CN103856123A - 用于获取同步机的转子角的控制机构和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于获取同步机的转子角的控制机构和方法。具有以下步骤：根据有待馈入同步机中的电压产生大量用于向同步机馈电的逆变器的相位的脉宽调制操控信号；将第一相位差运用到脉宽调制的操控信号中的一个或多个上，使逆变器的相应切换状态的持续时间延长，以产生用于逆变器相位的第一切换模式，在逆变器的相应切换状态中输出有源的电压空间矢量；将第二相位差运用到操控信号中的一个或多个上，以产生用于逆变器相位的第二切换模式；选择第一和第二切换模式中的一个或多个，用于操控逆变器；在用所选切换模式操控逆变器的过程中获取同步机星形汇接点中的一个或者多个星形汇接点电位并根据获取的星形汇接点电位计算同步机的转子角。

Description

用于获取同步机的转子角的控制机构和方法

技术领域

本发明涉及用于尤其在用电运行的机动车的电气的驱动***的同步机的转速较低时获取同步机的转子角的一种控制机构以及一种方法。

背景技术

事实表明，在将来不仅在固定的应用方案比如风力发电设备或者太阳能设备中而且在机动车比如混合动力车或者电动机中都越来越多地使用电子的***，所述电子的***将新颖的蓄能技术与电的驱动技术组合起来。

在对比如用电运行的机动车的电气的驱动***中的同步机进行调节时，对所述同步机的转子相对于定子的相对位置的了解起到中心的作用。为了用同步机提供所要求的转矩，在所述电机的定子中产生旋转电场，所述旋转电场与所述转子同步旋转。为了产生这种场，需要所述转子的当前的角度，以进行调节。

一种用于确定转子角的可行方案在于，在所述同步机中的不同的相电流情况中测量所述同步机的星形汇接点中的电压，用于从中推断出当前的转子角。

比如公开文献WO 2009/136381 A2公开了一种用于确定同步机的转子角的方法，对于该同步机来说通过脉宽调制的相操控的节拍模式（Taktmuster）的移动来对用于测量星形汇接点中的电压的测量周期进行优化。

公开文献DE 697 01 762 T2公开了一种用于异步电动机的变频器，该变频器为了在所述电动机的转速较小时获取相电流而通过平均等效的输出电压空间矢量的总和来取代空间矢量调制的PWM控制信号的单个的输出电压空间矢量，用于提高用于相电流的测量持续时间。

公开文献US 2004/0195995 A1公开了一种用来对用于同步机的倒相器进行操控的空间矢量调制方法，对于该方法来说通过PWM操控信号的有针对性的延长来对PWM操控周期进行调整，用于对转子位置测定情况进行优化。

Vdf Hochschulverlag AG（Vdf 高校出版社股份公司）的Jenny F、Wüest D的1995年第152-167页的章节“Steuerverfahren für selbstgeführte Stromrichter（用于自引导的整流器的控制方法）”公开了关于用于进行三相的电压发生的空间矢量调制方法的基本考虑。

发明内容

本发明按照一个方面提供一种用于获取同步机的转子角的方法，该方法具有以下步骤：根据有待馈入到所述同步机中的电压来产生大量的用于向所述同步机馈电的逆变器的相位的脉宽调制的操控信号；将第一相位差运用到所述大量的脉宽调制的操控信号中的一个或者多个脉宽调制的操控信号上，使得所述逆变器的相应的切换状态的持续时间得到了延长，用于产生用于所述逆变器的相位的第一切换模式，其中在所述逆变器的相应的切换状态中输出有源的（aktiv）电压空间矢量；将第二相位差运用到所述大量的脉宽调制的操控信号中的一个或者多个脉宽调制的操控信号上，用于产生用于所述逆变器的相位的第二切换模式；选择所述第一和第二切换模式中的一个或者多个切换模式，用于操控所述逆变器；在用所选择的切换模式来操控所述逆变器的过程中获取所述同步机的星形汇接点中的一个或者多个星形汇接点电位，并且根据所获取的星形汇接点电位来计算所述同步机的转子角。

本发明按照另一个方面提供一种用于获取同步机的转子角的控制机构，其中该控制机构设计用于实施按本发明的一个方面所述的方法。

按照另一个方面，本发明提供一种电气的驱动***，该电气的驱动***具有按本发明的控制机构、与所述控制机构相耦合的同步机以及逆变器，所述逆变器与所述控制机构及所述同步机相耦合并且所述逆变器设计用于提供用于所述同步机的供电电压，其中所述控制机构设计用于根据所获取的转子角来操控所述逆变器。

