanical bearing)66a、66b支撑。

在底座60的排气口60a设置排气孔(port)65，且在该排气孔65连接有前级泵(backpump)。通过一边使转动体单元R磁悬浮一边利用电机M进行高速转动驱动，而将吸气口61a侧的气体分子向排气孔65侧排出。

图2是表示控制单元的概略构成的框图。来自外部的交流(Alternating Current，AC)输入由设置在控制单元的交流/直流(Alternating Current/Direct Current，AC/DC)转换器(converter)40转换成DC输出(DC电压)。从AC/DC转换器40输出的DC电压被输入到DC/DC转换器41，且利用DC/DC转换器41产生电机M用的DC电压及磁力轴承用的DC电压。

电机M用的DC电压是输入到逆变器43。磁力轴承用的DC电压是输入到磁力轴承用的DC电源42。磁力轴承67、68、69构成五轴磁力轴承，且磁力轴承67、68各具有两对电磁铁46，磁力轴承69具有一对电磁铁46。从相对于五对电磁铁46即十个电磁铁46而设置的十个激励放大器(amplifier)45分别对该五对电磁铁46即十个电磁铁46供给电流。

控制部44是对电机及磁力轴承进行控制的数字(digital)运算器，且例如使用现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)等。控制部44分别对逆变器43输出用来对逆变器43中所含的多个开关元件进行开关控制的PWM控制信号441，且对各激励放大器45输出用来对各激励放大器45中所含的开关元件进行开关控制的PWM控制信号442。而且，对于控制部44如下所述地输入关于电机M的信号(有关相电压或相电流的信号)443。而且，对于控制部44输入有关磁力轴承的信号(激励电流信号或移位信号)444。

图3是表示有关电机M的电机驱动控制***的图。电机驱动控制***包括正弦波驱动控制部400及逆变器43。逆变器43包括多个开关元件SW1～开关元件SW6、及用来开关驱动开关元件SW1～开关元件SW6的栅极驱动(gate drive)电路4300。开关元件SW1～开关元件SW6可使用金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field EffectTransistor，MOSFET)或绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)等功率半导体元件。另外，各开关元件SW1～开关元件SW6中并列连接着续流二极管(freewheeling diode)D1～续流二极管D6。

在电机定子10的U相线圈、V相线圈、W相线圈中流动的电流分别由电流侦测部50检测，且将作为检测结果的电流侦测信号通过低通滤波器(low-pass filter)409输入到控制部44的正弦波驱动控制部400。而且，U相线圈、V相线圈、W相线圈的各端子及中性点的电压由电压侦测部51进行检测，且将作为检测结果的电压侦测信号通过低通滤波器410输入到正弦波驱动控制部400。

正弦波驱动控制部400基于由低通滤波器409、410去除噪声的电流侦测信号及电压侦测信号，产生用来对开关元件SW1～开关元件SW6进行开关控制的PWM控制信号。栅极驱动电路4300基于PWM控制信号，产生栅极驱动信号，从而将开关元件SW1～开关元件SW6导通断开。由此，将调变为正弦波且经PWM化的电压分别施加至U相线圈、V相线圈、W相线圈。

本实施方式是基于电机电流侦测信号及电机电压侦测信号，估计转动速度、磁极位置。另外，在如本实施方式那样不具有检测电机转子11的转动位置的转动传感器的无传感器电机的情况下，通常基于电机电流侦测信号及电机电压侦测信号来估计转动速度、磁极位置。

图4是说明正弦波驱动控制部400的框图。虽也在图3中进行说明，但在电机M中流动的三相电流由电流侦测部50检测，且经检测的电流侦测信号被输入到低通滤波器409。另一方面，电机M的三相电压由电压侦测部51检测，且经检测的电压侦测信号被输入到低通滤波器410。

已通过低通滤波器409的电流侦测信号及已通过低通滤波器410的电压侦测信号分别被输入到转动速度·磁极位置估计部407。详情将在下文叙述，但转动速度·磁极位置估计部407是基于电流侦测信号及电压侦测信号来估计电机M的转动速度ω及磁极位置(电转角θ)。另外，磁极位置是利用电转角θ表示，所以，下面将磁极位置称作磁极电转角θ。将所算出的转动速度ω输入到速度控制部401及等效电路电压转换部403。而且，将已算出的磁极电转角θ输入到dq-两相电压转换部404。

