CN101753491A - 一种多入多出正交频分复用***的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多入多出空间复用***的信道估计方法，该方法首先在频域中利用最小二乘估计方法得到初步的信道系数，通过傅立叶反变换将该初步的信道系数变换到时域，并引入信道冲激响应的有效抽头的概念，以信道冲激响应在循环前导范围之外的最大值作为判决条件，然后寻找有效抽头范围，并将有效抽头范围以外的部分通过在时域补零的方法滤除噪声干扰，再将其转换到频域，以数据载波的最小二乘估计信道系数进行替换，通过迭代插值的方法，恢复零子载波的信道系数，并最终得到接近于真实信道系数的信道估计。本发明充分利用了无线宽带通信***信道响应的时域特性，采用噪声抑制的方法对传统信道估计方法进行改进，消除了噪声对信道估计器的影响。

Description

一种多入多出正交频分复用***的信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线宽带通信技术领域，特别是涉及一种应用于无线局域网(WLAN，Wireless Local Area LAN)的多入多出正交频分复用***的信道估计方法。

背景技术

随着高速无线传输时代的来临，宽带无线接入已经成为宽带接入和移动通信领域向未来演化的主体方向之一。研究新型宽带无线接入技术，对于宽带无线通信实现更高稳定性和更高数据传输速率，满足从语音到多媒体的多种综合业务需求具有极其重要的意义。

多入多出(Multiple-Input Multiple-Output，MIMO)技术与正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术的联合应用为改进和提高WLAN无线宽带通信***的吞吐量、传输距离和可靠性提供了解决方案。建立在MIMO-OFDM技术基础之上的IEEE 802.11物理层新标准802.11n，能够将WLAN的传输速率将起码提高一倍，达108Mbps，并且随着收发部件的增加，传输速率还可以不断增加，能够支持包括视频在内的海量数据传输及应用。

MIMO-OFDM技术是通过在OFDM传输***中采用阵列天线实现空间分集，提高了信号质量，是联合MIMO和OFDM而得到的一种新技术。它利用了时间、频率和空间三种分集技术，使无线***对噪声、干扰、多径的容限大大增加。但是MIMO-OFDM的***设计复杂度和技术难度也大大增加。

MIMO-OFDM是一种能够提高速率和增大***容量的技术。在MIMO-OFDM***中，信道估计技术对传输性能的影响至关重要，是提升***整体性能的关键模块。为了提高速率，接收端需要获得精确的信道状态信息。然而对于MIMO***，不同的信号同时从不同的天线发射出去，接收的信号是这些信号的线性迭加，***需要所有发射和接收天线对之间的信道系数，才能够得到正确的接收数据，信道系数的信息量和计算复杂度都大大增加，这就给信道估计带来了困难。

MIMO-OFDM***的信道估计方法主要可分为频域估计和时域估计两种，而根据具体的实现方法又可分为基于训练序列的估计方法、盲估计方法和半盲估计方法三种。盲估计方法和半盲估计方法往往需要大量的统计数据，因而在现实***中不太适用，现实***中主要应用基于训练序列的估计方法。目前，基于训练序列的估计方法主要有以下几种：

1.最小二乘估计方法

最小二乘(LS，Least-Square)信道估计是从最小平方的意义上得到的信道估计器。LS估计器在实现时最为简单，不需要很复杂的计算，但是他的估计均方误差(MSE，Mean Square Error)较高，性能较差。

2.最小均方误差估计方法

最小均方误差(MMSE，Minimum Mean Square Error)信道估计器在实际应用当中性能较好，但是存在弱点，就是计算相当复杂，阻碍了它的应用。

3.最小均方信道估计方法

利用最小均方(LMS，Least Mean Square)自适应算法可实现基于训练序列的时域信道估计，LMS算法是一种基于MMSE准则的自适应滤波算法，应用于信道估计可充分利用信道的前后相关性，减少噪声对信道估计性能的影响。

4.基于内插的信道估计

在已获得导频所在位置的信道响应的基础上，通过一维或二维的内插方式获得对完整信道响应的估计。目前比较流行的内插算法包括：维纳滤波算法、线性内插、高斯内插、Cubic内插、拉格朗日内插等。

