JP2014138539A - モータ駆動装置および真空ポンプ - Google Patents

Abstract

【課題】モータ駆動安定性の向上を図ることができ、モータ電流の脈動低減や駆動効率の向上を図ることができる、モータ駆動装置の提供。
【解決手段】モータ駆動装置は、フィードバックされた磁極電気角θに基づいて、固定座標αβ系の逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）が回転座標dq系の逆起電圧（Ｅd，Ｅq）に変換され、その逆起電圧（Ｅd，Ｅq）に基づいて、磁極位相ズレ補正量Δφが算出される。また、モータ相電圧およびモータ相電流に関する情報の内の少なくともモータ相電圧情報に基づいて回転速度ωおよびその積分値∫ωdtが算出され、磁極位相ズレ補正量Δφと積分値∫ωdtとの和が磁極電気角θとして出力される。そして、回転速度ωと目標回転速度ωiとの差分および磁極電気角θに基づいて正弦波駆動指令が生成され、その正弦波駆動指令に基づいてインバータの複数のスイッチング素子がＰＷＭ駆動される。
【選択図】図６

Description

本発明は、モータ駆動装置、および、そのモータ駆動装置を備えた真空ポンプに関する。

ターボ分子ポンプ等のロータを高速回転させて真空排気を行う真空ポンプでは、ロータを回転駆動するモータとしてＤＣブラシレスモータが使用される場合が多い。回転センサを使用しない真空ポンプでは、回転駆動に必要な回転速度情報およびモータロータの磁極位置情報を、モータの３相電圧および３相電流に関する検知信号に基づいて推定している（例えば、特許文献１参照）。

特開平８−２５６４９６号公報

従来は、磁極位置を推定する方法として、逆タンジェント演算θ＝atan（−Ｅα/Ｅβ）から推定電気角θを求めることで得られている。しかしながら、２相交流信号Ｅα、Ｅβには、回転成分基本波以外に高調波（ＰＷＭキャリア成分などの高調波ノイズ等）が多く含まれる。そのため、演算された推定電気角θの波形は周期毎に変動が大きく、定常偏差も発生し、磁極位置の精度を高くできない。

一方、回転速度はω、逆起電圧が回転速度に比例することを利用して、ω＝√（Ｅα＾２＋Ｅβ＾２）／ｋから求められる。ωの演算も、２相交流信号Ｅα、Ｅβからそのまま演算しているため、同様にノイズの影響を受ける。電気角θは周期性を利用しているのに対してωの演算は周期性を利用していないため、逆起電圧の推定振幅値の誤差がそのまま定常偏差となる欠点がある。

このように、従来技術では、電気角の変動（すなわち、磁極位置の変動）が大きいことから、モータ電流に脈動が発生し、駆動安定性が良くない。また、運転時の電力効率が良くない。

本発明の好ましい実施形態によるモータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する第１演算部と、回転速度と目標回転速度との差分および磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、正弦波駆動指令に基づいて、複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、第１演算部は、モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における第１の逆起電圧を演算する逆起電圧演算部と、磁極電気角がフィードバック入力され、該磁極電気角に基づいて第１の逆起電圧を回転座標dq系における第２の逆起電圧に変換する変換部と、第２の逆起電圧に基づいて、磁極位相偏差を算出する第２演算部と、モータ相電圧およびモータ相電流に関する情報の内の少なくともモータ相電圧情報に基づいて回転速度を算出する第３演算部と、第３演算部により算出された回転速度の積分値を算出する第４演算部と、を有し、第１演算部は、磁極位相偏差と積分値との和を磁極電気角として出力する。
さらに好ましい実施形態では、第３演算部は、積分値が電気角としてフィードバック入力され、該電気角に基づいて第１の逆起電圧を回転座標dq系における第３の逆起電圧に変換する変換部を備え、第３演算部は、第３の逆起電圧のベクトル成分位相に基づいて回転速度を算出する。
また、第３演算部は、逆起電圧演算部で演算された第１の逆起電圧のベクトル成分位相に基づいて回転速度を算出するようにしても良い。
さらにまた、第３演算部は、モータ相電圧を検出する電圧センサからの信号に基づいて回転速度を算出するようにしても良い。
さらに好ましい実施形態では、第１演算部で算出された磁極電気角の位相遅延を補正して補正後磁極電気角を生成する遅延補正部を備え、駆動指令生成部は、回転速度と目標回転速度との差分および補正後磁極電気角に基づいて正弦波駆動指令を生成する。
本発明の好ましい実施形態による真空ポンプは、排気機能部が形成されたポンプロータと、ポンプロータを回転駆動するモータと、上述のモータ駆動装置のいずれか一つと、を備える。