速度控制部401基于已输入的目标转动速度ωi与估计的当前转动速度ω的差值，进行PI(proportion integral)控制(比例控制及积分控制)或者P(proportion)控制(比例控制)，且将电流指令I输出。Id·Iq设定部402基于电流指令I，设定转动坐标dq系中的电流指令Id、Iq。如图5所示，转动坐标dq系的d轴是将正在转动的电机转子11的N极设为正方向的坐标轴。q轴是相对于d轴超前90度所得的直角方向的坐标轴，且其朝向成为反向电压方向。

等效电路电压转换部403使用基于由转动速度·磁极位置估计部407算出的转动速度ω及电机M的电子等效电路常数的下式(1)，将电流指令Id、Iq转换成转动坐标dq系中的电压指令Vd，Vq。

[数1]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vd}\\ \mathrm{Vq}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}r& -\mathrm{\ωL}\\ \mathrm{\ωL}& r\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right)...\left(1\right)$

dq-两相电压转换部404基于转换后的电压指令Vd、Vq及从转动速度·磁极位置估计部407输入的磁极电转角θ，将转动坐标dq系中的电压指令Vd、Vq转换成固定坐标αβ系的两相电压指令Vα、Vβ。两相-三相电压转换部405将两相电压指令Vα、Vβ转换成三相电压指令Vu、Vv、Vw。PWM信号产生部406基于三相电压指令Vu、Vv、Vw，产生用来将设置在逆变器43中的六个开关元件SW1～开关元件SW6导通断开(导通或断开)的PWM控制信号。逆变器43基于从PWM信号产生部406输入的PWM控制信号，将开关元件SW1～开关元件SW6导通断开，从而对电机M施加驱动电压。

接着，参照图4、图6所示的框图，说明转动速度·磁极位置估计部407的详情。从电压侦测部51输出的三相电压vv、vu、vw侦测信号是通过低通滤波器410输入到三相-两相转换部4072。三相-两相转换部4072将三相电压信号转换成两相电压信号vα′、vβ′。转换后的两相电压信号vα′、vβ′是输入到反向电压运算部4074。

另一方面，从电流侦测部50输出的三相电流侦测信号iv、iu、iw是通过低通滤波器409输入到三相-两相转换部4071。三相-两相转换部4071将三相电流侦测信号iv、iu、iw转换成两相电流信号iα、iβ。转换后的电流信号iα、iβ是输入到等效电路电压转换部4073。

等效电路电压转换部4073使用基于电机M的电子等效电路常数的下式(2)，将电流信号iα、iβ转换成电压信号vα、vβ。转换后的电压信号vα、vβ是输入到反向电压运算部4074。另外，将等效电路分为电机线圈的电阻成分r及电感成分L。r、L的值是自电机规格等获得，并且预先存储在存储部(未图示)。

[数2]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{v\α}\\ \mathrm{v\β}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}r& -\mathrm{\ωL}\\ \mathrm{\ωL}& r\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{i\α}\\ \mathrm{i\β}\end{array}\right)...\left(2\right)$

反向电压运算部4074是根据基于电机三相电压的两相电压信号vα′、vβ′以及基于电机三相电流的电压信号vα、vβ，并使用下式(3)，算出反向电压Eα、Eβ。

[数3]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{E\α}\\ \mathrm{E\β}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{\mathrm{v\α}}^{\′}\\ {\mathrm{v\β}}^{\′}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}\mathrm{v\α}\\ \mathrm{v\β}\end{array}\right)...\left(3\right)$

图6所示的本实施方式是在由反向电压运算部4074算出反向电压Eα、Eβ后，以如下方式基于反向电压Eα、Eβ算出转动速度ω及磁极相位偏移校正量Δφ，并根据这些估计θ。此时，分别独立地进行转动速度ω运算及磁极相位偏移校正量Δφ运算。