本发明的构思是，尤其在转速较低时在无传感器的情况下为同步机实施转子角测定。在此如此对既存的脉宽调制的操控（PWM操控）进行调整，从而取代在一个PWM脉冲周期之内使用用于各个定子相位的中心定位的PWM操控信号的做法使所述PWM操控信号的各个PWM操控信号相对于其余的PWM操控信号以时间上的偏差为幅度进行移动。通过对于有待在时间上移动的PWM操控信号的以及相应的移动的方向的不同的选择，可以产生大量的偏差节拍模式（Versatztaktmuster）。这些偏差节拍模式而后可以为每个PWM操控周期周期性或者任意地更换（durchtauschen）。

这种处理方式的显著的优点在于，不必将额外的电压脉冲或者电流脉冲馈入到所述同步机中，用于确定转子角。换而言之，可以以有利的方式如此调整本来用于对所述同步机进行操控的PWM操控模式，从而可以在所述同步机的连续的运行的过程中确定转子角。在转速较低时零电压空间矢量的使用频率相对于有源的电压空间矢量的比例特别高，尤其在转速较低时所述按本发明的处理方式可以显著提高相应的持续时间，在所述相应的持续时间里适合于确定转子角的电压空间矢量加载在所述同步机的星形汇接点上。

此外，相对于已知的无传感器的方法，所述转子角确定方法的稳健性和可靠性显著得到了改进。这比如能够将所述转子角确定方法用在具有电气的驱动***的量产车辆中。

此外存在着这样的优点，即在确定程序的运行过程中没有通过测试电压脉冲产生额外的激励，这在运行过程中改进了所述同步机的运转平稳性。

按照所述按本发明的方法的一种实施方式，所述同步机可以包括凸极电机或者隐极电机。凸极电机以有利的方式沿着纵向方向和横向方向也就是说沿着d轴或者说q轴具有不同的电感。

按照所述按本发明的方法的一种实施方式，对于转子角的计算可以根据所获取的星形汇接点电位的差值来进行。由此可以更好地考虑到干扰、暂时的波动以及测量误差。

按照所述按本发明的方法的另一种实施方式，可以以交替的顺序来选择所述第一和第二切换模式，用于操控所述逆变器。

按照所述按本发明的方法的另一种实施方式，所述方法此外包括以下步骤：将第三相位差运用到所述大量的脉宽调制的操控信号中的一个或者多个脉宽调制的操控信号上，用于产生用于所述逆变器的相位的第三切换模式；并且选择所述第一、第二和第三切换模式中的一个或者多个切换模式，用于操控所述逆变器。

按照所述按本发明的方法的另一种实施方式，可以以周期性的顺序来选择所述第一、第二和第三切换模式，用于操控所述逆变器。

按照所述按本发明的方法的另一种实施方式，可以关于所述脉宽调制的操控信号交替地选择所述第一、第二和第三切换模式，用于操控所述逆变器。

附图说明

本发明的实施方式的其它特征和优点从以下参照附图所作的说明中获得。附图示出如下：

图1是具有按本发明的一种实施方式的同步机的电气的驱动***的示意图；

图2是按本发明的另一种实施方式的、用于同步机的电感与转子角的角度相关性的示意性的参数图表；

图3是用于对于按本发明的另一种实施方式的三路的同步机的操控的示意性的空间矢量图表；

图4是用于同步机的示范性的PWM操控信号的示意性的图表；

图5是用于按本发明的另一种实施方式的同步机的示范性的PWM操控信号的示意性的图表；并且

图6是一种用于确定按本发明的另一种实施方式的同步机的转子角的方法的示意图。

具体实施方式

一般来说，相同的附图标记表示同类的或者起相同作用的组件。在附图中示出的示意性的信号曲线及参数曲线仅仅具有示范性的特性，出于简明的原因而理想化地描绘出所述信号曲线及参数曲线。不言而喻，在实际上由于有偏差的边缘条件而可能产生有偏差的信号曲线及参数曲线，并且所示出的信号曲线和参数曲线仅仅用于说明本发明的原理以及功能的方面。

本发明意义上的同步机是一种电机，对于这种电机来说恒定地磁化的转动件或者转子同步地由环抱着的定片或定子中的取决于时间的旋转磁场通过磁性的相互作用来驱动，使得所述转子执行与所述定子中的电压比同步的运动，也就是说，所述转速通过极偶数关联定子电压的频率。本发明的意义上的同步机比如可以是交流电-同步机，所述交流电-同步机比如可以构造为拥有一个转子和一个定子的外极电机或者内极电机。此外，本发明意义上的同步机可以包括凸极电机或者隐极电机。隐极电机拥有转子的不取决于轴的电感，而凸极电机则具有优秀的极轴，也称为d轴，由于较小的气隙沿着所述极轴的方向主电感比沿着极隙也称为q轴的方向大。下面提到的方法和控制机构原则上同样可以用于隐极电机和凸极电机，除非下面明确参照对于同步机类型的不同的探讨内容。