本発明によれば、モータ駆動安定性の向上を図ることができ、モータ電流の脈動低減や駆動効率の向上を図ることができる。

図１は、本実施の形態の真空ポンプにおけるポンプユニット１の構成を示す図である。 図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。 図３は、モータＭに関するモータ駆動制御系を示す図である。 図４は、正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。 図５は、ｄ軸およびｑ軸の方向を説明する図である。 図６は、回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を説明するブロック図である。 図７は、回転速度演算部４０７８における推定演算の一例を示すブロック図である。 図８は、第２の実施の形態を示す図である。 図９は、第３の実施の形態を示す図である。 図１０は、固定座標αβ系における実際の逆起電圧と磁極電気角θrとを示す図である。 図１１は、回転座標dq系における位相ズレを説明する図である。 図１２は、磁極電気角θを用いて回転速度ωを推定する場合のブロック図である。 図１３は、第４の実施の形態における正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。 図１４は、ローパスフィルタのゲイン特性を示す図である。 図１５は、ローパスフィルタの位相特性を示す図である。 図１６は、Ｕ相電流ｉu、補正前の磁極電気角θ、補正後磁極電気角θ’を示す図である。 図１７は、変形例における正弦波駆動制御部４００を示すブロック図である。 図１８は、逆起電圧演算部４０７４の入力信号を説明する図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は、本実施の形態の真空ポンプの、ポンプユニット１の構成を示す図である。真空ポンプは、図１に示すポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動するコントロールユニット（不図示）とを備えている。なお、図１に示す真空ポンプは、磁気浮上式ターボ分子ポンプである。

ポンプユニット１は、回転翼４ａと固定翼６２とで構成されるターボポンプ段と、円筒部４ｂとネジステータ６４とで構成されるドラッグポンプ段（ネジ溝ポンプ）とを有している。ここではネジステータ６４側にネジ溝が形成されているが、円筒部４ｂ側にネジ溝を形成しても構わない。回転側排気機能部である回転翼４ａおよび円筒部４ｂはポンプロータ４に形成されている。ポンプロータ４はシャフト５に締結されている。ポンプロータ４とシャフト５とによって回転体ユニットＲが構成される。

複数段の固定翼６２は、軸方向に対して回転翼４ａと交互に配置されている。各固定翼６２は、スペーサリング６３を介してベース６０上に載置される。ポンプケーシング６１の固定フランジ６１ｃをボルトによりベース６０に固定すると、積層されたスペーサリング６３がベース６０とポンプケーシング６１の係止部６１ｂとの間に挟持され、固定翼６２が位置決めされる。

シャフト５は、ベース６０に設けられた磁気軸受６７，６８，６９によって非接触支持される。各磁気軸受６７，６８，６９は電磁石と変位センサとを備えている。変位センサによりシャフト５の浮上位置が検出される。なお、軸方向の磁気軸受６９を構成する電磁石は、シャフト５の下端に設けられたロータディスク５５を軸方向に挟むように配置されている。シャフト５はモータＭにより回転駆動される。

モータＭは同期モータであって、例えば、永久磁石同期モータが用いられる。モータＭは、ベース６０に配置されるモータステータ１０と、シャフト５に設けられるモータロータ１１とを有している。モータロータ１１には、永久磁石が設けられている。磁気軸受が作動していない時には、シャフト５は非常用のメカニカルベアリング６６ａ，６６ｂによって支持される。

ベース６０の排気口６０ａには排気ポート６５が設けられ、この排気ポート６５にバックポンプが接続される。回転体ユニットＲを磁気浮上させつつモータＭにより高速回転駆動することにより、吸気口６１ａ側の気体分子は排気ポート６５側へと排気される。

図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＡＣ／ＤＣコンバータ４０によってＤＣ出力（ＤＣ電圧）に変換される。ＡＣ／ＤＣコンバータ４０から出力されたＤＣ電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ４１に入力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１によって、モータＭ用のＤＣ電圧と磁気軸受用のＤＣ電圧とが生成される。

モータＭ用のＤＣ電圧はインバータ４３に入力される。磁気軸受用のＤＣ電圧は磁気軸受用のＤＣ電源４２に入力される。磁気軸受６７，６８，６９は５軸磁気軸受を構成しており、磁気軸受６７，６８は各々２対の電磁石４６を有し、磁気軸受６９は１対の電磁石４６を有している。５対の電磁石４６、すなわち１０個の電磁石４６には、それぞれに対して設けられた１０個の励磁アンプ４５から個別に電流が供給される。

制御部４４はモータおよび磁気軸受の制御を行うデジタル演算器であり、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等が用いられる。制御部４４は、インバータ４３に対しては、インバータ４３に含まれる複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４１を出力し、各励磁アンプ４５に対しては、各励磁アンプ４５に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４２をそれぞれ出力する。また、制御部４４には、後述するようにモータＭに関する信号（相電圧や相電流に関する信号）４４３が入力される。また、磁気軸受に関する信号（励磁電流信号や変位信号）４４４が入力される。

図３は、モータＭに関するモータ駆動制御系を示す図である。モータ駆動制御系は、正弦波駆動制御部４００およびインバータ４３を有する。インバータ４３は、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ駆動するためのゲートドライブ回路４３００とを備えている。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６には、MOSFET やIGBT などのパワー半導体素子が用いられる。なお、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の各々には、環流ダイオードＤ１〜Ｄ６が並列接続されている。

モータステータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相コイルに流れる電流は電流検知部５０によってそれぞれ検出され、検出結果としての電流検知信号はローパスフィルタ４０９を介して制御部４４の正弦波駆動制御部４００に入力される。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルの各端子および中性点の電圧は電圧検知部５１によって検出され、検出結果としての電圧検知信号はローパスフィルタ４１０を介して正弦波駆動制御部４００に入力される。

正弦波駆動制御部４００は、ローパスフィルタ４０９、４１０でノイズ除去された電流検知信号および電圧検知信号に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ゲートドライブ回路４３００は、ＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動信号を生成し、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフする。これにより、正弦波に変調されＰＷＭ化された電圧が、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルにそれぞれ印加される。

