WO2013088714A1 - 整流装置及びその制御方法 - Google Patents

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WO2013088714A1
WO2013088714A1 PCT/JP2012/007952 JP2012007952W WO2013088714A1 WO 2013088714 A1 WO2013088714 A1 WO 2013088714A1 JP 2012007952 W JP2012007952 W JP 2012007952W WO 2013088714 A1 WO2013088714 A1 WO 2013088714A1
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waveform
phase
harmonic
rectifier
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吉朗 土山
京極　章弘
シンホイ 戴
吉田　泉
川崎　智広
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パナソニック株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present disclosure rectifies a single-phase AC power source in a home or the like to drive a DC load and / or drives the DC load and / or converts the obtained DC to AC of an arbitrary frequency again by an inverter circuit. Is driven at variable speed.
  • the present invention relates to a rectifier that controls a harmonic component contained in a power supply current, which is applied to a heat pump configured by compressing a refrigerant by an electric compressor and performing cooling, heating, or freezing of food, etc. .
  • Semiconductor switches such as transistors have the advantage of being able to switch power at high speeds, but they are less resistant to application of reverse voltage, and in the case of performing variable control of an AC motor using an AC power supply, A means for converting to direct current and then converting again to another alternating current is used (for example, see Patent Document 1).
  • FIG. 14 is a circuit configuration diagram of a conventional rectifier described in Patent Document 1.
  • the rectifier described in Patent Document 1 includes an AC power supply 212, a reactor 213, a diode bridge (rectifier) 211, a semiconductor switch (switching element) 216, a diode 217, and a smoothing capacitor 214. And control means 219.
  • the switching element 216, the diode 217, and the reactor 213 constitute a boost chopper circuit 215, and a current is supplied to the smoothing capacitor 214 even during a period when the voltage of the AC power supply 212 is lower than the DC voltage of the smoothing capacitor 214. Can flow freely.
  • the control means 219 drives the switching element 216 so that the sum waveform of the AC voltage waveform information 220 and the function generator 223 is equal to the AC current waveform obtained from the current transformer 221.
  • the function generator 223 is determined in advance so as to generate a distortion waveform that reduces the ripple voltage of the DC output.
  • Examples of the DC load 218 connected to both ends of the smoothing capacitor 214 include a compressor of a home air conditioner.
  • the compressor is controlled by turning on and off the semiconductor switch group of the inverter circuit. Etc. are driven to perform a heat pump operation.
  • FIG. 15 (a) to 15 (e) are operation waveforms of the conventional rectifier described in Patent Document 1.
  • FIG. 15A an output voltage of the AC power supply 212 shown in FIG. 15A, that is, a voltage signal V11 (sine wave) indicating an input voltage is generated by a function generator 223 shown in FIG.
  • the voltage signal V23 (distortion) of the generated voltage waveform is added to obtain a voltage signal V24 which is a current command shown in FIG.
  • the terminal voltage of the smoothing capacitor 214 that is, the output voltage Vout decreases the ripple voltage of the DC voltage as shown in FIG.
  • the smoothing capacitor 214 is reduced in size.
  • the voltage waveform of the AC power supply is used in the conventional configuration, if the AC voltage waveform V11 (sine wave) is distorted due to the influence of the power supply system, the harmonic current is increased too much. there is a possibility. Further, depending on the distortion of the AC voltage waveform, the ripple voltage may increase on the contrary. Furthermore, in home air conditioners and the like, the load changes from moment to moment depending on the weather, outside air temperature, etc. In this way, what function (distortion) occurs when the status of the DC load changes from moment to moment. No specific method is disclosed in the prior art for the essential proposition of whether or not to do so. For example, even if the function output is optimal at the maximum load, the effect is reduced if the frequency of use is low. In particular, in an air conditioner such as an inverter air conditioner, the load is most frequent because the load is not so large.
  • the present disclosure solves the above-described conventional problems, and achieves a reduction in DC ripple of a smoothing capacitor while conforming to a harmonic regulation standard. It aims at providing the rectifier which can respond also to distortion.
  • a rectifier that is one embodiment of the present disclosure includes: A single-phase AC power supply is short-circuited by a semiconductor switch via a reactor, and when the semiconductor switch is opened, a current flowing through the reactor flows into a smooth portion via a diode, thereby controlling the current of the single-phase AC power supply.
  • a rectifier The actual current information of the single-phase AC power source is a command information that is a sum of a harmonic current waveform within a harmonic regulation limit value and a sine wave current waveform that is varied according to a DC load connected to the rectifier. The ratio of the short circuit and the open circuit of the semiconductor switch is adjusted based on the difference.
  • the rectifier of the present disclosure reduces the ripple of the smoothing capacitor without being affected by the distortion of the AC power supply voltage at an arbitrary load, and suppresses the harmonics so as to conform to the harmonic regulation standard, and the smoothing capacitor It is possible to realize a rectifier that can reduce the size.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram illustrating an overall configuration of a rectifying device according to a first embodiment of the present disclosure. It is a wave form chart of a harmonic waveform in Embodiment 1 of this indication. It is a graph which shows the regulation current value of IEC6100-3-2Class-A of a power supply harmonic regulation. It is a waveform diagram at the time of controlling only with a sine wave of input power 1.5kW in Embodiment 1 of this indication, (a) is an alternating voltage waveform, (b) is an alternating current waveform, (c) is an instantaneous power waveform. It is.
  • Embodiment 1 of this indication It is a wave form diagram at the time of adding a harmonic to the sine wave of input power 3kW in Embodiment 1 of this indication, (a) is an alternating current voltage waveform, (b) is an alternating current waveform, (c) is an instantaneous electric power waveform. It is. It is a wave form diagram in case DC ripple is included in Embodiment 1 of this indication, (a) is an alternating voltage waveform, (b) is an alternating current waveform, (c) is an instantaneous electric power waveform.
  • Embodiment 1 of this indication it is a waveform figure at the time of making an alternating current waveform into a reciprocal waveform of an alternating voltage waveform, and making a DC ripple into zero, (a) is an alternating voltage waveform, (b) is an alternating current waveform, ( c) is an instantaneous power waveform. It is a whole circuit block diagram of another rectifier in Embodiment 1 of this indication. It is a whole circuit block diagram of another rectifier in Embodiment 1 of this indication.
  • the rectifier in the first invention is: A single-phase AC power supply is short-circuited by a semiconductor switch through a reactor, and when the semiconductor switch is opened, the current flowing through the reactor flows into a smoothing section through a diode, thereby controlling the current of the single-phase AC power supply.
  • the actual current information of the single-phase AC power source is a command information that is a sum of a harmonic current waveform within a harmonic regulation limit value and a sine wave current waveform that is varied according to a DC load connected to the rectifier.
  • the ratio of the short circuit and the open circuit of the semiconductor switch is adjusted based on the difference.
  • the ripple of the smoothing portion can be reduced without being affected by the distortion of the AC voltage waveform of the AC power supply while conforming to the harmonic regulation, and thus the smoothing portion can be reduced in size.
  • the second invention is particularly the rectifier of the first invention
  • the harmonic current waveform is an odd-order sine function group in which the amplitude of each order is substantially equal to the harmonic regulation limit value, and each of the zero-phase is zero phase when the fundamental wave is expressed by a sine function. It is sum.
  • a current waveform that reduces the ripple in the smoothing section can always be obtained by applying harmonic current within a range that complies with the harmonic regulation, so that instantaneous fluctuations in input power are reduced while conforming to the harmonic regulation. And a smooth part can be reduced in size.
  • the third invention is particularly the rectifier of the first or second invention, When the amplitude of the sine wave current waveform is smaller than a predetermined value, the harmonic current waveform is attenuated in conjunction.
  • the harmonic current waveform is attenuated in conjunction with each other, so that the harmonic current corresponding to the load can be added to reduce the ripple of the smoothing portion.
  • the active power can be known by examining the amplitude of the sine wave portion. That is, since the active power can be known from the amplitude information of the sine wave and the load can be known, a new calculation unit or the like is not required, and the circuit efficiency is improved.
  • the fourth invention is the rectifier of the third invention
  • the predetermined value is a current value corresponding to approximately 570 W.