5.基于离散傅立叶变换的信道估计

利用在信号处理过程中，在时域补零等效于在频域进行滤波的原理来恢复出信道的频率响应。离散傅立叶变换(DFT，Discrete Fourier Transform)信道估计方法在计算复杂度相对较低的情况下，可以实现比较高的信道估计性能，比较适合于MIMO-OFDM***在实际中的应用。

一个N_tx发射N_rx接收的MIMO-OFDM WLAN无线通信***可以表述为：Y＝HS+V，Y表示在N_rx根接收端天线上收到的信号向量，S表示N_tx层发射数据向量，H表示N_rx×N_tx维信道系数矩阵：

V是环境产生的噪声向量。

对MIMO-OFDM无线通信***，信道矩阵H中的元素H_ij(i＝1...N_rx，j＝1...N_tx)是一个以OFDM的载波数N为维数的向量H_ij＝[c¹ _ij...c^N _ij]，代表N个子载波上的信道频域响应(CFR，Channel Frequency Response)，也叫信道系数。例如对一个采用64载波的2发2收的WLAN***：

$H=\left[\begin{array}{cc}{H}_{11}& H_{12}\\ H_{21}& H_{22}\end{array}\right]$

其中，H_ij＝[c_ij ¹，...c_ij ⁶⁴]，(i＝1，2；j＝1，2)。对于任一H_ij，在时域中表现为一个L抽头(Tap)的信道冲激响应(CIR，Channel Impulse Response)，可以用下式表示。

$h(t,\mathrm{\τ})=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)$

如果我们将用LS方法得到的信道频域响应

用傅立叶反变换(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transform)的方法变换到时域，即可得到：

${\hat{h}}_{\mathrm{LS}}\left[n\right]={\mathrm{IFFT}}_N\left\{{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\right[k\left]\right\}$

$=h\left[n\right]+w\left[n\right]$

由上式可知，在时域里，

是真实信道冲激响应h[n]和环境噪声w[n]的线性叠加。根据在时域补零等效于在频域中滤波的原理，我们可以在

中将w[n]置零的方式滤除噪声。如图1所示，在时域中，CIR的能量集中在前面的L个抽头中，剩下的部分是噪声。保留

中前L个抽头的数值，将其余的均置0可以得到最接近于真实信道的信道系数。因此精确地确定L的抽头数，对信道估计的影响具有非常重要的意义。

在使用OFDM技术进行多载波通信的WLAN***中，发射端发射的每一个符号之前会附加一段循环前缀(Cyclic Prefix，CP)，可以有效地消除符号间干扰和子载波间干扰。一般情况下，信道长度L＜CP，所以，常规DFT信道估计方法，常以CP为界来滤除噪声，但是这种方法往往保留较多的噪声无法消除，从而降低信道估计的性能，尤其是在L远小于CP的时候。利用CP为界来滤除噪声的另外一个弊端是，会使信道估计性能出现均方误差的“地板”效应(MSE Floor Effect)，在信噪比高于一定数值后，信道估计的误差不再随信噪比的提高而减小，而是保持在一个较为恒定的水平。

另一方面，在应用MIMO-OFDM技术的实际WLAN无线通信***中，为避免相邻信道的干扰等问题，不是所有的载波都会用来传输数据，而会保留一部分载波。例如，在802.11n***中，20MHz带宽传输模式下，64个子载波中只有56个实用的子载波(包括导频子载波在内)，其余的被保留为‘零’子载波。在这种情况下，信道响应的DFT变换会发生能量泄露，而极大地降低信道估计性能。

在MIMO-OFDM***中，发射端的多个天线需要发送多个相互正交的训练符号。在接收端，基于收到的训练符号与本地序列，通过LS的方法可以得到整个***的信道系数矩阵H的估计值H_LS，每一发射接收天线对之间的信道系数都可以通过本发明方法得到初步信道估计。

发明内容

(一)要解决的技术问题

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种多入多出空间复用***的信道估计方法，以充分利用无线宽带通信***信道响应的时域特性，采用噪声抑制的方法对WLAN***的传统信道估计方法进行改进，消除噪声对信道估计器的性能影响，提高MIMO-OFDM WLAN无线通信***的整体性能。