本実施の形態では、モータ電流検知信号およびモータ電圧検知信号に基づいて回転速度、磁極位置を推定している。なお、本実施の形態のように、モータロータ１１の回転位置を検出する回転センサを有しないセンサレスのモータの場合には、モータ電流検知信号およびモータ電圧検知信号に基づいて回転速度、磁極位置を推定するのが一般的である。

図４は、正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。図３においても説明したが、モータＭに流れる３相電流は電流検知部５０により検出され、検出された電流検知信号はローパスフィルタ４０９に入力される。一方、モータＭの３相電圧は電圧検知部５１により検出され、検出された電圧検知信号はローパスフィルタ４１０に入力される。

ローパスフィルタ４０９を通過した電流検知信号およびローパスフィルタ４１０を通過した電圧検知信号は、それぞれ回転速度・磁極位置推定部４０７に入力される。詳細は後述するが、回転速度・磁極位置推定部４０７は、電流検知信号および電圧検知信号に基づいて、モータＭの回転速度ωおよび磁極位置（電気角θ）を推定する。なお、磁極位置は電気角θで表されるので、以下では、磁極位置のことを磁極電気角θと呼ぶことにする。算出された回転速度ωは速度制御部４０１および等価回路電圧変換部４０３に入力される。また、算出された磁極電気角θはdq−２相電圧変換部４０４に入力される。

速度制御部４０１は、入力された目標回転速度ωiと推定された現在の回転速度ωとの差分に基づいて、ＰＩ 制御（比例制御および積分制御）あるいはＰ制御（比例制御）を行い、電流指令Ｉを出力する。Ｉd・Ｉq設定部４０２は、電流指令Ｉに基づき、回転座標dq系における電流指令Ｉd，Ｉqを設定する。図５に示すように、回転座標dq系のｄ軸は、回転しているモータロータ１１のＮ極を正方向とする座標軸である。ｑ軸はｄ軸に対して９０度進みの直角方向の座標軸で、その向きは逆起電圧方向となる。

等価回路電圧変換部４０３は、回転速度・磁極位置推定部４０７で算出された回転速度ωおよびモータＭの電気等価回路定数に基づく次式（１）を用いて、電流指令Ｉd，Ｉqを回転座標dq系における電圧指令Ｖd，Ｖqに変換する。

dq-２相電圧変換部４０４は、変換後の電圧指令Ｖd，Ｖqと回転速度・磁極位置推定部４０７から入力された磁極電気角θとに基づいて、回転座標dq系における電圧指令Ｖd，Ｖqを固定座標αβ系の電圧指令Ｖα，Ｖβに変換する。２相-３相電圧変換部４０５は、２相の電圧指令Ｖα，Ｖβを３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに変換する。ＰＷＭ信号生成部４０６は、３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいて、インバータ４３に設けられた６つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ（導通または遮断）するためのＰＷＭ制御信号を生成する。インバータ４３は、ＰＷＭ信号生成部４０６から入力されたＰＷＭ制御信号に基づいてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフし、モータＭに駆動電圧を印加する。

次に、図４、図６に示すブロック図を参照して、回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細について説明する。電圧検知部５１から出力された相電圧検知信号ｖv，ｖu，ｖwは、ローパスフィルタ４１０を介して３相-２相変換部４０７２に入力される。３相-２相変換部４０７２は３相の電圧信号を２相の電圧信号ｖα’，ｖβ’に変換する。変換後の電圧信号ｖα’，ｖβ’は逆起電圧演算部４０７４に入力される。

一方、電流検知部５０から出力された相電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwは、ローパスフィルタ４０９を介して３相-２相変換部４０７１に入力される。３相-２相変換部４０７１は、３相の電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwを２相の電流信号ｉα，ｉβに変換する。変換後の電流信号ｉα，ｉβは等価回路電圧変換部４０７３に入力される。

等価回路電圧変換部４０７３は、モータＭの電気等価回路定数に基づく次式（２）を用いて、電流信号ｉα，ｉβを電圧信号ｖα，ｖβに変換する。変換後の電圧信号ｖα，ｖβは逆起電圧演算部４０７４に入力される。なお、等価回路はモータコイルの抵抗成分ｒおよびインダクタンス成分Ｌに分けられる。ｒ、Ｌの値はモータ仕様等から得られ、予め記憶部（不図示）に記憶されている。

逆起電圧演算部４０７４は、モータ３相電圧に基づく電圧信号ｖα’，ｖβ’とモータ３相電流に基づく電圧信号ｖα，ｖβとに基づいて、次式（３）を用いて逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出する。

図６に示す本実施の形態では、逆起電圧演算部４０７４で逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出した後、後述するように逆起電圧Ｅα，Ｅβに基づいて回転速度ωと磁極位相ズレ補正量Δφとを算出し、それらからθを推定するようにした。その際に、回転速度ωの演算と磁極位相ズレ補正量Δφの演算とを、別々に独立して行うようにした。

回転速度ωは、磁極電気角θの周期性に関係する量である。一方、磁極位相ズレ補正量Δφは、実際の磁極電気角θrと推定した磁極電気角θとの間の位相ズレに関係する量である。そして、算出された回転速度ωと磁極位相ズレ補正量Δφとから、θ＝∫ωdt＋Δφにより磁極電気角θを算出するようにした。