  • the harmonic current of the allowable limit value of the harmonic regulation is added, and when the current value of the sine wave current waveform is less than about 570 W, the harmonic The ripple of the smoothing portion can be reduced without adding the harmonics of the allowable limit value of regulation.
  • the fifth invention is: After rectifying a single-phase AC power supply with a rectifier, the semiconductor switch is short-circuited through the reactor, and when the semiconductor switch is opened, the current flowing through the reactor flows into the smoothing unit through the diode.
  • a rectifier of the first to fourth inventions for controlling a current of a single-phase AC power source, Control is performed by replacing the current command value when the phase of the single-phase AC power supply is zero or 180 degrees with the current command value of the phase around zero or 180 degrees.
  • the current flowing through the reactor has a single polarity and the characteristic that the current after rectification cannot change abruptly is utilized, the current after rectification remains non-zero, and the operation of the rectifier circuit including the rectifier Polarity switching on the AC power supply side is realized instantaneously, and the current at the zero phase and the 180 degree phase can be switched sharply.
  • the sixth invention is a control method in the first to fourth rectifiers, in particular, After rectifying a single-phase AC power supply with a rectifier, the semiconductor switch is short-circuited through the reactor, and when the semiconductor switch is released, the current flowing through the reactor flows into the smoothing unit through the diode. Controlling the current of the single-phase AC power supply, Replacing the current command value when the phase of the single-phase AC power supply is zero or 180 degrees with a current command value of a phase around zero or 180 degrees; Control method in a rectifier comprising:
  • the current flowing through the reactor has a single polarity, and the current after rectification cannot be changed abruptly, so that the current after rectification remains non-zero and the operation of the rectifier circuit including the rectifier
  • the polarity switching on the AC power supply side is realized instantaneously, and the current at the zero phase and the 180 degree phase can be switched sharply.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram illustrating an overall configuration of the rectifier according to Embodiment 1 of the present disclosure.
  • the rectifier according to Embodiment 1 of the present disclosure includes a single-phase AC power supply 12, a rectifier diode bridge (rectifier) 11, a reactor 13, a smoothing capacitor 14, a semiconductor switch 16, and a direct current.
  • a load 18, a current detection unit 21, a DC voltage detection unit 22, and a control circuit 119 are provided.
  • a circuit is configured so that the AC power supply 12 can be short-circuited by the semiconductor switch 16 via the rectifier diode bridge 11 and the reactor 13.
  • the short circuit includes a current detection unit 21 so that current information from the AC power supply can be detected.
  • a smoothing capacitor 14 and a DC load 18 are connected to a connection point between the reactor 13 and the semiconductor switch 16 between one end of the rectifier diode bridge 11 via a diode 17.
  • a DC voltage detector 22 is provided to detect DC voltage information at both ends of the smoothing capacitor 14.
  • the control circuit 119 for controlling this circuit receives AC voltage phase information, current information from the AC power supply 12 and DC output voltage information, and outputs drive information for turning on / off the semiconductor switch 16.
  • the control circuit 119 includes a phase detector 101 that detects AC voltage phase information of the AC power supply 12, and sine wave waveform information that forms sine wave waveform information from the AC voltage phase information and the DC voltage information detected by the current detector 21. Detected by forming unit 120, harmonic waveform information forming unit 121 that forms harmonic waveform information from AC voltage phase information, command information obtained by adding sine wave waveform information and harmonic waveform information, and current detection unit 21 And a semiconductor switch control unit 122 that controls ON / OFF driving of the semiconductor switch 16 based on the current information.
  • the phase detector 101 detects AC voltage phase information of the AC power supply 12.
  • the AC voltage phase information detected by the phase detection unit 101 is input to the sine wave waveform information forming unit 120 and the harmonic waveform information forming unit 121.
  • the sine wave waveform information forming unit 120 includes a sine wave waveform generation unit 104 that obtains an instantaneous value of a sine wave from the AC voltage phase information detected by the phase detection unit 101, and the DC voltage information Vdc detected by the DC voltage detection unit 22.
  • a first comparator 107 that obtains a difference by comparing desired DC power information Vdc *, and a first compensator 106 that outputs information for stabilizing control from the difference obtained by the first comparator 107.
  • a first multiplier 105 to which the sine wave obtained by the sine wave waveform generator 104 and the information output from the first compensator 106 are input.
  • the harmonic waveform information forming unit 121 outputs a harmonic command from the harmonic waveform generating unit 102 that outputs a harmonic waveform from the AC voltage phase information detected by the phase detecting unit 101, and the output of the first compensating unit 106 described above.
  • the semiconductor switch control unit 122 includes an adding unit 109 that adds sine wave waveform information and harmonic waveform information, an absolute value converting unit 110 that converts the added information into an absolute value, and information converted into an absolute value ( Command information) and the current information detected by the current detector 21 to obtain a difference, and to stabilize the current control from the difference obtained by the second comparator 111. And a pulse width modulation unit 113 that drives the semiconductor switch 16 in accordance with information output from the second compensation unit 112.
  • the AC voltage phase information ⁇ of the AC power supply 12 is detected by the phase detector 101.
  • a method for detecting the AC voltage phase information ⁇ there is a method described in Patent Document 2 by the same inventors.
  • the instantaneous current command information is calculated based on the AC voltage phase information ⁇ detected by this method.
  • One of the AC voltage phase information ⁇ is input to the sine wave waveform generator 104, and an instantaneous value of the sine wave corresponding to the AC voltage phase information ⁇ is obtained.
  • the obtained instantaneous value of the sine wave is input to the first multiplication unit 105.
  • the first multiplier 105 obtains the difference between the desired DC voltage information Vdc * and the actual DC voltage information Vdc by the first comparator 107, and the first compensator 106 for stabilizing the control.
  • the information passed through is also entered. That is, the sine wave information is enlarged or reduced in accordance with the deviation of the DC output voltage.
  • Another AC voltage phase information ⁇ is input to the harmonic waveform generator 102.
  • a specific waveform of the harmonic waveform is shown in FIG. A method for calculating this waveform will be described later.
  • the output of the harmonic waveform generator 102 is input to the second multiplier 103.
  • information via the attenuation command generator 108 is input from the output result of the first compensator 106 that determines the amplitude of the sine wave.
  • the attenuation command generator 108 does not attenuate harmonics if the output of the first compensator 106 is greater than or equal to a predetermined value.
  • the attenuation command generator 108 and the output value of the first compensator 106 Attenuation command for attenuating harmonics at a ratio to the value of is generated. That is, if the output of the first compensation unit 106 is equal to or less than a certain value, the output of the harmonic waveform generation unit 102 is attenuated.
  • the sine wave waveform information that is the amplitude-adjusted sine wave waveform and the harmonic waveform information that is the amplitude-adjusted harmonic waveform are input to the adding unit 109 and added.
  • the added information is converted into an absolute value by the absolute value converting unit 110.
  • the information converted into the absolute value be command information
  • * is input to the second comparator 111, and the difference from the current information
  • the current detection unit 21 detects current information after the AC power supply 12 is rectified by the rectifier diode bridge 11, the absolute value information
  • the difference calculated by the second comparator 111 is input to the second compensation unit 112 that outputs information for stabilizing current control.
  • the information output from the second compensation unit 112 is input to the pulse width modulation unit 113, and the semiconductor switch 16 is pulse-driven. That is, the second compensation unit 112 increases the ratio of turning off the semiconductor switch 16 by the pulse width modulation unit 113 when
  • the semiconductor switch control circuit 122 can drive the semiconductor switch 16 on and off at an optimum on / off ratio. As the ratio of turning on the semiconductor switch 16 becomes longer, the current of the reactor 13 increases, and as a result, a large amount of power can be supplied to the load 18.
  • the harmonic waveform used in the first embodiment is derived from the value of IEC61000-3-2 Class-A, which is an international standard for power supply harmonic regulation.
  • FIG. 3 shows the effective value of the allowable current when the AC voltage effective value is 230 V in the international standard for power supply harmonic regulations.