转动速度ω是与磁极电转角θ的周期性相关的量。另一方面，磁极相位偏移校正量Δφ是和实际磁极电转角θr与估计的磁极电转角θ之间的相位偏移相关的量。而且，根据所算出的转动速度ω及磁极相位偏移校正量Δφ，通过θ＝∫ωdt+Δφ算出磁极电转角θ。

(磁极相位偏移校正量Δφ的运算)

首先，说明磁极相位偏移校正量Δφ的运算。电机转子11的转动速度是因转子转动惯性，而未在转动一周期内急剧变化，且至少几个周期后才缓慢变化，故可视为稳态响应。因此，两相-dq电压转换部4075通过式(4)所示的转换，将所输入的反向电压(Eα、Eβ)转换为转动坐标dq系中的反向电压(Ed、Eq)。另外，对式(4)中的θ在以规定时间间隔进行的运算中，反馈前次运算时间所算出的磁极电转角θ。

[数4]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Ed}\\ \mathrm{Eq}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{E\α}\\ \mathrm{E\β}\end{array}\right)...\left(4\right)$

此处，若使用复数表示(complex notation)考虑坐标转换则如下所述。反向电压(Eα、Eβ)的α成分Eα及β成分Eβ在ω＞0时，与E×exp(j(θr+π/2))的实部及虚部对应。E为反向电压的大小，θr为实际磁极电转角。图10是表示固定坐标αβ系中的反向电压及实际磁极电转角θr的图。反向电压方向成为相对于实际磁极电转角θr超前90deg(π/2rad)方向，所以实际磁极电转角θr成为θr＝a tan(-Eα/Eβ)。反向电压方向及磁极方向是以转动速度ω转动。

与此相对，应用估计的磁极电转角θ的两相-dq坐标转换是通过将E×exp(j(θr+π/2))乘以exp(-jθ)而表示。由此，转动坐标dq系中的反向电压(Ed、Eq)表示为E×exp(j(θr+π/2-θ))。图11是说明转动坐标dq系中的相位偏移的图，且磁极方向与d轴一致。相位角Ψ表示为Ψ＝θr+π/2-θ，且由Ψ＝a tan(Eq/Ed)算出。图6的相位角运算部4076是通过Ψ＝atan(Eq/Ed)而算出转动坐标dq系中的反向电压(Ed、Eq)的相位角Ψ。

当估计的磁极电转角θ与实际磁极电转角θr一致时，成为Ψ＝π/2，从而反向电压方向与q轴一致。另一方面，当θr≠θ时，则如图11所示，θr-θ＝Ψ-π/2作为相位偏移而产生。图11中成为Ψ-π/2＜0，所以θr＜θ，估计的磁极电转角θ(因超前相位)被估计大于实际磁极电转角θr。以利用Ψ＝a tan(Eq/Ed)算出的Ψ成为(Ψ-π/2)→0的方式进行控制，由此可将估计磁极电转角θ收敛为实际磁极电转角θr。

校正量Δφ运算部4077是运算用来校正所述磁极相位偏移的磁极相位偏移校正量Δφ。磁极相位偏移校正量Δφ是如式(5)所示，基于Ψ-π/2(rad)的值(正负变化的大小)乘以适当的增益(gain)g1(比例控制的增益或比例控制·积分控制的增益)而产生。根据式(5)，如图11所示在Ψ-π/2＜0(θr＜θ)的情况下，成为Δφ＜0。即，使相较实际磁极电转角θr成为超前相位的磁极电转角θ偏移到负侧。

Δφ＝g1×(Ψ-π/2)：Ψ-π/2≠0的情况

Δφ＝0：Ψ-π/2＝0的情况 (5)

(转动速度ω的运算)

另一方面，与所述磁极相位偏移校正量Δφ的运算不同地在转动速度运算部4078中进行转动速度ω的估计运算。并且，在积分运算部4079中运算转动速度ω的积分值∫ωdt。图7是表示转动速度运算部4078中的估计运算的一例的框图。

相位角运算部4100是基于自反向电压运算部4074输入的反向电压(Eα、Eβ)，通过下式(6)算出反向电压(Eα、Eβ)的相位角θ1。该相位角θ1表示图10中的磁极方向(磁极位置)。