（磁極位相ズレ補正量Δφの演算）
まず、磁極位相ズレ補正量Δφの演算について説明する。モータロータ１１の回転速度は、ロータ回転慣性により回転１周期内で急激に変化することはなく、少なくとも数周期にかけてゆっくりと変化し、定常応答とみなすことができる。そこで、２相-dq電圧変換部４０７５は、式（４）に示す変換により入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）を、回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）に変換する。なお、式（４）におけるθには、所定時間間隔で行われる演算において前回の演算タイミングで算出された磁極電気角θがフィードバックされる。

ここで、複素表示を用いて座標変換を考えると次のようになる。逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）のα成分Ｅαおよびβ成分Ｅβは、ω＞０の場合、Ｅ×exp（j（θr＋π/２））の実部および虚部に対応している。Ｅは逆起電圧の大きさで、θrは実際の磁極電気角である。図１０は、固定座標αβ系における逆起電圧と磁極電気角θrとを示す図である。逆起電圧方向は磁極電気角θrに対して９０deg（π/２rad）進み方向となるので、磁極電気角θrはθr＝atan(−Ｅα／Ｅβ)となる。逆起電圧方向および磁極方向は、回転速度ωで回転している。

これに対して、推定された磁極電気角θを適用した２相-dq座標変換は、Ｅ×exp（j（θr＋π/２））にexp（−jθ）を乗算することで表される。よって、回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）は、Ｅ×exp（j（θr＋π/２−θ））と表される。図１１は、回転座標dq系における位相ズレを説明する図であり、磁極方向はｄ軸と一致している。位相Ψは、Ψ＝θr＋π/２−θと表され、Ψ＝atan(Ｅq／Ｅd)で算出される。図６の位相角演算部４０７６は、回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）の位相角Ψを、Ψ＝atan(Ｅq／Ｅd)により算出する。

推定された磁極電気角θが実際の磁極電気角θrと一致する場合には、Ψ＝π/２となり、逆起電圧方向はｑ軸と一致することになる。一方、θr≠θの場合には、図１１に示すように、θr−θ＝Ψ−π/２が位相ズレとして生じる。図１１ではΨ−π／２＜０となっているのでθr＜θであり、推定された磁極電気角θは、実際の磁極電気角θrよりも大きく（進み位相で）推定されている。Ψ＝atan(Ｅq／Ｅd)で算出されるΨが、（Ψ−π/２）→０となるように制御することで、推定磁極電気角θを実際の磁極電気角θrに収束させることができる。

補正量Δφ演算部４０７７では、上述した磁極位相ズレを補正するための磁極位相ズレ補正量Δφを演算する。磁極位相ズレ補正量Δφは、式（５）に示すように、Ψ−π／２（rad）の値（正負の変化の大きさ）に基づいて適当なゲインg１（比例制御のゲインまたは比例制御・積分制御のゲイン）を乗じて生成される。式（５）によれば、図１１のようにΨ−π／２＜０（θr＜θ）の場合には、Δφ＜０となる。すなわち、実際の磁極電気角θrよりも進み位相になっている磁極電気角θをマイナス側にずらすことになる。
Δφ＝g１×（Ψ−π／２） ：Ψ−π／２≠０の場合
Δφ＝０ ：Ψ−π／２＝０の場合 …（５）

（回転速度ωの演算）
一方、上述した磁極位相ズレ補正量Δφの演算とは別に、回転速度演算部４０７８において回転速度ωの推定演算が行われる。そして、積分演算部４０７９において、回転速度ωの積分値∫ωdtが演算される。図７は、回転速度演算部４０７８における推定演算の一例を示すブロック図である。

位相角演算部４１００では、逆起電圧演算部４０７４から入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）に基づいて、逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）の位相角θ１を次式（６）により算出する。この位相角θ１は図１０における磁極方向（磁極位置）を表している。

図１０に示す固定座標αβ系では、磁極方向は回転速度ωで回転しているので、式（６）の位相角θ１も時間的に変化する。回転速度推定部４１０１では、このように変化する位相角θ１の微分または差分を演算することにより、回転速度ωを算出（推定）する。差分を適用する場合、制御サンプリング時間Ｔで繰り返し演算が行われているときの、今回算出された現在の位相角θ１と、Ｔの自然数倍の所定時間Ｔ１毎に算出された位相角θ１を過去の位相角として予め記憶しておき、現在の位相角から過去の位相角との差Δθ１を演算する。そして、Δθ１を差分間隔の時間Ｔ１で除算することにより回転速度ω（＝Δθ１／Ｔ１）を算出する。

このようにして、回転速度演算部４０７８によって算出された回転速度ωは、積分演算部４０７９および等価回路電圧変換部４０７３に入力されるとともに、回転速度・磁極位置推定部４０７から出力される。積分演算部４０７９では、回転速度ωの積分値が演算される。上述の制御サンプリング時間Ｔを用いてこの積分値を表すと、積分値(次回)＝積分値（現在値）＋ω×Ｔのように表される。そして、この積分値と補正量Δφ演算部４０７７で算出された磁極位相ズレ補正量Δφとの和（次式（７））を、今回の制御タイミングから時間Ｔが経過した次回に制御タイミングにおける磁極電気角θとして、２相-dq電圧変換部４０７５に入力するとともに、回転速度・磁極位置推定部４０７から出力する。
θ(次回)＝積分値(次回)＋Δφ …（７）

−第２の実施の形態−
図８は、第２の実施の形態を示す図である。第１の実施の形態の図６，７と比較すると、回転速度演算部４０７８の構成が異なるとともに、積分演算部で算出された回転速度ωの積分値を回転速度演算部４０７８にフィードバックしている部分が異なる。以下では、第１の実施の形態と異なる部分について説明する。