  • the third harmonic allowable value is 2.3 A or less and the fifth harmonic allowable value is 1.14 A or less, 7
  • the allowable value of the second harmonic must be 0.77 A or less. This rule is defined up to the 40th order, and becomes smaller as the order becomes higher.
  • the harmonic waveform used in the first embodiment is obtained by adding all odd-numbered components of these specifications as a sine function that starts at the same phase, and is expressed by Expression (1).
  • y represents a harmonic waveform
  • ⁇ represents AC voltage phase information.
  • the amplitude of each order of the harmonic waveform is made substantially equal to the allowable value of the harmonic regulation, and the fundamental wave is expressed by a sine function.
  • the sum of odd-order sine function groups each having zero phase at zero phase.
  • the power ripple of the smoothing capacitor 14 is reduced by adding harmonics to the sine wave.
  • the harmonic wave represented by the above-described formula (1) is added to a sine wave having an input power of 1.5 kW
  • FIG. 5 is a waveform diagram in the case of adding a harmonic to a sine wave with an input power of 1.5 kW.
  • (a) shows an alternating voltage waveform
  • (b) shows an alternating current waveform
  • (c) shows an instantaneous power waveform.
  • the AC voltage waveforms shown in FIGS. 4A and 5A are the same.
  • the alternating current waveform becomes a waveform as shown in FIG.
  • the instantaneous power waveform is as shown in FIG.
  • the instantaneous maximum value of the alternating current is reduced to about 84% as compared with the sinusoidal alternating current waveform shown in FIG. Further, the maximum value of the instantaneous power is also reduced to about 75% compared to the sine wave instantaneous power waveform shown in FIG.
  • the instantaneous maximum value of the instantaneous power can be reduced, so that the power ripple to be compensated in the smoothing capacitor 14 is reduced, and a small smoothing capacitor 14 is used. it can.
  • FIG. 6 is a waveform diagram in the case of controlling only with a sine wave with an input power of 3 kW
  • FIG. 7 is a waveform diagram in the case of adding a harmonic to a sine wave with an input power of 3 kW.
  • (a) shows an alternating voltage waveform
  • (b) shows an alternating current waveform
  • (c) shows an instantaneous power waveform.
  • the AC voltage waveforms shown in FIGS. 6A and 7A are the same.
  • the alternating current waveform becomes a waveform as shown in FIG.
  • the instantaneous power waveform is as shown in FIG.
  • the maximum value of the alternating current waveform is reduced to about 87% as compared with the sinusoidal alternating current waveform shown in FIG.
  • the instantaneous maximum value of the instantaneous power is reduced to about 87%.
  • FIG. 8 is a waveform diagram in the case of controlling only with a sine wave
  • FIG. 9 is a waveform diagram in the case where the alternating current waveform is an inverse waveform of the alternating voltage waveform.
  • (a) is an alternating voltage waveform
  • (b) is an alternating current waveform
  • (c) is an instantaneous power waveform.
  • the AC voltage waveforms shown in FIGS. 8A and 9A are the same.
  • the harmonic waveform may be attenuated. That is, the harmonic waveform may be attenuated by generating an attenuation command by the attenuation command generator 108. Furthermore, since the amplitude of the fundamental wave reflects the active power (input power), the magnitude of the active power can be determined from the amplitude information of the fundamental wave. Since the amplitude information of the fundamental wave is the output information itself of the first compensation unit 106 in FIG. 1, it can be obtained from the first compensation unit 106, and a new calculation unit or the like is not required and the circuit efficiency is improved. To do.
  • the first embodiment of the present disclosure has the phase detection unit 101 that detects the AC voltage phase information ⁇ of the AC power supply 12, and the basic wave is a sine wave as the basic waveform of the AC power supply.
  • the basic wave is a sine wave as the basic waveform of the AC power supply.
  • the amplitude of the output of the sine wave waveform generator 104 is adjusted based on the deviation between the actual DC voltage information Vdc and the desired DC voltage information Vdc *.
  • an attenuation command for attenuating the harmonics is generated from the attenuation command generating unit 108 for attenuating the odd-order harmonic added waveform output at a ratio of the predetermined value.
  • the result of adding the amplitude-adjusted sine wave and the attenuation-adjusted odd-order harmonic addition waveform output is current command information. Therefore, by adding the current within the power supply harmonic regulation range, the smoothing capacitor 14 can be reduced in size while conforming to the harmonic regulation in an arbitrary load state.
  • an attenuation command is generated from the attenuation command generation unit 108 at a ratio to the certain value, and the harmonics of the limit value allowed by the harmonic regulation. Attenuate current.
  • the smoothing capacitor 14 can be downsized without adding the harmonic current of the limit value permitted by the harmonic regulation.
  • the attenuation command generation unit 108 attenuates the harmonics according to the load, all the harmonic components become reactive power, so that the active power can be known by examining the amplitude of the sine wave part. That is, the effective power (input power) can be known from the amplitude information of the sine wave, and the load can be known. Therefore, a new calculation unit or the like for detecting the load is not required.
  • the circuit configuration may be the configuration illustrated in FIGS. 10 and 11.
  • FIG. 10 shows a circuit configuration in which the reactor 13 is disposed on the AC power supply 12 side and a mixed bridge circuit including semiconductor switches 1016a and 1016b in part of the diode bridge.
  • FIG. 11 shows a circuit configuration in which the reactor 13 is arranged on the AC power supply 12 side, and the bidirectional semiconductor switch 1116 is short-circuited / opened before the diode bridge. Even in the case of the circuit configurations shown in FIGS. 10 and 11, it is possible to obtain the same effect as that of the rectifier according to Embodiment 1 of the present disclosure. Furthermore, the circuit configurations shown in FIGS. 10 and 11 can provide the effect that the number of elements is small and the circuit efficiency is good.
  • the value of the harmonic waveform is described by using the harmonic regulation limit value as it is, but this is a current command value, and there are variations in current detection sensitivity and inaccurate control accuracy. Assuming completeness, control using a value less than the harmonic regulation value is easily conceivable from the basic principle of the present disclosure.
  • FIG. 12 is a waveform diagram before improvement of the alternating current waveform in the second embodiment of the present disclosure
  • FIG. 13 is a waveform diagram after improvement of the alternating current waveform.
  • (a) is an AC voltage
  • (b) is an AC current command
  • (c) is an absolute value of the AC current command
  • (d) is an absolute value of an actual AC current
  • (e) is an actual AC current. It is.
  • the overall circuit configuration of the second embodiment is the same as the circuit configuration of the first embodiment.
  • control is often delayed because it cannot cope with a steep waveform change at zero degrees and 180 degrees.
  • the phase follows at a zero degree and 180 degrees with a slight delay.
  • this waveform is viewed on the AC side, it becomes a waveform having new distortion when the voltage phase is zero degrees and 180 degrees, as in the actual AC current waveform shown in FIG.
  • FIGS. 13 (a) and 13 (b) are the same as the waveforms shown in FIGS. 12 (a) and 12 (b), respectively.
  • FIG. 13C shows the absolute value of the alternating current command, which is an operation waveform that improves this distortion.
  • the waveform in FIG. 13C is obtained by converting the alternating current command shown in FIG. 13B into an absolute value.
  • the place where the absolute value of the alternating current command is normally zero is substituted with the values before and after that, and the values are not zero.
  • the values before and after are values that do not delay the control before the waveform becomes steep, for example, values around 2 or 3 degrees from the phase of zero degrees and 180 degrees. By doing so, it can be seen that even when the phase is 0 degree and 180 degrees, the absolute value of the alternating current command does not become zero, and steep components are reduced. By reducing the steep component in the alternating current command, the actual current followability is improved as shown in the waveform of FIG. When this waveform is viewed on the AC side, the rectifier diode bridge 11 automatically switches between positive and negative as shown in the actual AC current waveform shown in FIG. . As a result, distortion with respect to the waveform of the alternating current command is reduced.
  • the absolute value of the AC current command is substituted with the values before and after the phase, so that the follow-up capability of the current feedback control system is improved without increasing the new value.
  • An alternating current waveform with less distortion can be realized.
  • the AC power supply 12 is rectified by the rectifier 11 and then short-circuited / opened through the reactor 13, whereby the current flowing through the reactor has a single polarity, and the absolute value
  • the AC current command information in the vicinity of the zero phase and 180 degree phase of the converted AC current command is set to non-zero.