图1示出了具有同步机101的电气的驱动***100的示意图，可以向所述同步机101中馈入三相的交流电。在此，通过构造为脉冲逆变器102的形式的变流器来将由直流中间电路103提供的直流电压逆变为三相的交流电压。所述直流电压中间电路103由一条由串联的电池模块105构成的支路104来馈电。为了能够满足为相应的应用方案给定的针对功率和能量的要求，经常在牵引用蓄电池104中将多个电池模块105串联。

所述电机101比如可以是同步机101，该同步机拥有定子电感L₁、L₂和L₃。所述同步机101示范性地是三相的同步机。但是原则上也可以为所述同步机设置其它数目的相位。在此，对于所述电气的驱动***中的同步机101的调节起到中心的作用。为了用同步机提供所要求的转矩，在所述电机的定子中产生旋转电场，所述旋转电场与所述转子同步旋转。为了产生这种场，需要所述转子的当前的角度，以进行所述调节。

因此，所述电气的驱动***100包括控制机构10，该控制机构与所述同步机101相耦合并且该控制机构设计用于操控所述同步机101或者说对其运行进行调节。所述控制机构10为了这种操控或者说调节而采用所述同步机101的转子的、关于该同步机101的定子的、取决于时间的转子角。在此所述控制机构10可以获取所述同步机101的电气的工作参数。比如所述控制机构10可以设计用于在所述同步机101的星形汇接点106上获取电压。为了获取所述星形汇接点电压，所述控制机构10比如可以连接在所述同步机101的星形汇接点接头上，用于相对于正的或者负的基准电位来确定所述星形汇接点电压。也可以从三个星形连接的同类的电阻中获取对并联的网络的星形汇接点的星形汇接点电压。

此外，所述控制机构10可以具有观测机构11，借助于该观测机构可以对所述星形汇接点106上的所获取的星形汇接点电压继续进行处理。所述观测机构11为了支持角度观测比如可以具有卡尔曼Kalman观测器、Luenberger观测器、Hautus观测器或者Gilbert观测器。所述观测机构11可以从所获取到的星形汇接点电压中产生用于所述脉冲逆变器102的操控信号。为此，所述观测机构1可以设计用于实施Clarke变换（Clarke-Transformation），用于从所述获取的电压值中计算转子角。

关于图2到5要解释，所述控制机构10以何种方式并且在考虑到哪些关联的情况下尤其在同步机101的转速较低时获取所述同步机101的转子角β。在此，所述控制机构10尤其可以实施关于图6所解释的方法20。

永久磁体励磁激励的同步机的纵向电流I_d和横向电流I_q在取决于沿着极轴方向的转子电感L_d和沿着极隙方向的转子电感L_q以及所加载的电压U_d或者说U_q的情况下表现如下：

这一点在使用所述同步机的转子的角速度ω_e、所述有效电阻R以及所述磁极转子电压u_p时适用。除此以外认为，不在饱和中运行所述极靴，也就是说，电流与磁通量之间的关系是线性的关系并且相应的电感不取决于电流强度。

图2示出了电感与转子角β的角度相关性L（β）的示意图。纵向电感与横向电感L_d或者说L_q相应地在出现取决于角度的电感的极值时出现。所述转子角β是由q轴与主定子轴线围成的角度。所述转子角β在此在转子完整地旋转一圈也就是360°的范围内绘出。在此仅仅示范性地将0°的基准角设定到负的q轴方向上。因此也可以设想，将所述转子角β设定到其它的基准角上。

因此，在所述同步机的星形汇接点中根据加载在各个相位上的电压U、V和W分别产生取决于定子电感L₁、L₂和L₃的星形汇接点电压U_S：

其中适用a=L₁L₂、b=L₁L₃并且c=L₂L₃。下面为了简便起见用二进制的三位数的代码来缩写所述脉冲逆变器的不同的切换状态。比如切换状态“100”意味着，所述相位U转换到正的电池电位上，而所述相位V和W则转换到负的电池电位上。切换状态“011”比如意味着，所述相位U转换到负的电池电位上，而所述相位V和W则转换到正的电池电位上。由此对于三相的***来说产生六种有源的切换状态，也就是相应的切换状态，对于所述相应的切换状态来说激活了不等于零的电压空间矢量。同样产生两种无源的（passiv）切换状态，也就是另外的切换状态，在这些切换状态中激活了零电压空间矢量。