[数5]

θ1＝tan^-1(-Eα/Eβ) …(6)

在图10所示的固定坐标αβ系中，磁极方向是以转动速度ω转动，所以式(6)的相位角θ1也时间性地变化。转动速度估计部4101是通过运算如此变化的相位角θ1的微分或差值，算出(估计)转动速度ω。在应用差值的情况下，预先储存以控制取样时间T进行重复运算时本次算出的当前相位角θ1，及预先储存每隔T的自然数倍的规定时间T1算出的相位角θ1作为过去相位角，并根据当前相位角运算与过去相位角之差Δθ1。然后，通过将Δθ1除以差值间隔的时间T1，而算出转动速度ω(＝Δθ1/T1)。

将以这种方式由转动速度运算部4078算出的转动速度ω输入到积分运算部4079及等效电路电压转换部4073，并且从转动速度·磁极位置估计部407中输出。积分运算部4079是运算转动速度ω的积分值。如果使用所述控制取样时间T表示该积分值，则表现为积分值(下次)＝积分值(当前值)+ω×T。并且，将该积分值与由校正量Δφ运算部4077算出的磁极相位偏移校正量Δφ之和(下式(7))作为从本次控制时间起经过时间T后的下次控制时间中的磁极电转角θ输入到两相-dq电压转换部4075，并且自转动速度·磁极位置估计部407输出。

θ(下次)＝积分值(下次)+Δφ (7)

-第二实施方式-

图8是表示第二实施方式的图。与第一实施方式的图6、图7进行比较，则转动速度运算部4078的构成不同，并且将由积分运算部算出的转动速度ω的积分值反馈到转动速度运算部4078的部分不同。下面，对与第一实施方式不同的部分进行说明。

转动速度运算部4078的两相-dq电压转换部4110是基于自反向电压运算部4074输入的反向电压(Eα、Eβ)及自积分运算部4079输出的积分值θ2，通过下式(8)算出转动坐标dq系中的反向电压(E1d、E1q)。此处使用的积分值(电转角)θ2是与两相-dq电压转换部4075中使用的磁极电转角θ不同，且未经磁极相位偏移校正量Δφ校正磁极相位偏移的状态的磁极电转角。

[数6]

$\left(\begin{array}{c}E1d\\ E1q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}2& \sin \mathrm{\θ}2\\ -\sin \mathrm{\θ}2& \cos \mathrm{\θ}2\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{E\α}\\ \mathrm{E\β}\end{array}\right)...\left(8\right)$

接着，相位角运算部4111通过下式(9)算出相位角Ψ1。如图7及图10的说明中记载所述，在固定坐标αβ系中，反向电压矢量(Eα、Eβ)以转动速度ω转动。另一方面，在实际磁极电转角θr与估计磁极电转角θ具有同一周期性的情况下，即便存在相位偏移，在转动坐标dq系中估计的转动速度ω也会收敛为实际的转动速度ωr。其结果，经两相-dq电压转换的反向电压(E1d、E1q)的相位角Ψ1成为固定值。相反，如果未收敛，则相位角Ψ1发生变化。

[数7]

ψ1＝tan^-1(Elq/E1d) …(9)

转动速度偏移校正部4112是基于相位角Ψ1的变化ΔΨ1，算出用来校正转动速度偏移的校正量Δω(＝ω(下次)-ω(当前值))。校正量Δω是如式(10)所示基于ΔΨ1的值(正负变化的大小)乘以适当的增益g2(比例控制的增益或比例控制·积分控制的增益)而产生。由于相位角Ψ1的变化与转动速度的偏移(ωr-ω)成正比，所以当ωr＞ω时成为ΔΨ1＞0，校正量Δω以使转动速度增加的方式发挥作用。

Δω＝g2×ΔΨ1：ΔΨ1≠0的情况

Δω＝0：ΔΨ1＝0的情况 (10)