回転速度演算部４０７８の２相-dq電圧変換部４１１０は、逆起電圧演算部４０７４から入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）と、積分演算部４０７９から出力された積分値θ２とに基づいて、次式（８）により回転座標dq系における逆起電圧（Ｅ1d，Ｅ1q）を算出する。ここで用いられる積分値（電気角）θ２は、２相-dq電圧変換部４０７５で用いられる磁極電気角θとは異なり、磁極位相ズレ補正量Δφによって磁極位相ズレが補正されていない状態の磁極電気角である。

次いで、位相角演算部４１１１は、次式（９）により位相角Ψ１を算出する。図７および図１０の説明に記載したように、固定座標αβ系においては、逆起電圧ベクトル（Ｅα，Ｅβ）は回転速度ωで回転している。一方、実磁極電気角θrと推定磁極電気角θとが同一の周期性を有している場合には、たとえ位相ズレがあっても、回転座標dq系において推定される回転速度ωは実際の回転速度ωrに収束する。その結果、２相-dq電圧変換された逆起電圧（Ｅ1d，Ｅ1q）の位相Ψ１は一定値となる。逆に、収束していなければ位相Ψ１は変化する。

回転速度ズレ補正部４１１２では、位相Ψ１の変化ΔΨ１に基づいて、回転速度ズレを補正するための補正量Δω（＝ω（次回）−ω（現在値））を算出する。補正量Δωは、式（１０）に示すように、ΔΨ１の値（正負の変化の大きさ）に基づいて適当なゲインg２（比例制御のゲインまたは比例制御・積分制御のゲイン）を乗じて生成される。位相Ψ１の変化は回転速度のズレ（ωr−ω）に比例するので、ωr＞ωの場合にはΔΨ１＞０となり、補正量Δωは回転速度を増やすように作用する。
Δω＝g２×ΔΨ１ ：ΔΨ１≠０の場合
Δω＝０ ：ΔΨ１＝０の場合 …（１０）

さらに、回転速度ズレ補正部４１１２は、算出した補正量Δωを現在用いている回転速度ω（現在値）に加算することで、次回タイミングの回転速度ω（次回）を算出する（式（１１））。毎サンプリング周期において式（１１）用い、逐次補正することにより、真の回転速度ωrに収束させることができる。このような収束の過程は定常偏差（オフセット）をゼロにする制御となるので、従来問題であった定常偏差を最小限に改善することができる。
ω(次回)＝ω(現在値)＋Δω …（１１）

積分演算部４０７９は回転速度ズレ補正部４１１２から出力された回転速度ωに基づいて、積分値∫ωdtを演算する。この積分値∫ωdtを、補正量Δφ演算部４０７７で算出された磁極位相ズレ補正量Δφに加算することにより、磁極電気角（次回）θが得られる。また、積分値∫ωdtは、電気角θ２として２相-dq電圧変換部４１１０にフィードバック入力される。

図８に示すように、本実施の形態では、回転速度演算部４０７８にて磁極位相ズレ補正量Δφを含まない磁極電気角θ２を用いて２相-dq電圧変換を行っている。そこで、磁極位相ズレ補正量Δφと積分値∫ωdtとを加算した磁極電気角θを用いた場合との相違点について、比較例である図１２を参照して説明する。

図１２は、図８のブロック図を、磁極電気角θを用いて回転速度ωを推定する場合に書き換えたものである。そのため、回転速度ズレ補正部４１１２には、位相角演算部４０７６から出力された位相角Ψが入力される。このような構成の場合、２相−dq変換に適用される磁極電気角θは、回転速度ω（積分値∫ωdt）と磁極位相ズレ補正量Δφとで構成されるので、磁極位相ズレ補正量Δφの推定誤差が大きい場合には、その誤差の磁極電気角θへの影響が現れる。そして、その誤差は、次の２相−dq変換にフィードバックされて、その後の補正量Δφ演算だけでなく回転速度ωの演算にも影響する。このような相互干渉による誤差増大によって、モータの駆動安定性が悪化して脱調が発生しやすくなる。

一方、本実施の形態では、上述したような誤差増大による安定性悪化を防ぐために、磁極位相ズレ補正量Δφの演算においては、磁極電気角θ（＝∫ωdt＋Δφ）を適用し、回転速度ωの演算では、磁極位相ズレ補正量Δφを含まない磁極電気角θ２（＝∫ωdt）を適用するようにしている。回転速度ωの演算は、上述したように位相角Ψ１の差分や微分に基づくので、周期性情報が含まれていれば足りるためである。

−第３の実施の形態−
図９は、第３の実施の形態を示す図である。上述した第１の実施の形態では、逆起電圧演算部４０７４で算出された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）の周期性に基づいて回転速度ωを求めた。本実施の形態では、逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）に代えて、同様の回転周期信号が得られる２相電圧（ｖα’，ｖβ’）信号や三相電圧（ｖu，ｖv，ｖw）信号を用いるように構成した。モータコイルには正弦波電圧が印加され、いずれの信号も交流信号となっているが、回転速度演算部４０７８では、これらの信号のゼロクロス間の時間、または振幅最大点と振幅最小点間の時間をカウントする等して周期を求めて、回転速度ωを算出する。