(二)技术方案

为达到上述目的，本发明提供了一种多入多出空间复用***的信道估计方法，该方法首先在频域中利用最小二乘估计方法得到初步的信道系数，通过傅立叶反变换将该初步的信道系数变换到时域，并引入信道冲激响应的有效抽头的概念，以信道冲激响应在循环前导范围之外的最大值作为判决条件，然后寻找有效抽头范围，并将有效抽头范围以外的部分通过在时域补零的方法滤除噪声干扰，再将其转换到频域，以数据载波的最小二乘估计信道系数进行替换，通过迭代插值的方法，恢复零子载波的信道系数，并最终得到接近于真实信道系数的信道估计。

上述方案中，该方法具体包括以下步骤：

步骤1：通过常规最小二乘估计方法得到各收发天线间的信道参数估计值；

步骤2：采用快速傅立叶反变换，得到时域信道冲激响应：

步骤3：计算信道冲激响应在循环前导范围之外的最大值，并将该最大值作为判决条件来区分信道冲激响应的有效抽头；

步骤4：从循环前导的位置开始，直到遇到有效抽头为止，采用迭代的方式，循环进行在频域中插值和在时域中补零；

步骤5：当信道冲激响应值达到步骤3的判决条件时，则认为已经找到信道冲激响应的有效抽头的范围，停止迭代，将最后一次补零后的时域信道冲激响应转换到频域；

步骤6：得到最终的信道估计系数。

上述方案中，所述信道冲激响应的有效抽头是那些对信道估计特性具有显著影响的冲激响应抽头。

上述方案中，所述将有效抽头范围以外的部分通过在时域补零的方法滤除噪声干扰，是在时域中将除有效抽头以外的部分补零以滤除噪声干扰。

上述方案中，该方法在信道估计的过程中，通过多次迭代插值，恢复零载波的信道系数。

上述方案中，所述在进行迭代插值的过程中，用数据子载波的最小二乘信道系数替换滤波后的信道系数。

(三)有益效果

从上述技术方案可以看出，本发明提供的这种多入多出空间复用***的信道估计方法与现有技术相比，具有以下优点：

1、本发明提供的多入多出空间复用***的信道估计方法，根据信道冲激响应有效抽头的范围进行滤除噪声，比以CP为界滤波性能更优，也不需要单独计算信道长度。

2、本发明提供的多入多出空间复用***的信道估计方法，通过迭代插值的方法，有效恢复了‘零’子载波的信道响应，防止了因为存在‘零’子载波而造成DFT/IDFT变换中的能量泄露。

3、本发明提供的多入多出空间复用***的信道估计方法，可以消除信道估计的MSE“地板”效应，显著改善了信道估计的性能。

4、本发明提供的多入多出空间复用***的信道估计方法，判断有效抽头范围具有一定的自适应性，可以根据信道的自身特性，自动调整迭代插值的次数。

5、本发明提供的多入多出空间复用***的信道估计方法，可以应用在多类需要利用MIMO-OFDM技术进行无线宽带数据发送/接收的场合，例如符合IEEE802.11a/g/n标准的WLAN，符合IEEE802.16d/e标准的微波存取全球互通(WiMAX，Worldwide Interoperability for Microwave Access)等。

附图说明

为进一步说明本发明的具体技术内容，以下结合实施例及附图详细说明如后，其中：

图1为时域信道冲激响应的示意图；

图2为2发2收WLAN***的框图；

图3为IEEE802.11n混合模式的帧结构；

图4为本发明提供的多入多出空间复用***的信道估计的方法流程图；

图5为依照本发明实施例2发2收WLAN***的真实信道系数H和最小二乘估计H_LS，以及通过本发明得到的信道估计；

图6为依照本发明实施例2发2收WLAN***使用本发明方法在三种典型信道(5抽头，8抽头，12抽头)情况下的MSE性能，以及与最小二乘方法和常规DFT方法的对比。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