进而，转动速度偏移校正部4112通过将已算出的校正量Δω与当前使用的转动速度ω(当前值)相加，算出下次时间的转动速度ω(下次)(式(11))。通过在每个取样周期使用式(11)进行逐次校正，可收敛为真正的转动速度ωr。这种收敛的过程成为使稳态偏差(offset)为零的控制，所以可将以往成为问题的稳态偏差改善为最小限度。

ω(下次)＝ω(当前值)+Δω (11)

积分运算部4079基于从转动速度偏移校正部4112输出的转动速度ω，运算积分值∫ωdt。通过将该积分值∫ωdt与由校正量Δφ运算部4077算出的磁极相位偏移校正量Δφ相加而获得磁极电转角(下次)θ。而且，将积分值∫ωdt作为电转角θ2反馈输入到两相-dq电压转换部4110。

如图8所示，本实施方式是在转动速度运算部4078中使用不含磁极相位偏移校正量Δφ的磁极电转角θ2，进行两相-dq电压转换。因此，参照作为比较例的图12，说明与使用将磁极相位偏移校正量Δφ与积分值∫ωdt相加所得的磁极电转角θ的不同之处。

图12是将图8的框图更换为使用磁极电转角θ估计转动速度ω的情况。因此，对转动速度偏移校正部4112输入从相位角运算部4076输出的相位角Ψ。在这种构成的情况下，适用于两相-dq转换的磁极电转角θ包括转动速度ω(积分值∫ωdt)与磁极相位偏移校正量Δφ，所以，在磁极相位偏移校正量Δφ的估计误差大的情况下，将呈现该误差对磁极电转角θ的影响。并且，该误差被反馈到下一次两相-dy转换，不仅对之后的校正量Δφ运算造成影响，也会对转动速度ω的运算造成影响。因这种相互干扰造成的误差增大，导致电机的驱动稳定性变差，容易产生失步。

另一方面，在本实施方式中，为防止如上所述因误差增大造成的稳定性变差，而在磁极相位偏移校正量Δφ的运算中，应用磁极电转角θ(＝∫ωdt+Δφ)，且在转动速度ω的运算中，应用不含磁极相位偏移校正量Δφ的磁极电转角θ2(＝∫ωdt)。其原因在于，转动速度ω的运算是如上所述基于相位角Ψ1的差值或微分，所以包含周期性信息即可。

-第三实施方式-

图9是表示第三实施方式的图。所述第一实施方式是基于由反向电压运算部4074算出的反向电压(Eα、Eβ)的周期性，求出转动速度ω。本实施方式构成为使用可获得相同转动周期信号的两相电压(vα′、vβ′)信号或三相电压(vu、vv、vw)信号而代替反向电压(Eα、Eβ)。对电机线圈施加正弦波电压，且任一信号均变为交流信号，但在转动速度运算部4078中，计数(count)这些信号的零交叉(zero cross)间的时间、或振幅最大点与振幅最小点间的时间等而求出周期，从而算出转动速度ω。

例如，略微具体地说明应用Vu信号计数零交叉间的时间的情况。对于Vu的电压绝对值预先规定接近于0的规定阈值，如果小于该阈值，则视为电压0，将计数变量(countervariable)重设为0值，如果为阈值以上，则每隔控制取样时间T进行如下运算：对计数变量加1，进而将即将重设前的值的计数变量值设为C，并保存到下一次重设时间为止。C*T成为转动速度周期的一半，所以利用ω＝π/(C*T)求出转动速度。也可进而添加移动平均处理使之平滑化(smoothing)。

另外，有关转动速度ω运算的构成以外的其他构成因与第一实施方式相同而省略说明。在本实施方式中，与应用反向电压运算转动速度的实施例1、实施例2相比，稳定性也略微变差，但可发挥与所述第一实施方式相同的作用效果。

-第四实施方式-

图13是说明第四实施方式中的正弦波驱动控制部400的框图。图13所示的正弦波驱动控制部400与图4框图的不同之处在于设置着延迟校正部408。下面，对有关与图4不同的延迟校正部408的部分进行说明，且省略其他共通部分的说明。