例えば、Ｖｕ信号を適用してゼロクロス間の時間をカウントする場合についてもう少し具体的に説明する。Ｖｕの電圧絶対値に対して０に近い所定の閾値を予め定め、それ未満であれば電圧０と見なしてカウンタ変数を０値にリセットし、それ以上であればカウンタ変数へ１加算し、さらにリセット直前値のカウンタ変数値をＣとして、次回のリセットタイミングまで保持する演算を制御サンプリング時間Ｔ毎で行う。Ｃ＊Ｔは回転速度周期の半分となるので、ω＝π／（Ｃ＊Ｔ）で回転速度が求まる。さらに移動平均処理を入れてスムージングしても良い。

なお、回転速度ωの演算に関する構成以外の他の構成は、第１の実施の形態と同様であり説明を省略する。本実施の形態においても、逆起電圧を適用して回転速度を演算する実施例１，２に比べるとやや安定性で劣るが、上述した第１の実施の形態と同様の作用効果を奏することができる。

−第４の実施の形態−
図１３は、第４の実施の形態における正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。図１３に示す正弦波駆動制御部４００は、遅延補正部４０８が設けられている点が図４のブロック図と異なっている。以下では、図４と異なる遅延補正部４０８に関連する部分について説明し、その他の共通部分についての説明は省略する。

電流検知部５０により検知された電流検知信号は、ローパスフィルタ４０９を介して回転速度・磁極位置推定部４０７に入力される。同様に、電圧検知部５１で検知された電圧検知信号は、ローパスフィルタ４１０を介して回転速度・磁極位置推定部４０７に入力される。これらのローパスフィルタ４０９，４１０は、ＰＷＭスイッチングにより発生する高周波ノイズを除去するために設けられている。

図１４，１５は、ローパスフィルタのフィルタ特性の一例を示す図である。図１４はゲインを示す図であり、図１５は位相を示す図である。図１４，１５において、角速度０〜ω0がポンプの運転区間である。図１５において、矢印Ｄで示すマイナスの位相が位相遅れを示している。運転区間においては、回転速度ωが大きくなるほど位相遅れも大きくなる。

本実施の形態では、位相遅延によるこのような問題を防止するために、位相遅延を補正するための遅延補正部４０８を備えている。遅延補正部４０８は、回転速度・磁極位置推定部４０７から入力された磁極電気角θおよび回転速度ωに基づいて、次式（１２）により補正後磁極電気角θ’を算出する。

式（１２）において、進み位相φ(ω)は、磁極角速度θに対して位相をどれだけ進めるかを表している。進み位相φ(ω)は、図１５に示すフィルタ特性から決定される。例えば、曲線部分を一定傾きの直線で近似しても良いし、運転区間を複数の区間に分けて、区間毎に値を設定するようにしても良い。また、最高回転速度（定格回転時の回転速度）ω0における位相遅れをφ0（＞０）とし、簡易的にφ(ω)＝φ0×（ω／ω0）としても良い。図１６は、Ｕ相電流ｉu、補正前の磁極電気角θ、補正後磁極電気角θ’を示す図である。補正後磁極電気角がθ’＝０となるタイミングとＵ相電流がｉu＝０となるタイミングとは、ほぼ一致している。

なお、高速回転中のモータロータ１１の回転速度は、ロータ回転慣性があるので回転１周期内で急激に変化することはなく、少なくとも数周期を要してゆっくりとしか変化できない。そのため、ここでは定常応答とみなすことができる。これにより、電気角θに遅延補正量φ(ω)を加算する比較的シンプルな手段にて効果を発揮することができる。ｄｑ-２相電圧変換部４０４は、この補正後磁極電気角θ’と変換後の電圧指令Ｖd，Ｖqとに基づいて、ｄ-ｑ軸回転座標系における電圧指令Ｖd，Ｖqを２軸固定座標系（α-β座標系）の電圧指令Ｖα，Ｖβに変換する。

このように、本実施の形態では、第１〜第３に実施形態の構成に加えて、ローパスフィルタのフィルタ特性に起因する位相遅延を補正する進み位相φを算出し、磁極電気角θに進み位相φを加算した補正後磁極電気角θ’に基づいて、ＰＷＭ制御信号を生成するような構成とした。その結果、位相遅延が低減され、モータ駆動安定性の向上を図ることができる。

なお、電流と電圧とは波形が異なるので、ローパスフィルタ４０９、４１０として最適なフィルタ特性は異なっている。しかしながら、回転速度・磁極位置推定部４０７に入力される電流検知信号および電圧検知信号においては、位相遅延の差が小さいほうが好ましい。そのため、ローパスフィルタ４０９、４１０には、同一特性を有するローパスフィルタが用いられる。その場合、ローパスフィルタ４０９のフィルタ特性を、電圧検知信号のノイズ除去に適したローパスフィルタ４１０に合わせるようにする。

図１７，１８は、本実施の形態の他の例を説明する図である。図１７は正弦波駆動制御部４００を示すブロック図であり、図１３に示す構成に位相戻し補正部４１１が追加されている。図１８は、逆起電圧演算部４０７４の入力信号を説明する図である。

この変形例では、モータ電圧検知信号に基づく電圧信号ｖα’，ｖβ’の代わりに、ｄｑ-２相電圧変換部４０４から出力された電圧指令Ｖα，Ｖβの位相を位相戻し補正部４１１で補正し、その補正結果である電圧信号Ｖα’，Ｖβ’を、回転速度・磁極位置推定部４０７に入力するようにした。そして、図１８に示すように、回転速度・磁極位置推定部４０７の逆起電圧演算部４０７４は、位相戻し補正部４１１から入力された電圧信号Ｖα’，Ｖβ’とモータ電流検知信号に基づく電圧信号ｖα，ｖβとに基づいて、逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出する。