  • the rectifier according to the present disclosure operates in such a manner that the power pulsation is always reduced in an arbitrary load state while conforming to the harmonic regulation, and thus the size of the smoothing capacitor can be reduced. Furthermore, since the instantaneous maximum current on the circuit is also reduced, other circuit components can be miniaturized.
  • an air conditioner such as an inverter air conditioner
  • a DC load having a large operating range
  • a heating cooker such as a microwave oven having a large power adjustment range in order to realize various cooking methods.
  • Rectifier diode bridge (rectifier) DESCRIPTION OF SYMBOLS 12 AC power supply 13 Reactor 14 Smoothing capacitor 16 Semiconductor switch 17 Diode 18 DC load 21 Current detection part 22 DC voltage detection part 101 Phase detection part 102 Harmonic waveform generation part 103 2nd multiplication part 104 Sine wave waveform generation part 105 1st Multiplication unit 106 first compensation unit 107 first comparator 108 attenuation command generation unit 109 addition unit 110 absolute value conversion unit 111 second comparator 112 second compensation unit 113 pulse width modulation unit 119 control circuit 120 sine Waveform information forming unit 121 Harmonic waveform information forming unit 122 Semiconductor switch control unit 1011a, 1011b Diode 1016a, 1016b Semiconductor switch 1017a, 1017b Diode 1019 Control circuit 1116 Semiconductor switch 1117a, 1117b, 1117c, 111 d diode 1119 control circuit

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Abstract

　本開示の整流装置は、高調波規制限度内で固定値の高調波電流波形と、整流装置に接続された直流負荷に応じて可変される正弦波電流波形の合計を指令情報として、実際の電流情報との差異に基づいて半導体スイッチの短絡と開放の比率を制御する。高調波電流波形は、各次数の振幅が、規制限度値と略等しく、かつ、基本波を正弦関数とした場合のゼロ位相でそれぞれがゼロ位相になる奇数次の正弦関数の和とし、可変される正弦波電流値が所定の値より小さい場合に高調波電流波形を連動して減衰する。

Description

整流装置及びその制御方法
　本開示は、家庭などの単相交流電源を整流して略直流とし、直流負荷を駆動する、および／または得られた直流をインバータ回路により、再度、任意周波数の交流に変換して、交流電動機を可変速度駆動する。例えば、電動圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍を行うものに適用するものであり、電源電流に含まれる高調波成分を制御する整流装置に関する。
　トランジスタなどの半導体スイッチは、高速に電力をスイッチングできるという利点を有しているが、逆電圧の印加に対する耐性が弱く、交流電源を用いて、交流電動機の可変制御を行う場合などでは、一旦、直流に変換してから、再度別の交流に変換する手段が用いられている（例えば、特許文献１参照。）。
　図１４は、特許文献１に記載された従来の整流装置の回路構成図である。図１４に示すように、特許文献１に記載された整流装置は、交流電源２１２と、リアクタ２１３と、ダイオードブリッジ（整流器）２１１と、半導体スイッチ（スイッチング素子）２１６と、ダイオード２１７、平滑コンデンサ２１４と、制御手段２１９から構成されている。また、従来の整流装置は、スイッチング素子２１６とダイオード２１７とリアクタ２１３とで昇圧チョッパ回路２１５を構成し、平滑コンデンサ２１４の直流電圧よりも交流電源２１２の電圧が低い期間でも平滑コンデンサ２１４へ電流を自在に流すことができる。制御手段２１９では、交流電圧波形情報２２０と関数発生器２２３との加算波形と変流器２２１より得られた交流電流波形が等しくなるように、スイッチング素子２１６を駆動する。関数発生器２２３には、直流出力のリップル電圧が少なくなるような歪み波形が発生されるようにあらかじめ決めておく。
　平滑コンデンサ２１４の両端に接続された直流負荷２１８としては、例えば、家庭用空調装置の圧縮機などがあり、家庭用空調装置においては、インバータ回路の半導体スイッチ郡をオンオフ制御することにより、圧縮機などが駆動されて、ヒートポンプ動作が行われる。
　特に、交流電源２１２が単相交流の場合、電源電圧がゼロになる瞬間があり、高力率で動作していても、電源周波数の２倍の周波数で電力が脈動し、その脈動を吸収するため、平滑コンデンサ２１４は、長期間の脈動に耐えうる性能のものを選択する必要がある。
　図１５（ａ）～（ｅ）は、特許文献１に記載された従来の整流装置の動作波形である。特許文献１に記載の整流装置では、図１５（ａ）に示す交流電源２１２の出力電圧、つまり入力電圧を示す電圧信号Ｖ１１（正弦波）に、図１５（ｂ）に示す関数発生器２２３で発生された電圧波形の電圧信号Ｖ２３（歪み）を加算し、図１５（ｃ）に示す電流指令である電圧信号Ｖ２４が得られる。そして、昇圧チョッパ回路２１５の動作状態が最適に制御された結果、平滑コンデンサ２１４の端子電圧、つまり出力電圧Ｖｏｕｔが、図１５（ｅ）に示すようにＤＣ電圧のリップル電圧を小さくなる。その結果、平滑コンデンサ２１４の小型化を図っている。
特開昭６４－７４０６０号公報 特開２００１－４５７６３号公報
　しかしながら、前記従来の構成では、交流電源の電圧波形を用いているため、供給電力系統の影響により交流電圧波形Ｖ１１（正弦波）が歪んでいる場合には、高調波電流を増加しすぎてしまう可能性がある。また、交流電圧波形の歪みによっては、リップル電圧が逆に増加してしまう場合もある。さらに、家庭用空調装置などでは、天候や外気温度などで負荷が時々刻々と変化するが、このように、直流負荷の状況が時々刻々と変化する場合に、どのような関数（歪み）を発生させればよいのか、という本質的な命題に対して、従来技術には具体的な手法が開示されていない。例えば、最大負荷時に最適な関数出力であっても、その使用頻度が低ければ、効果が少なくなる。特に、インバータエアコンなどの空調装置などでは、最も使用頻度が高いのは、負荷がそれほど大きくないところである。
　平滑コンデンサのリップルを小さくするため、正弦波の逆数の電流を流すという手法がある。この場合、含まれる高調波電流が非常に大きいものになり、家電機器などにおける電源高調波規制の国際規格である、ＩＥＣ６１０００－３－２　Ｃｌａｓｓ－Ａに適合できなくなる。また、力率は４０％程度低下する。
　本開示は、前記従来の課題を解決するものであり、高調波規制規格に適合しつつ、平滑コンデンサのＤＣリップルを減少させることを実現するものであり、任意の負荷で、かつ交流電源電圧の歪みにも対応できる整流装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本開示の一態様である整流装置は、