由电流侦测部50侦测的电流侦测信号是通过低通滤波器409输入到转动速度·磁极位置估计部407。同样地，由电压侦测部51侦测的电压侦测信号是通过低通滤波器410输入到转动速度·磁极位置估计部407。设置这些低通滤波器409、410是为了去除因PWM开关产生的高频噪声。

图14、图15是表示低通滤波器的滤波特性的一例的图。图14是表示增益的图，图15是表示相位的图。在图14、图15中，角速度0～角速度ω0为泵的运转区间。在图15中，由箭头D表示的负相位表示相位延迟。在运转区间，转动速度ω变得越大则相位延迟也变得越大。

在本实施方式中，为防止因相位延迟导致的这些问题，而具备用来校正相位延迟的延迟校正部408。延迟校正部408是基于从转动速度·磁极位置估计部407输入的磁极电转角θ及转动速度ω，利用下式(12)算出校正后磁极电转角θ′。

[数8]

θ′＝θ+φ(ω) …(12)

在式(12)中，超前相位φ(ω)表示使相位相对于磁极角速度θ以何种程度超前。超前相位φ(ω)是由图15所示的滤波特性决定。例如，可将曲线部分以固定斜度的直线进行近似处理，也可以将运转区间分为多个区间，且在每个区间设定值。而且，也可以将最高转动速度(额定转动时的转动速度)ω0中的相位延迟设为φ0(＞0)，从而简单地设为φ(ω)＝φ0×(ω/ω0)。图16是表示U相电流iu、校正前的磁极电转角θ、校正后磁极电转角θ′的图。校正后磁极电转角成为θ′＝0的时间与U相电流成为iu＝0的时间大致一致。

另外，高速转动中的电机转子11的转动速度因存在转子转动惯性，所以在转动一周期内不会急剧变化，至少需要数周期才缓慢地变化。因此，此处可视为稳态响应。由此，可通过对电转角θ加上延迟校正量φ(ω)这样相对简单的手段而发挥效果。dq-两相电压转换部404基于该校正后磁极电转角θ′及转换后的电压指令Vd、Vq，将d-q轴转动坐标系中的电压指令Vd、Vq转换成两轴固定坐标系(α-β坐标系)的两相电压指令Vα、Vβ。

这样一来，在本实施方式中，除第一实施方式～第三实施方式的构成以外，还构成为算出校正因低通滤波器的滤波特性引起的相位延迟的超前相位φ，并基于对磁极电转角θ加上超前相位φ所得的校正后磁极电转角θ′，产生PWM控制信号。其结果，相位延迟减少，从而可实现电机驱动稳定性提升。

另外，由于电流与电压的波形不同，所以作为低通滤波器409、410最佳的滤波特性不同。但是，在输入到转动速度·磁极位置估计部407的电流侦测信号及电压侦测信号中，优选相位延迟差小。因此，低通滤波器409、410中使用具有同一特性的低通滤波器。在此情况下，使低通滤波器409的滤波特性符合适于去除电压侦测信号的噪声的低通滤波器410。

图17、图18是说明本实施方式的另一例的图。图17是表示正弦波驱动控制部400的框图，对图13所示的构成追加了相位返回校正部411。图18是说明反向电压运算部4074的输入信号的图。

该变形例是利用相位返回校正部411校正从dq-两相电压转换部404输出的两相电压指令Vα、Vβ的相位而代替基于电机电压侦测信号的两相电压信号vα′、vβ′，并将作为该校正结果的两相电压信号Vα′、Vβ′输入到转动速度·磁极位置估计部407。然后，如图18所示，转动速度·磁极位置估计部407的反向电压运算部4074根据从相位返回校正部411输入的两相电压信号Vα′、Vβ′及基于电机电流侦测信号的电压信号vα、vβ，算出反向电压Eα、Eβ。

相位返回校正部411使从dq-两相电压转换部404输出的两相电压指令Vα、Vβ延迟与由延迟校正部408算出的超前相位φ(m)相同的相位量。即，以“θ′-φ(ω)”置换两相电压指令Vα、Vβ的相位(校正后磁极电转角)θ′，将经置换所得者作为两相电压信号Vα′、Vβ′。这样算出的两相电压信号Vα′、Vβ′与基于电压侦测信号的两相电压信号vα′、vβ′大致一致，所以，将与图13所示的构成情况大致相同的磁极电转角θ及转动速度ω从转动速度·磁极位置估计部407输出。