位相戻し補正部４１１では、ｄｑ-２相電圧変換部４０４から出力された電圧指令Ｖα，Ｖβを、遅延補正部４０８で算出された進み位相φ(ω)と同一位相量だけ遅らせる。すなわち、電圧指令Ｖα，Ｖβの位相（磁極電気角）θ’を「θ’−φ(ω)」で置き換え、置き換えたものを電圧信号Ｖα’，Ｖβ’とする。このように算出された電圧信号Ｖα’，Ｖβ’は、電圧検知信号に基づく電圧信号ｖα’，ｖβ’とほぼ一致するので、図１３に示した構成の場合とほぼ同一の磁極電気角θおよび回転速度ωが回転速度・磁極位置推定部４０７から出力される。

正弦波駆動制御部４００では、ローパスフィルタ４０９から出力された信号をサンプリング周波数ｆsでサンプリングしてデジタル処理を行っている。位相戻し補正部４１１では、ｄｑ-２相電圧変換部４０４からデータを取り込む際に、例えば、次式（１３）で与えられるサンプリング数Ｎだけ、すなわち、進み位相φ(ω)とほぼ同一位相だけ遅延したタイミングで保持したデータを適用する。
Ｎ＝φ(ω)×（ｆs／ω） ・・・（１３）
但し、式（１３）の右辺が整数で無い場合は、最も近い整数をＮとする。また、単位は、ω[rad/s],fs[Hz],φ[rad]である。

なお、進み位相φ(ω)の設定方法は、ローパスフィルタ４０９のフィルタ特性に基づいて、上述した実施の形態と同様に行う。上述した実施の形態では、電流検知信号に対するローパスフィルタ４０９のフィルタ特性をローパスフィルタ４１０に合わせたが、変形例では、電流検知信号に適したフィルタ特性に設定される。そのため、回転速度・磁極位置推定部４０７で算出される磁極電気角θの位相遅延を、上述した実施の形態に比べて小さく抑えることができる。

このように、算出された電圧指令Ｖα，Ｖβを用いて回転速度ωおよび磁極電気角θを推定する構成においては、電圧指令Ｖα，Ｖβの位相を進み位相φ(ω)と同一位相だけ遅延させることで、電流検知信号の信号遅延と電圧信号Ｖα’，Ｖβ’の信号遅延とを揃えるようにするのが好ましい。変形例においても、信号遅延が補正された補正後磁極電気角θ’に基づいてＰＷＭ制御信号を生成しているので、上述した実施の形態の場合と同様に、モータ電流の脈動やモータ脱調等の不具合の発生が防止され、モータ駆動安定性の向上を図ることができる。

以上説明したように、本発明によるモータ駆動装置の２相-dq電圧変換部４０７５では、フィードバックされた磁極電気角θに基づいて、固定座標αβ系の逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）が回転座標dq系の逆起電圧（Ｅd，Ｅq）に変換され、その逆起電圧（Ｅd，Ｅq）に基づいて、磁極位相ズレ補正量Δφが算出される。また、モータ相電圧およびモータ相電流に関する情報の内の少なくともモータ相電圧情報に基づいて回転速度ωおよびその積分値∫ωdtが算出され、磁極位相ズレ補正量Δφと積分値∫ωdtとの和が磁極電気角θとして出力される。そして、回転速度ωと目標回転速度ωiとの差分および磁極電気角θに基づいて正弦波駆動指令が生成され、その正弦波駆動指令に基づいてインバータの複数のスイッチング素子がＰＷＭ駆動される。

このように、回転座標dq系で磁極位相ズレ補正量Δφの演算を行い、その磁極位相ズレ補正量Δφを積分値∫ωdtに加算して磁極電気角θとしているので、定常偏差および変動誤差が低減される。また、磁極位相ズレ補正量Δφとは独立に回転速度ωを算出しているので、回転速度ωの定常偏差を低減することができる。その結果、センサレス正弦波駆動において駆動安定性の向上を図ることができ、モータ電流の脈動低減や駆動効率の向上を図ることができる。

さらに、図８に示すように、回転速度ωの積分値∫ωdt＝θ２に基づいて逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）を回転座標dq系の逆起電圧（Ｅ1d，Ｅ1q）に変換し、その逆起電圧（Ｅ1d，Ｅ1q）のベクトル成分位相Ψ１に基づいて回転速度ωを算出するのが好ましい。このように信号の周期性に基づいて回転速度ωを演算すると、従来のように逆起電圧振幅値を用いて算出する場合に比べて、定常誤差の発生を低減することができる。

また、図７に示すように、逆起電圧演算部４０７４で演算された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）のベクトル成分位相θ１に基づいて回転速度ωを算出するようにしても良い。逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）に変換することで、回転速度ωの定常偏差を低減することができる。

さらにまた、図９に示すように、逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）に変換する前の２相電圧（ｖα’，ｖβ’）信号や３相電圧（ｖu，ｖv，ｖw）信号を利用して回転速度ωを算出するようにしても良い。

さらに、図１３に示すように、回転速度・磁極位置推定部４０７で算出された磁極電気角θの位相遅延を補正して補正後磁極電気角θ’を生成し、推定された回転速度ωと目標回転速度ωiとの差分および補正後磁極電気角θ’に基づいて、正弦波駆動指令を生成するようにしても良い。その結果、ローパスフィルタ４０９，４１０に起因する信号遅延による影響を低減することができ、モータ駆動の安定性の更なる向上を図ることができる。