请参阅图4所示，图4为本发明提供的多入多出空间复用***的信道估计的方法流程图，该方法包括如下步骤：

步骤1：通过常规LS估计的方法的到各收发天线对之间的信道参数估计值H_LS；

步骤2：采用快速傅立叶反变换：

h_LS＝IFFT(H_LS)；

步骤3：计算信道冲激响应在循环前导范围之外的最大值，并将该最大值作为判决条件来区分信道冲激响应的有效抽头：

$E_{\max }=\mathrm{Max}\left({\left|h_{\mathrm{LS}}^j\right|}^2\right),(\mathrm{CP}<j\&le;N)$

步骤4：从CP的结尾处向前开始迭代过程；

i＝CP，h′＝h_LS；

步骤5：在一个小的窗口范围内计算h′的能量均值：

$E_i=\left(\underset{j=i-2}{\overset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{h_j}^{\&prime;}\right|}^2\right)/3,$

(此处窗口大小取3，可根据实际情况调整)；

步骤6：如果(E_i＜E_max)，则进行以下补零操作：

否则，已找到有效抽头，结束迭代，转到步骤10；

步骤7：将h_windowed变换到频域：

H_windowed＝FFT{h_windowed}

步骤8：用LS信道估计值替换相应子载波信道系数

${H^{\&prime;}}_{\mathrm{windowed}}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}\left[k\right],k\&NotElement;V\\ H_{\mathrm{windowed}}\left[k\right],k\&Element;V\end{array}\right.$

其中‘V’代表‘零’子载波(Null sub-carriers)；

步骤9：

h′＝IFFT{H′_windowed}

i＝i-1，转到步骤5；

步骤10：至此，我们得到有效抽头的长度＝i，同时得到了最终的信道系数估计：

$\hat{H}=H_{\mathrm{windowed}};$

本发明提供的多入多出正交频分复用***的信道估计方法，对不同发送接收天线对之间的信道估计是采用以上步骤独立进行的，在具体实现时，可以考虑逐个进行，或者并行同时进行，具体可根据硬件资源决定。

实施例

下面结合实施例和附图进一步阐述本发明：

在本实施例中，以20MHz带宽的2发2收WLAN***为例，子载波数N＝64，CP＝16，发射数据的帧结构如图3所示；信道系数为四个一维向量[H₁₁，H₂₁，H₁₂，H₂₂]，我们以H₁₁为例采用本发明方法进行信道估计：

步骤1：通过常规LS估计的方法的到各收发天线对之间的信道参数估计值H₁₁ ^LS；

$H_{11}^{\mathrm{LS}}=\left[\begin{array}{ccccc}0& 0& 0& 0& 0.021304+0.00738344i\end{array}\right.$

$\begin{array}{ccc}0.092918-0.039402i& 0.061958-0.020777i& 0.057491-0.17426i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}-1.8429e-005-0.16476i& -0.065331-0.19724i& -0.14991-0.20742i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}-0.2203-0.14147i& -0.24516-0.006726i& -0.31215+0.085411i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}-0.25485+0.22414i& -0.14701+0.25286i& -0.12634+0.33989i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}0.064607+0.31345i& 0.15426+0.31201i& 0.22727+0.21165i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}0.34223+0.11542i& 0.38869+0.054326i& 0.40359-0.076367i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}0.40473-0.21636i& 0.24791-0.37226i& 0.095662-0.44688i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}-0.049812-0.46758i& -0.24157-0.39279i& 0.34932-0.30418i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}-0.43979-0.1382i& 0.43284-0.013309i& -0.39314+0.22091i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}0& -0.22257+0.32358i& -0.085894+0.36754i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}0.13703+0.33042i& 0.17565+0.30412i& 0.22496+0.18971i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}0.25532+0.14989i& 0.2711+0.012513i& 0.29896-0.066915i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}0.244-0.10586i& 0.13732-0.16911i& 0.15673-0.20893i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}0.0085232-0.20878i& 0.00015806-0.23302i& 0.035564-0.25989i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}-0.16222-0.20328i& -0.20931-0.13254i& -0.21046-0.1181i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}-0.19099-0.072569i& -0.28035+0.03419i& -0.21995+0.074615i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}-0.21014+0.178i& -0.076165+0.26929i& -0.019769+0.21478i\end{array}$