在正弦波驱动控制部400中，以取样频率fs将从低通滤波器409输出的信号取样进行数字(digital)处理。在相位返回校正部411中，当从dq-两相电压转换部404取得数据(data)时，例如应用以延迟下式(13)中所赋予的取样数N、即延迟与超前相位φ(ω)大致相同的相位的时间保存的数据。

N＝φ(ω)×(fs/ω) (13)

其中，在式(13)的右边并非为整数的情况下，将最接近的整数设为N。而且，单位为ω[rad/S]、fs[Hz]、φ[rad]。

另外，超前相位φ(ω)的设定方法是基于低通滤波器409的滤波特性，以与所述实施方式同样的方式进行。在所述实施方式中，使低通滤波器409对电流侦测信号的的滤波特性符合低通滤波器410，但在变形例中，设定为适于电流侦测信号的滤波特性。因此，可将由转动速度·磁极位置估计部407算出的磁极电转角θ的相位延迟抑制为小于所述实施方式。

这样一来，在使用所算出的两相电压指令Vα、Vβ，估计转动速度ω及磁极电转角θ的构成中，优选通过使两相电压指令Vα、Vβ的相位延迟与超前相位φ(ω)相同的相位，而使电流侦测信号的信号延迟与两相电压信号Vα′、Vβ′的信号延迟一致。即便在变形例中，也将基于信号延迟经校正的校正后磁极电转角θ′，产生PWM控制信号，所以，可与所述实施方式同样地防止电机电流的脉动或电机失步等不良状况的产生，从而实现电机驱动稳定性提升。

如以上说明所述，本发明的电机驱动装置的两相-dq电压转换部4075是基于所反馈的磁极电转角θ，将固定坐标αβ系的反向电压(Eα、Eβ)转换成转动坐标dq系的反向电压(Ed、Eq)，并基于该反向电压(Ed、Eq)，算出磁极相位偏移校正量Δφ。而且，基于有关电机相电压及电机相电流的信息中的至少电机相电压信息，算出转动速度ω及其积分值∫ωdt，将磁极相位偏移校正量Δφ与积分值∫ωdt之和作为磁极电转角θ输出。然后，基于转动速度ω与目标转动速度ωi的差值及磁极电转角θ，产生正弦波驱动指令，并基于该正弦波驱动指令，将逆变器的多个开关元件PWM驱动。

以此方式，利用转动坐标dq系进行磁极相位偏移校正量Δφ的运算，将该磁极相位偏移校正量Δφ与积分值∫ωdt相加，成为磁极电转角θ，所以，使稳态偏差及变动误差减少。而且，由于与磁极相位偏移校正量Δφ独立地算出转动速度ω，所以，可减少转动速度ω的稳态偏差。其结果，可在无传感器地正弦波驱动时实现驱动稳定性的提升，从而可实现电机电流的脉动降低或驱动效率的提高。

进而，如图8所示，优选基于转动速度ω的积分值∫ωdt＝θ2，将反向电压(Eα、Eβ)转换成转动坐标dq系的反向电压(E1d、E1q)，并基于该反向电压(E1d、E1q)的矢量成分相位角Ψ1，算出转动速度ω。如果以此方式基于信号的周期性，运算转动速度ω，则与以往那样使用反向电压振幅值算出的情况相比，可减少稳态误差的产生。

而且，也可以如图7所示，基于由反向电压运算部4074运算出的反向电压(Eα、Eβ)的矢量成分相位角θ1，算出转动速度ω。可通过转换成反向电压(Eα、Eβ)而减少转动速度ω的稳态偏差。

而且，进而也可以如图9所示，利用转换成反向电压(Eα、Eβ)之前的两相电压(vα′、vβ′)信号或三相电压(vu、vv、vw)信号算出转动速度ω。

进而，也可以如图13所示，校正由转动速度·磁极位置估计部407算出的磁极电转角θ的相位延迟，产生校正后磁极电转角θ′，并基于估计的转动速度ω与目标转动速度ωi的差值及校正后磁极电转角θ′，产生正弦波驱动指令。其结果，可减少因低通滤波器409、410引起的信号延迟的影响，从而可实现电机驱动的稳定性的进一步提高。