なお、上述した磁極位相ズレ補正量Δφの演算において、位相角Ψがπ／２（rad）から大きくずれている場合（例えば、Ψ＜０の場合）には、収束性を向上させるために、式（５）を用いる代わりに、Δφを比較的大きな値（例えば、π／２）とするようにしても良い。

また、磁極回転角θを生成においては、回転速度ωが実回転速度にほぼ収束（一致）していることが前提となる。よって、推定回転速度が実回転速度から大きく乖離して、式（１０）のΔΨ１の絶対値が所定閾値よりも大きい場合には、磁極位置収束性促進のために、磁極位相ズレ補正量Δφを強制的にゼロとしても良い。

上述した各実施の形態では、モータ電流検出およびモータ電圧検出を、いずれも３相入力として説明したが、２相のみを入力して残りの１相を他の２相から算出するようにしても良い。例えば、Ｗ相を計算で出す場合には、Ｉw＝−Ｉu−Ｉv、Ｖw＝−Ｖu−Ｖvと算出する。

なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。例えば、２極モータに限らず、４極モータなど多極モータの場合も、電気角を多極対応に置き換えることで適用可能である。また、上述した実施の形態ではターボポンプ段とドラッグポンプ段とを有するターボ分子ポンプを例に説明したが、回転体をモータで回転駆動する真空ポンプであれば、同様に適用することができる。また、上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。

１：ポンプユニット、４：ポンプロータ、４ａ：回転翼、４ｂ：円筒部、５：シャフト、１０：モータステータ、１１：モータロータ、４３：インバータ、４４：制御部、５０：電流検知部、５１：電圧検知部、６２：固定翼、６４：ネジステータ、４００：正弦波駆動制御部、４０１：速度制御部、４０２：Ｉd・Ｉq設定部、４０３：等価回路電圧変換部、４０４：dq−２相電圧変換部、４０５：２相-３相電圧変換部、４０６：ＰＷＭ信号生成部、４０７：回転速度・磁極位置推定部、４０８：遅延補正部、４１１：位相戻し補正部、４０７１，４０７２：３相-２相変換部、４０７３：等価回路電圧変換部、４０７４：逆起電圧演算部、４０７５，４１１０：２相-dq電圧変換部、４０７６，４１１１：位相角演算部、４０７７：補正量Δφ演算部、４０７８：回転速度演算部、４０７９：積分演算部、４１００：位相角演算部、４１０１：回転速度推定部、４１１２：回転速度ズレ補正部、４３００：ゲートドライブ回路、Ｍ：モータ、Ｒ：回転体ユニット、ＳＷ１〜ＳＷ６：スイッチング素子、θ：磁極電気角、ω：回転速度

Claims (6)

1. 複数のスイッチング素子を有してモータを駆動するインバータと、
   モータ相電圧に関する情報とモータ相電流に関する情報とに基づいて、モータロータの回転速度および磁極電気角を算出する第１演算部と、
   前記回転速度と目標回転速度との差分および前記磁極電気角に基づいて、正弦波駆動指令を生成する駆動指令生成部と、
   前記正弦波駆動指令に基づいて、前記複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、
   前記第１演算部は、
   前記モータ相電圧に関する情報と前記モータ相電流に関する情報とに基づいて固定座標αβ系における第１の逆起電圧を演算する逆起電圧演算部と、
   前記磁極電気角がフィードバック入力され、該磁極電気角に基づいて前記第１の逆起電圧を回転座標dq系における第２の逆起電圧に変換する変換部と、
   前記第２の逆起電圧に基づいて、磁極位相偏差を算出する第２演算部と、
   前記モータ相電圧およびモータ相電流に関する情報の内の少なくともモータ相電圧情報に基づいて前記回転速度を算出する第３演算部と、
   前記第３演算部により算出された回転速度の積分値を算出する第４演算部と、を有し、
   前記第１演算部は、前記磁極位相偏差と前記積分値との和を前記磁極電気角として出力する、モータ駆動装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記第３演算部は、前記積分値が電気角としてフィードバック入力され、該電気角に基づいて前記第１の逆起電圧を回転座標dq系における第３の逆起電圧に変換する変換部を備え、
   前記第３演算部は、前記第３の逆起電圧のベクトル成分位相に基づいて前記回転速度を算出する、モータ駆動装置。
3. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記第３演算部は、前記逆起電圧演算部で演算された第１の逆起電圧のベクトル成分位相に基づいて前記回転速度を算出する、モータ駆動装置。
4. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記モータ相電圧に関する情報はモータ相電圧を検出する電圧センサからの信号であり、
   前記第３演算部は、前記電圧センサからの信号に基づいて前記回転速度を算出する、モータ駆動装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
   前記第１演算部で算出された磁極電気角の位相遅延を補正して補正後磁極電気角を生成する遅延補正部を備え、
   前記駆動指令生成部は、前記回転速度と目標回転速度との差分および前記補正後磁極電気角に基づいて正弦波駆動指令を生成する、モータ駆動装置。
6. 排気機能部が形成されたポンプロータと、
   前記ポンプロータを回転駆動するモータと、
   前記モータを駆動する請求項１乃至５のいずれか一項に記載のモータ駆動装置と、を備える真空ポンプ。

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