$\begin{array}{ccc}0.07022+0.2126i& 0.1038+0.2129i& 0.15991+0.10085i\end{array}$

$\left.\begin{array}{ccccc}0.19948+0.047538i& 0.19361+0.002827i& 0& 0& 0\end{array}\right];$

步骤2：采用快速傅立叶反变换：

$h_{\mathrm{LS}}=\mathrm{IFFT}\left(H_{11}^{\mathrm{LS}}\right);$

步骤3：计算信道冲激响应在循环前导范围之外的最大值，并将该最大值作为判决条件来区分信道冲激响应的有效抽头：

$E_{\max }=\mathrm{Max}\left({\left|h_{\mathrm{LS}}^j\right|}^2\right),(16<j\&le;64)$

$=2.2340e-004;$

步骤4：令i＝16，h′＝h_LS；

步骤5：在一个小的窗口范围内计算h′的能量均值：

$E_i=\left(\underset{j=i-2}{\overset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{h_j}^{\&prime;}\right|}^2\right)/3$

步骤6：如果(E_i＜E_max)，则进行以下补零操作：

否则，找到有效抽头，结束迭代，转到步骤10；

步骤7：将h_windowed变换到频域：

H_windowed＝FFT{h_windowed}

步骤8：用LS信道估计值替换相应子载波信道系数

${H^{\&prime;}}_{\mathrm{windowed}}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}\left[k\right],k\&NotElement;V\\ H_{\mathrm{windowed}}\left[k\right],k\&Element;V\end{array}\right.$

其中‘V’代表‘零’子载波(Null sub-carries)；

步骤9：h′＝IFFT{H′_windowed}

i＝i-1，转到步骤5；

步骤10：此时i＝10，我们得到有效抽头的长度＝10，同时得到了最终的信道系数估计：

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种多入多出空间复用***的信道估计方法，其特征在于，该方法首先在频域中利用最小二乘估计方法得到初步的信道系数，通过傅立叶反变换将该初步的信道系数变换到时域，并引入信道冲激响应的有效抽头的概念，以信道冲激响应在循环前导范围之外的最大值作为判决条件，然后寻找有效抽头范围，并将有效抽头范围以外的部分通过在时域补零的方法滤除噪声干扰，再将其转换到频域，以数据载波的最小二乘估计信道系数进行替换，通过迭代插值的方法，恢复零子载波的信道系数，并最终得到接近于真实信道系数的信道估计。

2.根据权利要求1所述的多入多出空间复用***的信道估计方法，其特征在于，该方法具体包括以下步骤：

步骤1：通过常规最小二乘估计方法得到各收发天线间的信道参数估计值；

步骤2：采用快速傅立叶反变换，得到时域信道冲激响应：

步骤3：计算信道冲激响应在循环前导范围之外的最大值，并将该最大值作为判决条件来区分信道冲激响应的有效抽头；

步骤4：从循环前导的位置开始，直到遇到有效抽头为止，采用迭代的方式，循环进行在频域中插值和在时域中补零；

步骤5：当信道冲激响应值达到步骤3的判决条件时，则认为已经找到信道冲激响应的有效抽头的范围，停止迭代，将最后一次补零后的时域信道冲激响应转换到频域；

步骤6：得到最终的信道估计系数。

3.根据权利要求1或2所述的多入多出空间复用***的信道估计方法，其特征在于，所述信道冲激响应的有效抽头是那些对信道估计特性具有显著影响的冲激响应抽头。

4.根据权利要求1或2所述的多入多出空间复用***的信道估计方法，其特征在于，所述将有效抽头范围以外的部分通过在时域补零的方法滤除噪声干扰，是在时域中将除有效抽头以外的部分补零以滤除噪声干扰。

5.根据权利要求1或2所述的多入多出空间复用***的信道估计方法，其特征在于，该方法在信道估计的过程中，通过多次迭代插值，恢复零载波的信道系数。

6.根据权利要求5所述的多入多出空间复用***的信道估计方法，其特征在于，所述在进行迭代插值的过程中，用数据子载波的最小二乘信道系数替换滤波后的信道系数。

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