另外，在所述磁极相位偏移校正量Δφ的运算中，当相位角Ψ与π/2(rad)较大地偏离时(例如Ψ＜0时)，为提高收敛性，也可以将Δφ设为相对大的值(例如π/2)而代替使用式(5)。

而且，在产生磁极转动角θ时，转动速度ω大致收敛为实际转动速度(与实际转动速度一致)成为前提。由此，在估计转动速度较大地背离实际转动速度，式(10)的ΔΨ1的绝对值大于规定阈值时，为促进磁极位置收敛性，也可以强制性地使磁极相位偏移校正量Δφ为零。

所述各实施方式是将电机电流检测及电机电压检测均设为三相输入进行说明，但也可以只输入两相而根据其他两相算出剩余一相。例如，当通过计算得到W相时，算出Iw＝-Iu-Iv、Vw＝-Vu-Vv。

另外，以上说明仅为一例，只要在不损及本发明特征的范围内，则本发明并不受上述实施方式任何限定。例如，并不限定于两极电机，即便四极电机等多极电机，也可以通过多极对应地置换电转角而应用。而且，上述实施方式是以具有涡轮泵段及牵引泵段的涡轮分子泵为例进行了说明，但只要是利用电机转动驱动转动体的真空泵，也可以同样地应用。而且，上述各实施方式可分别单独或者组合使用。其原因在于可单独或增效地发挥各实施方式中的效果。

Claims (6)

1.一种电机驱动装置，其特征在于包括：

逆变器，具有多个开关元件，且驱动电机；

第一运算部，基于有关电机相电压的信息及有关电机相电流的信息，算出电机转子的转动速度及磁极电转角；

驱动指令产生部，基于所述转动速度与目标转动速度的差值及所述磁极电转角，产生正弦波驱动指令；及

脉宽调制信号产生部，基于所述正弦波驱动指令，产生用来对所述多个开关元件进行开关控制的脉宽调制控制信号；

所述第一运算部包括：

反向电压运算部，基于有关所述电机相电压的信息及有关所述电机相电流的信息，运算固定坐标αβ系中的第一反向电压；

转换部，反馈输入有所述磁极电转角，且基于该磁极电转角，将所述第一反向电压转换成转动坐标dq系中的第二反向电压；

第二运算部，基于所述第二反向电压，算出磁极相位偏差；

第三运算部，基于有关所述电机相电压及电机相电流的信息中的至少电机相电压信息，算出所述转动速度；以及

第四运算部，算出由所述第三运算部算出的转动速度的积分值；

所述第一运算部将所述磁极相位偏差与所述积分值之和作为所述磁极电转角输出。

2.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：

所述第三运算部包括转换部，该转换部反馈输入有所述积分值作为电转角，且基于该电转角将所述第一反向电压转换成所述转动坐标dq系中的第三反向电压，且

所述第三运算部基于所述第三反向电压的矢量成分相位，算出所述转动速度。

3.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：

所述第三运算部基于由所述反向电压运算部运算所得的所述第一反向电压的矢量成分相位，算出所述转动速度。

4.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：

与所述电机相电压有关的信息是来自检测所述电机相电压的电压传感器的信号，且

所述第三运算部基于来自所述电压传感器的所述信号，算出所述转动速度。

5.根据权利要求1至4中任一权利要求所述的电机驱动装置，其特征在于包括延迟校正部，该延迟校正部校正由所述第一运算部算出的所述磁极电转角的相位延迟，产生校正后磁极电转角，且

所述驱动指令产生部基于所述转动速度与所述目标转动速度的差值及所述校正后磁极电转角，产生正弦波驱动指令。

6.一种真空泵，其特征在于包括：

泵转子，形成有排气功能部；

电机，转动驱动所述泵转子；以及

根据权利要求1至5中任一权利要求所述的电机驱动装置，驱动所述电机。