　単相交流電源をリアクタを介して半導体スイッチで短絡せしめ、前記半導体スイッチを開放したときに、前記リアクタを流れる電流がダイオードを介して平滑部分に流れ込むことにより前記単相交流電源の電流を制御する整流装置であって、
　高調波規制限度値内の高調波電流波形と、前記整流装置に接続された直流負荷に応じて可変される正弦波電流波形の合計を指令情報として、前記単相交流電源の実際の電流情報との差異に基づいて前記半導体スイッチの短絡と開放の比率を調整する。
　本開示の整流装置は、任意の負荷において、交流電源電圧の歪みの影響を受けずに平滑コンデンサのリップルを減少させ、かつ高調波規制規格に適合するように高調波を抑制しつつ、平滑コンデンサを小型化することができる整流装置を実現することができる。
本開示に係る実施の形態１の整流装置の全体構成を示す回路ブロック図である。 本開示の実施の形態１における高調波波形の波形図である。 電源高調波規制のＩＥＣ６１００－３－２Ｃｌａｓｓ―Ａの規制電流値を示すグラフである。 本開示の実施の形態１において入力電力１．５ｋＷの正弦波のみで制御した場合の波形図であり、（ａ）は交流電圧波形、（ｂ）は交流電流波形、（ｃ）は瞬時電力波形である。 本開示の実施の形態１において入力電力１．５ｋＷの正弦波に高調波を加算した場合の波形図であり、（ａ）は交流電圧波形、（ｂ）は交流電流波形、（ｃ）は瞬時電力波形である。 本開示の実施の形態１において入力電力３ｋＷの正弦波のみで制御した場合の波形図であり、（ａ）は交流電圧波形、（ｂ）は交流電流波形、（ｃ）は瞬時電力波形である。 本開示の実施の形態１において入力電力３ｋＷの正弦波に高調波を加算した場合の波形図であり、（ａ）は交流電圧波形、（ｂ）は交流電流波形、（ｃ）は瞬時電力波形である。 本開示の実施の形態１においてＤＣリップルが含まれる場合の波形図であり、（ａ）は交流電圧波形、（ｂ）は交流電流波形、（ｃ）は瞬時電力波形である。 本開示の実施の形態１において交流電流波形を交流電圧波形の逆数波形にしてＤＣリップルをゼロにした場合の波形図であり、（ａ）は交流電圧波形、（ｂ）は交流電流波形、（ｃ）は瞬時電力波形である。 本開示の実施の形態１における別の整流装置の全体回路ブロック図である。 本開示の実施の形態１における別の整流装置の全体回路ブロック図である。 本開示の実施の形態２における交流電流波形改善前の波形図であり、（ａ）は交流電圧、（ｂ）は交流電流指令、（ｃ）は交流電流指令の絶対値、（ｄ）は実際の交流電流の絶対値、（ｅ）は実際の交流電流である。 本開示の実施の形態２における交流電流波形改善後の波形図であり、（ａ）は交流電圧、（ｂ）は交流電流指令、（ｃ）は交流電流指令の絶対値、（ｄ）は実際の交流電流の絶対値、（ｅ）は実際の交流電流である。 従来の整流装置の全体回路ブロック図である。 従来の整流装置の動作原理を示す波形図である。
　第１の発明における整流装置は、
　単相交流電源をリアクタを介して半導体スイッチで短絡せしめ、前記半導体スイッチを開放したときに、前記リアクタを流れる電流がダイオードを介して平滑部に流れ込むことにより前記単相交流電源の電流を制御する整流装置であって、
　高調波規制限度値内の高調波電流波形と、前記整流装置に接続された直流負荷に応じて可変される正弦波電流波形の合計を指令情報として、前記単相交流電源の実際の電流情報との差異に基づいて前記半導体スイッチの短絡と開放の比率を調整する。
　この構成により、高調波規制に適合しつつ、交流電源の交流電圧波形の歪みに影響されずに平滑部のリップルを小さくすることができるので、平滑部を小型化することができる。
　第２の発明は、特に、第１の発明の整流装置において、
　前記高調波電流波形は、各次数の振幅が、高調波規制限度値と略等しく、かつ、基本波を正弦関数で表現した場合のゼロ位相でそれぞれがゼロ位相になる奇数次の正弦関数群の和である。
　これにより、高調波規制に適合する範囲で高調波電流を与えることにより、平滑部のリップルを小さくする電流波形が常に得られるので、高調波規制に適合しつつ、入力電力の瞬時の変動を少なくし、平滑部を小型化することができる。
　第３の発明は、特に、第１又は２の発明の整流装置において、
　前記正弦波電流波形の振幅が所定の値より小さい場合に、前記高調波電流波形を連動して減衰する。
　この構成により、負荷が小さいときに高調波電流波形を連動して減衰することにより、負荷に応じた高調波電流を加算して、平滑部のリップルを小さくすることができる。さらに、正弦波部分の振幅を調べることにより、有効電力を知ることができる。即ち、正弦波の振幅情報から有効電力を知ることができ、負荷を知ることができるため、新たな計算部などを必要とせず、回路効率が向上する。
　第４の発明は、特に、第３の発明の整流装置において、
　前記所定の値が略５７０Ｗに相当する電流値である。
　この構成により、正弦波電流波形の電流値が略５７０Ｗ相当以上の場合、高調波規制の許容限度値の高調波電流を加算し、正弦波電流波形の電流値が略５７０Ｗより小さい場合、高調波規制の許容限度値の高調波を加算しなくても、平滑部のリップルを小さくすることができる。
　第５の発明は、
　単相交流電源を整流器で整流した後、前記リアクタを介して前記半導体スイッチで短絡せしめ、前記半導体スイッチの開放時に、前記リアクタを流れる電流が、前記ダイオードを介して、平滑部に流れ込むことにより前記単相交流電源の電流を制御する、第１乃至４の発明の整流装置であって、
　前記単相交流電源の位相がゼロ度もしくは１８０度における電流指令値を、ゼロ度もしくは１８０度の前後の位相の電流指令値で置き換えて制御する。
　この構成により、リアクタを流れる電流が単一の極性になり、整流後の電流が急激に変化できない特性を利用して、整流後の電流が非ゼロのまま、整流器を含む整流回路の動作により、交流電源側での極性切り替えが瞬時に実現され、ゼロ位相および１８０度位相での電流を急峻に切り替えることができる。
　第６の発明は、特に、第１乃至４の整流装置における制御方法であって、
　単相交流電源を整流器で整流した後、前記リアクタを介して前記半導体スイッチで短絡せしめ、前記半導体スイッチの解放時に、前記リアクタを流れる電流が、前記ダイオードを介して、平滑部に流れ込むことにより前記単相交流電源の電流を制御すること、
　前記単相交流電源の位相がゼロ度もしくは１８０度における電流指令値を、ゼロ度もしくは１８０度の前後の位相の電流指令値で置き換えること、
　を備えた整流装置における制御方法。
　この制御方法により、リアクタを流れる電流が単一の極性になり、整流後の電流が急激に変化できない特性を利用して、整流後の電流が非ゼロのまま、整流器を含む整流回路の動作により、交流電源側での極性切り替えが瞬時に実現され、ゼロ位相および１８０度位相での電流を急峻に切り替えることができる。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本開示が限定されるものではない。
（実施の形態１）
　図１は、本開示に係る実施の形態１の整流装置の全体構成を示す回路ブロック図である。
　図１に示すように、本開示の実施の形態１における整流装置は、単相交流電源１２と、整流ダイオードブリッジ（整流器）１１と、リアクタ１３と、平滑コンデンサ１４と、半導体スイッチ１６と、直流負荷１８と、電流検出部２１と、直流電圧検出部２２と、制御回路１１９と、を備える。
　図１において、交流電源１２を整流ダイオードブリッジ１１、リアクタ１３と経由して半導体スイッチ１６で短絡できるよう回路が構成されている。この短絡回路には電流検出部２１を具備し、交流電源からの電流情報を検出できるようにしている。また、リアクタ１３と半導体スイッチ１６の接続点にはダイオード１７を介して、整流ダイオードブリッジ１１の一端との間に、平滑コンデンサ１４と直流負荷１８を接続している。さらに、平滑コンデンサ１４の両端の直流電圧情報を検出するために直流電圧検出部２２が備えられている。この回路を制御する制御回路１１９には、交流電圧位相情報、交流電源１２からの電流情報、直流出力電圧情報が入力され、半導体スイッチ１６をＯＮ／ＯＦＦする駆動情報を出力する。この回路構成は、交流電源の瞬時電圧よりも直流電圧Ｖｄｃを高くしておけば、ダイオード１７による逆阻止動作により、交流電源１２から任意の電流波形で負荷に電力を供給することができるので、電源力率や電源高調波の改善に用いることができる。
　制御回路１１９は、交流電源１２の交流電圧位相情報を検出する位相検出部１０１と、交流電圧位相情報と電流検出部２１で検出された直流電圧情報から正弦波波形情報を形成する正弦波波形情報形成部１２０と、交流電圧位相情報から高調波波形情報を形成する高調波波形情報形成部１２１と、正弦波波形情報と高調波波形情報とを加算した指令情報と電流検出部２１で検出された電流情報とを基に半導体スイッチ１６のＯＮ／ＯＦＦ駆動を制御する半導体スイッチ制御部１２２と、を具備する。