对于所述切换状态001、010和100来说，可以相应地获取三个不同的星形汇接点电压，从这三个不同的星形汇接点电压中可以通过上面表明的关系在线性的方程组中计算用于定子电感L₁、L₂和L₃的数值。为了降低由于所感生的电压和有效通电引起的干扰，也可以有利地形成所述星形汇接点电压之间的差值，用于计算定子电感L₁、L₂和L₃。也可以以相同的方式将所述有源的切换状态011、101和110用于计算所述定子电感L₁、L₂和L₃。

作为替代方案，对于星形汇接点电压的测量也可以作为从三个电阻中对所述星形汇接点与一个并联的星形汇接点之间的差进行的测量来实现。又可以通过对于用于不同的切换状态的星形汇接点电压的测量或者说对于所述星形汇接点电压的差值的测量，来推断出所述定子电感L₁、L₂和L₃。这种关于一个电阻星形汇接点的差值测量可以随之带来较高的测量精度。

所选择的用于获取星形汇接点电压的测量方法可以根据所要求的质量标准、效率标准或者成本要求来选择。可选可以进一步改进所述测量结果，如果用所测量的用于与零电压空间矢量相关联的切换状态中的一种或者两种切换状态的星形汇接点电压来形成额外的差值，用于更好地抑制干扰性的影响比如所述星形汇接点电压的谐波（Obert?ne）。

无论如何，可以通过所述星形汇接点电压或者说所述星形汇接点电压之间的差值来推断出所述定子电感L₁、L₂和L₃。由此可以间接地推断出所述转子角β。

图3示出了用于三相的空间矢量***的空间矢量调制的分区图表。在此，六个分区S1到S6中的每个电压都由所述基本电压U、V和W中的两个基本电压的线性组合所构成。比如可以通过所述选择了基本电压U和W或者说仅仅选择了基本电压W的切换状态101和001的组合来示出分区S4中的电压。所示出的电压的相位角在此取决于所述切换状态101和001的持续时间的比例，所示出的电压的幅度取决于所述切换状态101和001的总持续时间的相对于所述切换状态111或者说000的持续时间的比例，也就是说取决于对于零电压空间矢量的选择。所有分区中的任意的电压空间矢量可以以类似的方式通过所述基本电压U、V和W的线性组合通过对于合适的用于脉冲逆变器的切换状态次序的选择来示出。

图4示出了用于同步机的比如图1中的同步机101的示范性的PWM操控信号的示意性的图表。所述PWM操控信号U1、V1和W1分别相应于在时间过程中加载在相应的相位U、V和W上的电压。在此，所述PWM操控信号U1、V1和W1的较高的电平总是相当于通过相应的对于所述脉冲逆变器的半桥的操控将正的电位加载到相应的相位上，并且所述PWM操控信号U1、V1和W1的较低的电平总是相当于将负的电位加载到相应的相位上。图4中的PWM操控信号U1、V1和W1形成中心定位的PWM操控，也就是说，所述切换过程的数目最小。此外，在转换为其它的切换状态时总是仅仅需要一次唯一的切换过程。所述切换状态001的全部的持续时间为2·T₀₀₁，而所述切换状态011的全部的持续时间则为2·T₀₁₁。一个整个的PWM操控周期的剩余的持续时间相应地由所述零电压空间矢量通过所述切换状态000或者说111来示出。

尤其对于较小的有待输出的电压矢量来说，比如对于所述同步机的较低的转速来说，所述切换状态001和011的全部持续时间也就是2·T₀₁₁+2·T₀₀₁的相对于整个PWM操控周期T的持续时间的比例同样较小。因此，在仅仅较短地示出的切换状态中会出现这样的情况，即不能或者不能以足够精确的尺度来确定所述星形汇接点上的电位。

因此，图5示出了一种作为替代方案的用于产生PWM操控信号U2、V2和W2的可行方案。所述PWM操控信号U2、V2和W2在相同地产生电压矢量时在其较高的电平的相对于其较低的电平的比例方面相当于图4中的PWM操控信号U1、V1和W1。不过所述PWM操控信号U2、V2和W2中的至少一个PWM操控信号的相应较高的电平的相对于图4中的PWM操控信号U1、V1和W1的位置在所述操控周期T之内偏移了一个相位差。比如所述PWM操控信号V2相对于所述PWM操控信号V1在时间上向前偏移了相位差P2。作为替代方案或者补充方案，所述PWM操控信号W2相对于所述PWM操控信号W1在时间上向后偏移了一个相位差P3。在一些持续时间里示出了具有有源的基本电压空间矢量的切换状态，在另外一些持续时间里则示出了具有无源的基本电压空间矢量也就是零电压空间矢量的切换状态，在此所述一些持续时间的相对于所述另外一些持续时间的比例增加。在图5中比如根本不再需要零电压空间矢量，用于平均地示出了与按图4的操控相同的电压矢量。