　位相検出部１０１は、交流電源１２の交流電圧位相情報を検出する。位相検出部１０１によって検出された交流電圧位相情報は、正弦波波形情報形成部１２０と高調波波形情報形成部１２１とに入力される。
　正弦波波形情報形成部１２０は、位相検出部１０１で検出された交流電圧位相情報から正弦波の瞬時値を得る正弦波波形発生部１０４と、直流電圧検出部２２で検出した直流電圧情報Ｖｄｃと所望の直流電情報Ｖｄｃ＊とを比較して差異を得る第１の比較器１０７と、第１の比較器１０７で得られた差異から制御を安定させるための情報を出力する第１の補償部１０６と、正弦波波形発生部１０４で得られた正弦波と第１の補償部１０６から出力された情報とが入力される第１の乗算部１０５と、を備える。
　高調波波形情報形成部１２１は、位相検出部１０１で検出された交流電圧位相情報から高調波波形を出力する高調波波形発生部１０２と、前述した第１の補償部１０６の出力から減衰指令を発生する減衰指令発生部１０８と、高調波波形発生部１０２で出力された高調波波形と減衰指令発生部１０８から発生された減衰指令とが入力される第２の乗算部１０３と、を備える。
　半導体スイッチ制御部１２２は、正弦波波形情報と高調波波形情報とを加算する加算部１０９と、加算された情報を絶対値に変換する絶対値化部１１０と、絶対値に変換された情報（指令情報）と電流検出部２１で検出された電流情報とを比較して差異を得る第２の比較器１１１と、第２の比較器１１１で得られた差異から電流の制御を安定にするための情報を出力する第２の補償部１１２と、第２の補償部１１２から出力される情報に応じて半導体スイッチ１６をパルス駆動するパルス幅変調部１１３と、を備える。
　以上のように構成された整流装置について、以下その動作、作用について説明する。
　まず、制御回路１１９において、位相検出部１０１によって交流電源１２の交流電圧位相情報θを検出する。交流電圧位相情報θの検出方法については、同一発明者などによる特許文献２に記載された方法などがある。
　この方法などで検出された交流電圧位相情報θをもとに、瞬時の電流指令情報を算出する。交流電圧位相情報θの一つは正弦波波形発生部１０４に入力されて、その交流電圧位相情報θに応じた正弦波の瞬時値を得る。得られた正弦波の瞬時値は、第１の乗算部１０５に入力される。第１の乗算部１０５には、所望の直流電圧情報Ｖｄｃ＊と実際の直流電圧情報Ｖｄｃとの差異を第１の比較器１０７で得て、制御が安定になるための第１の補償部１０６を経た情報も入力される。即ち、直流出力電圧の偏差に対応して、正弦波の情報を拡大縮小するようにしている。つまり、出力電圧が所望よりも低ければ、正弦波の振幅が拡大され、所望よりも高ければ、正弦波の振幅が縮小される。これにより、負荷が変化した場合でも、所望の直流電圧を維持する制御を実現できる。
　もう一つの交流電圧位相情報θは、高調波波形発生部１０２に入力される。高調波波形の具体的な波形を図２に附す。この波形の算出方法は後述する。高調波波形発生部１０２の出力は、第２の乗算部１０３に入力される。第２の乗算部１０３では、前述の正弦波の振幅を決めている第１の補償部１０６の出力結果から減衰指令発生部１０８を経由した情報を入力している。減衰指令発生部１０８は、第１の補償部１０６の出力が所定の値以上であれば、高調波を減衰させず、所定の値以下の場合は、第１の補償部１０６の出力値と所定の値との比率で高調波を減衰させる減衰指令を発生させる。即ち、第１の補償部１０６の出力が一定の値以下であれば、高調波波形発生部１０２の出力を減衰させる。
　前述した振幅調整された正弦波波形である正弦波波形情報と、振幅調整された高調波波形である高調波波形情報は、加算部１０９に入力されて加算される。加算された情報は、絶対値化部１１０で絶対値に変換される。ここで、絶対値に変換された情報を交流入力電流の絶対値の指令情報｜Ｉａｃ｜＊とする。指令情報｜Ｉａｃ｜＊は、第２の比較器１１１に入力され、電流検出部２１で検出された電流情報｜Ｉａｃ｜との差異を算出する。なお、電流検出部２１は、交流電源１２を整流ダイオードブリッジ１１で整流された後の電流情報を検出しているため、交流電流の絶対値情報｜Ｉａｃ｜を得ることができる。
　第２の比較器１１１で算出された差異は、電流の制御を安定させるための情報を出力する第２の補償部１１２に入力される。そして、第２の補償部１１２から出力された情報は、パルス幅変調部１１３に入力され、半導体スイッチ１６をパルス駆動する。即ち、第２の補償部１１２は、｜Ｉａｃ｜＊＜｜Ｉａｃ｜のとき、パルス幅変調部１１３によって半導体スイッチ１６をＯＦＦする比率を増大させ、｜Ｉａｃ｜＊≧｜Ｉａｃ｜のとき、半導体スイッチ１６をＯＮする比率を増大させるように制御する。このような構成とすることにより、半導体スイッチ制御回路１２２は、最適なＯＮ／ＯＦＦ比率で半導体スイッチ１６のＯＮ／ＯＦＦ駆動をすることができる。半導体スイッチ１６をＯＮする比率が長くなると、リアクタ１３の電流が増加していき、結果として、負荷１８に大きい電力を供給することができる。
　次に、高調波発生部１０２から出力された高調波波形について詳述する。実施の形態１に用いられる高調波波形、つまり図２に示す波形は、電源高調波規制の国際規格のＩＥＣ６１０００－３－２　Ｃｌａｓｓ－Ａの値より導出される。図３は、電源高調波規制の国際規格において交流電圧実効値が２３０Ｖのときの許容電流の実効値である。電源高調波規制の国際規格に適合させるためには、図３に示すように、どの負荷状態でも３次高調波許容値を２．３Ａ以下、５次高調波許容値を１．１４Ａ以下、７次高調波許容値を０．７７Ａ以下・・・にする必要がある。この規定は４０次まで規定されており、次数が高くなるほど小さい値になる。
　実施の形態１で用いられる高調波波形は、これらの規定のうち奇数次分をすべて同一位相で開始する正弦関数として加算したものであり、式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、式（１）のｙは高調波波形を表し、θは交流電圧位相情報を表す。実施の形態１における高調波波形は、式（１）に表されるように、高調波波形の各次数の振幅を高調波規制の許容値と略等しくし、かつ基本波を正弦関数で表現した場合のゼロ位相でそれぞれがゼロ位相となる奇数次の正弦関数群の和としている。
　実施の形態１では、正弦波に高調波を加算することにより、平滑コンデンサ１４の電力リップルを小さくしている。一例として入力電力１．５ｋＷの正弦波に前述した式（１）で表される高調波を加算した場合について図４および図５を用いて詳述する。図４は、入力電力１．５ｋＷの正弦波のみで制御した場合の波形図であり、図５は、入力電力１．５ｋＷの正弦波に高調波を加算した場合の波形図である。それぞれの図において、（ａ）は交流電圧波形、（ｂ）は交流電流波形、（ｃ）は瞬時電力波形を示している。図４（ａ）と図５（ａ）に示す交流電圧波形は同じである。正弦波に高調波を加算すると、交流電流波形は図５（ｂ）で示すよう波形になる。そして、瞬時電力波形は、図５（ｃ）で示すような波形になる。
　このとき、交流電流の瞬時最大値は、図４（ｂ）に示す正弦波の交流電流波形と比べて約８４％に低下している。また、瞬時電力の最大値も、図４（ｃ）で示す正弦波の瞬時電力波形と比べて約７５％に低下している。この結果、正弦波に高調波を加算した場合、瞬時電力の瞬時最大値を小さくすることができるので、平滑コンデンサ１４において補償する電力リップルが少なくなり、平滑コンデンサ１４に小型のものを用いることができる。
　さらなる一例として、入力電力３ｋＷの正弦波に前述した式（１）で表される高調波を加算した場合について図６および図７を用いて詳述する。図６は、入力電力３ｋＷの正弦波のみで制御した場合の波形図であり、図７は、入力電力３ｋＷの正弦波に高調波を加算した場合の波形図である。それぞれの図において、（ａ）は交流電圧波形、（ｂ）は交流電流波形、（ｃ）は瞬時電力波形を示す。図６（ａ）と図７（ａ）に示す交流電圧波形は同じである。正弦波に高調波を加算すると、交流電流波形は図７（ｂ）で示すような波形になる。そして、瞬時電力波形は、図７（ｃ）で示すような波形になる。このとき、交流電流波形の最大値は、図６（ｂ）に示す正弦波の交流電流波形と比べて約８７％に低下している。また、瞬時電力の瞬時最大値も約８７％に低下している。この結果、入力電力３ｋＷの場合においても、前述した入力電力が１．５ｋＷのときと同様の効果が得られる。即ち、瞬時電力を小さくして電力リップルを小さくできるので、平滑コンデンサ１４を小型化することができる。
　本開示において、電力リップルを小さくして、平滑コンデンサ１４を小型化することができる原理について図８および図９を用いて詳述する。図８は、正弦波のみで制御した場合の波形図であり、図９は、交流電流波形を交流電圧波形の逆数波形にした場合の波形図である。それぞれの図において、（ａ）は交流電圧波形、（ｂ）は交流電流波形、（ｃ）は瞬時電力波形である。図８（ａ）と図９（ａ）に示す交流電圧波形は同じである。図８（ａ）に示す交流電圧波形と図８（ｂ）に示す交流電流波形の場合、図８（ｃ）に示すような瞬時の電力波形が得られる。図８（ｃ）に示すような瞬時の電力波形では、瞬時の電力が変動しているので、ＤＣリップルが発生している。したがって、瞬時の電力を一定にすれば、ＤＣリップルをゼロにすることができることがわかる。即ち、瞬時の電力を一定にするためには、図９（ｂ）に示すような交流電流波形が必要になる。しかしながら、この交流電流波形には、非常に大きな奇数次の高調波が含まれており、入力電力が約５７０Ｗ以上では、全ての次数で高調波規制値を超過する値になる。また、この高調波群は、基本波を正弦関数とした場合に、全ての奇数次の位相が、同じゼロ位相から開始する正弦関数である。以上のことから、ＤＣリップルを小さくして平滑コンデンサ１４を小型化し、かつ高調波規制に適合するためには、高調波規制値内の高調波を含有することが最良となる。
　また、入力電力が５７０Ｗよりも小さく、基本波が少ない場合には、前述した高調波規制の許容限度値の高調波を加算する必要がないので、入力電力が減少しているところでは、それに応じて高調波波形を減衰すればよい。即ち、減衰指令発生部１０８によって減衰指令を発生することにより、高調波波形を減衰させてもよい。さらに、基本波の振幅は、有効電力（入力電力）を反映しているので、有効電力の大きさは基本波の振幅情報により判断することができる。基本波の振幅情報は、図１における第１の補償部１０６の出力情報そのものであるので、第１の補償部１０６から得ることができ、新たな計算部などを必要とせず、回路効率が向上する。
　以上のように、本開示の実施の形態１においては、交流電源１２の交流電圧位相情報θを検出する位相検出部１０１を有し、交流電源の基本波形を正弦波としたときに、基本波のゼロ位相で各高調波成分もゼロ位相となる正弦波群であり、かつ高調波規制規格を上回らない振幅の奇数次の高調波信号を全て加算した高調波波形発生部１０２と、基本波である正弦波発生部１０４と、を具備している。正弦波波形発生部１０４の出力は、実際の直流電圧情報Ｖｄｃと所望の直流電圧情報Ｖｄｃ＊との偏差とに基づいて振幅調整される。そして、調整された振幅情報が所定の値以下の場合には、奇数次の高調波加算波形出力と所定値との比率で減衰させる減衰指令発生部１０８から高調波を減衰させる減衰指令が発生される。振幅調整された正弦波と減衰調整された奇数次の高調波加算波形出力とを加算した結果を電流指令情報としている。このため、電源高調波規制範囲内の電流を加算することにより、任意の負荷状態において、高調波規制に適合しつつ、平滑コンデンサ１４の小型化を実現することができる。
　また、一定以上の負荷状態（入力電力が約５７０Ｗ以上）では、高調波規制で許容される高調波電流の範囲において、平滑コンデンサ１４のリップルを完全に打ち消すことはできないため、許容される最大の高調波電流を加算した電流波形を与えることにより、高調波規制に適合しつつ、平滑コンデンサ１４を小型化する電流波形を常に得ることができる。
　また、一定値より負荷が小さい（入力電力が５７０Ｗより小さい）場合には、一定値に対する比率で、減衰指令発生部１０８から減衰指令が発生され、高調波規制で許容される限度値の高調波電流を減衰させる。これにより、負荷が小さい場合では、高調波規制で許容される限度値の高調波電流を加算しなくても、平滑コンデンサ１４を小型化できる。
　さらに、減衰指令発生部１０８において、負荷に応じて高調波を減衰する際、高調波成分は全て無効電力となるので、正弦波部分の振幅を調べることにより、有効電力を知ることができる。即ち、正弦波の振幅情報から有効電力（入力電力）を知ることができ、負荷を知ることができる。よって、負荷を検出するための新たな計算部などを必要としない。
　なお、本開示の実施の形態１において、回路構成を図１０および図１１に示す構成にしてもよい。図１０は、リアクタ１３を交流電源１２側に配置し、ダイオードブリッジの一部に半導体スイッチ１０１６ａ、１０１６ｂを備えた混合ブリッジ回路を有する回路構成である。図１１は、リアクタ１３を交流電源１２側に配置し、ダイオードブリッジの手前で、双方向の半導体スイッチ１１１６を短絡／開放させる回路構成である。図１０および図１１で示す回路構成の場合でも、本開示の実施の形態１における整流装置と同様の効果を得られることができる。さらに、図１０および図１１に示す回路構成では、素子数が少なく、回路効率がよいという効果を得ることができる。
　また、実施の形態１では、高調波波形の値は、高調波規制限度値をそのまま使用して説明しているが、これは電流の指令値であり、電流検出感度のばらつきや制御精度の不完全さを想定して高調波規制値より少ない値を使用して制御することについて、本開示の基本原理から容易に考えられることである。
（実施の形態２）
　本開示の実施の形態２では、交流電流波形をさらに改善するための方法について説明する。図１２は、本開示の実施の形態２における交流電流波形の改善前の波形図であり、図１３は交流電流波形の改善後の波形図である。それぞれの図において（ａ）は交流電圧、（ｂ）は交流電流指令、（ｃ）は交流電流指令の絶対値、（ｄ）は実際の交流電流の絶対値、（ｅ）は実際の交流電流である。なお、実施の形態２の全体の回路構成は、実施の形態１の回路構成と同じである。
　まず、交流電流波形の改善前の波形について説明する。図１２（ａ）に示す交流電圧位相情報θに応じて、図１２（ｂ）に示す高調波を含んだ交流電流指令が作成される。次に、この交流電流指令に対して、絶対値化部１１０により絶対値に変換することにより、図１２（ｃ）に示す交流電流指令の絶対値の波形が得られる。この波形に対して電流検出を行って電流制御を行う場合、電流制御を正確に行うことができない場合がある。
　特に、電流を検出して交流電流指令との差異によってフィードバック制御する場合、ゼロ度および１８０度の位相における急峻な波形の変化に対応できず、制御が遅れることが多い。例えば、図１２（ｄ）に示す実際の交流電流の絶対値の波形のように、ゼロ度および１８０度の位相では、少し遅れを含んで追従することになる。この波形を交流側で見ると、図１２（ｅ）に示す実際の交流電流波形のように、電圧位相がゼロ度および１８０度において、新たな歪みを有している波形になる。
　次に、実施の形態２における制御方法を用いて、交流電流波形を改善した波形について説明する。図１３（ａ）および図１３（ｂ）に示す波形は、それぞれ図１２（ａ）と図１２（ｂ）に示す波形と同じである。この歪みを改善する動作波形である交流電流指令の絶対値を図１３（ｃ）に示す。図１３（ｃ）の波形は、図１３（ｂ）に示す交流電流指令を絶対値に変換したものである。図１３（ｃ）の波形は、ゼロ度および１８０度の位相において、通常は交流電流指令の絶対値がゼロになるところをその前後の値で代用し、ゼロではない値にしている。前後の値とは、波形が急峻となる前で制御が遅れない程度の値であり、例えばゼロ度および１８０度の位相から２、３度前後の値である。このようにすることにより、位相が０度および１８０度の場合においても、交流電流指令の絶対値がゼロとならず、急峻な成分が少なくなることがわかる。交流電流指令に急峻な成分が少なくなることにより、図１３（ｄ）で示す波形のように実際の電流の追従性が向上する。この波形を交流側で見ると、図１３（ｅ）に示す実際の交流電流の波形のように、整流ダイオードブリッジ１１で正と負が自動的に切り替えられるため、交流側では電流が大きく変化できる。その結果、交流電流指令の波形に対する歪みが軽減される。
　上記のように、交流電圧位相がゼロ度および１８０度において、交流電流指令の絶対値をその位相の前後の値で代用することにより、電流のフィードバック制御系の追従性を上げることなく、新たな歪み発生が少なくなる交流電流波形を実現できる。
　以上のように、実施の形態２においては、交流電源１２を整流器１１で整流してから、リアクタ１３を介して短絡／開放することにより、リアクタを流れる電流は単一の極性になり、絶対値化した交流電流指令のゼロ位相および１８０度位相近傍の交流電流指令情報を非ゼロにする。これにより、整流後の電流が急激に変化できない特性を利用して、整流後の電流がゼロの値のまま、整流器を含んだ整流回路の動作により、交流電源側での極性切り替えが瞬時に実現され、ゼロ位相および１８０度位相での電流を急峻に切り替えることができる。これにより、実電流波形の精度を高めることができる。
　本開示に係る整流装置は、高調波規制に適合しつつ、任意の負荷状態で常に電力脈動が少なくなるよう動作するので、平滑コンデンサの小型化が可能になる。さらに、回路上での瞬時の最大電流も小さくなるので、その他の回路部品の小型化も可能になる。
　特に、インバータエアコンなどの空調装置のみならず、運転範囲幅の大きい直流負荷、例えば、多彩な調理方法を実現すべく、パワー調節幅の大きい電子レンジなどの加熱調理器にも適用することができる。
　１１　整流ダイオードブリッジ（整流器）
　１２　交流電源
　１３　リアクタ
　１４　平滑コンデンサ
　１６　半導体スイッチ
　１７　ダイオード
　１８　直流負荷
　２１　電流検出部
　２２　直流電圧検出部
　１０１　位相検出部
　１０２　高調波波形発生部
　１０３　第２の乗算部
　１０４　正弦波波形発生部
　１０５　第１の乗算部
　１０６　第１の補償部
　１０７　第１の比較器
　１０８　減衰指令発生部
　１０９　加算部
　１１０　絶対値化部
　１１１　第２の比較器
　１１２　第２の補償部
　１１３　パルス幅変調部
　１１９　制御回路
　１２０　正弦波波形情報形成部
　１２１　高調波波形情報形成部
　１２２　半導体スイッチ制御部
　１０１１ａ、１０１１ｂ　ダイオード
　１０１６ａ、１０１６ｂ　半導体スイッチ
　１０１７ａ、１０１７ｂ　ダイオード
　１０１９　制御回路
　１１１６　半導体スイッチ
　１１１７ａ、１１１７ｂ、１１１７ｃ、１１１７ｄ　ダイオード
　１１１９　制御回路

Claims (6)

  1. 　単相交流電源をリアクタを介して半導体スイッチで短絡せしめ、前記半導体スイッチを開放したときに、前記リアクタを流れる電流がダイオードを介して平滑部に流れ込むことにより前記単相交流電源の電流を制御する整流装置であって、
    　高調波規制限度値内の高調波電流波形と、前記整流装置に接続された直流負荷に応じて可変される正弦波電流波形の合計を指令情報として、前記単相交流電源の実際の電流情報との差異に基づいて前記半導体スイッチの短絡と開放の比率を調整するよう構成された整流装置。
  2. 　前記高調波電流波形は、各次数の振幅が、高調波規制限度値と略等しく、かつ、基本波を正弦関数で表現した場合のゼロ位相でそれぞれがゼロ位相になる奇数次の正弦関数群の和である、請求項１に記載の整流装置。
  3. 　前記正弦波電流波形の振幅が所定の値より小さい場合に、前記高調波電流波形を連動して減衰するよう構成された、請求項１または２に記載の整流装置。
  4. 　前記所定の値が略５７０Ｗに相当する電流値である、請求項３に記載の整流装置。
  5. 　単相交流電源を整流器で整流した後、前記リアクタを介して前記半導体スイッチで短絡せしめ、前記半導体スイッチの開放時に、前記リアクタを流れる電流が、前記ダイオードを介して、平滑部に流れ込むことにより前記単相交流電源の電流を制御する、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の整流装置であって、
    　前記単相交流電源の位相がゼロ度もしくは１８０度における電流指令値を、ゼロ度もしくは１８０度の前後の位相の電流指令値で置き換えて制御するよう構成された整流装置。
  6. 　請求項１乃至４のいずれか一項に記載の整流装置における制御方法であって、
    　単相交流電源を整流器で整流した後、前記リアクタを介して前記半導体スイッチで短絡せしめ、前記半導体スイッチの解放時に、前記リアクタを流れる電流が、前記ダイオードを介して、平滑部に流れ込むことにより前記単相交流電源の電流を制御すること、
    　前記単相交流電源の位相がゼロ度もしくは１８０度における電流指令値を、ゼロ度もしくは１８０度の前後の位相の電流指令値で置き換えること、
    　を備えた整流装置における制御方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160254742A1 (en) * 2015-02-27 2016-09-01 Det International Holding Limited PFC Current shaping

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9837893B2 (en) * 2013-07-31 2017-12-05 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Charge pump and switch control circuit
JP6163100B2 (ja) * 2013-12-27 2017-07-12 株式会社志賀機能水研究所 電力設備
DE102019120682A1 (de) * 2019-07-31 2021-02-04 Ebm-Papst Mulfingen Gmbh & Co. Kg Schaltung und Verfahren zur Reduktion netzseitiger Oberwellen im Eingangsstrom eines Diodengleichrichters

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6474060A (en) 1987-09-12 1989-03-20 Toshiba Corp Rectifier
JPH07322629A (ja) * 1994-05-27 1995-12-08 Meidensha Corp 順変換装置
JP2001045763A (ja) 1999-05-26 2001-02-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd コンバータ回路
JP2006271073A (ja) * 2005-03-23 2006-10-05 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 無停電電源装置及びその入力電流制御方法
JP2010263775A (ja) * 2009-04-08 2010-11-18 Panasonic Corp 直流電源装置およびインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000115999A (ja) * 1998-09-30 2000-04-21 Sanken Electric Co Ltd 直流電源装置
CN101331671B (zh) * 2005-12-12 2012-06-06 株式会社千代田 高频调制/解调多相整流装置
US8102165B2 (en) * 2008-07-17 2012-01-24 Fsp Technology Inc. Means of eliminating electrolytic capacitor as the energy storage component in the single phase AD/DC two-stage converter
CN101931233A (zh) * 2009-12-17 2010-12-29 王家强 串联滤波器及低谐波整流器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6474060A (en) 1987-09-12 1989-03-20 Toshiba Corp Rectifier
JPH07322629A (ja) * 1994-05-27 1995-12-08 Meidensha Corp 順変換装置
JP2001045763A (ja) 1999-05-26 2001-02-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd コンバータ回路
JP2006271073A (ja) * 2005-03-23 2006-10-05 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 無停電電源装置及びその入力電流制御方法
JP2010263775A (ja) * 2009-04-08 2010-11-18 Panasonic Corp 直流電源装置およびインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160254742A1 (en) * 2015-02-27 2016-09-01 Det International Holding Limited PFC Current shaping
US10128742B2 (en) * 2015-02-27 2018-11-13 Det International Holding Limited Reference signal for a current regulator

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