利用这种处理方式，可以以所需要的切换过程的次数为代价来提供足够长的持续时间，在所述持续时间里可以在不同的切换状态中来可靠地测量或者说确定所述星形接点电位。

所述相位差P1和P2的大小可以可变。比如可以将所述PWM操控信号的相应的较高的电平状态一直推移到操控周期T的边缘。作为替代方案，也可以在0与最大可能的相移之间选择每个用于所相位差P1或者说P2的中间值。由于不同的组合性的将所述相位差运用到不同的相位上的可行方案，由此在一个切换周期T中产生多种不同的用于所述PWM操控信号U2、V2和W2的切换模式。

在产生一个或者多个切换模式之后，可以取代中心定位的PWM操控而使用所述切换模式，用于在利用所述切换模式的过程中拥有足够的机会来测量所述星形汇接点电位或者说星形汇接点电位的差值。所述切换模式而后可以以任意的顺序用在用于对所述逆变器进行操控的操控周期的序列中。比如可以以交替的顺序来选择两种切换模式，用于操控所述逆变器。对于三种或者更多种切换模式来说，可以以周期性的顺序来选择所述切换模式，用于操控所述逆变器。也可以在具有相位差的切换模式之间选择传统的无特殊的相位差的操控周期，从而可以关于所述脉宽调制的操控信号交替地选择所述切换模式，用于操控所述逆变器。原则上在此可以设想许多不同的用于选择切换模式的变型方案，用于操控所述逆变器。

图6示出了一种用于获取同步机的尤其如在图1中示范性地示出的一样的同步机101的转子角的方法20的示意图。在此所述方法20可以采用结合图2到5所解释的关联。

在第一步骤21中，根据有待馈入到所述同步机中的电压来产生大量的用于向所述同步机馈电的逆变器的相位的脉宽调制的操控信号。

在第二步骤22中，将第一相位差运用到所述大量的脉宽调制的操控信号中的一个或者多个脉宽调制的操控信号上，从而延长了所述逆变器的切换状态的持续时间，用于产生用于所述逆变器的相位的第一切换模式，其中在所述持续时间里输出有源的电压空间矢量。同样在第三步骤23中将第二相位差运用到所述大量的脉宽调制的操控信号中的一个或者多个脉宽调制的操控信号上，用于产生用于所述逆变器的相位的第二切换模式。

在步骤24中选择所述第一和第二切换模式中的一个或者多个切换模式，用于操控所述逆变器。从而在用所选择的切换模式来操控所述逆变器的过程中可以获取所述同步机的星形汇接点中的一个或者多个星形汇接点电位。而后可以在步骤26中根据所获取的星形汇接点电位从中计算所述同步机的转子角。

Claims (9)

1.用于获取同步机（101）的转子角（β）的方法（20），具有以下步骤：

-根据有待馈入到所述同步机（101）中的电压来产生（21）大量的用于向所述同步机（101）馈电的逆变器（102）的相位的脉宽调制的操控信号；

-将第一相位差运用（22）到所述大量的脉宽调制的操控信号中的一个或者多个脉宽调制的操控信号上，从而延长了所述逆变器（102）的相应的切换状态的持续时间，用于产生用于所述逆变器（102）的相位的第一切换模式，其中在所述逆变器（102）的相应的切换状态中输出有源的电压空间矢量；

-将第二相位差运用（23）到所述大量的脉宽调制的操控信号中的一个或者多个脉宽调制的操控信号上，用于产生用于所述逆变器（102）的相位的第二切换模式；

-选择（24）所述第一和第二切换模式中的一个或者多个切换模式，用于操控所述逆变器（102）；

-在用所选择的切换模式来操控所述逆变器（102）的过程中获取（25）所述同步机（101）的星形汇接点（106）中的一个或者多个星形汇接点电位；并且

-根据所获取的星形汇接点电位来计算（26）所述同步机（101）的转子角（β）。

2.按权利要求1所述的方法（20），其中所述同步机（101）包括凸极电机或者隐极电机。

3.按权利要求1和2中任一项所述的方法（20），其中根据所获取的星形汇接点电位的差值来计算所述转子角（β）。

4.按权利要求1到3中任一项所述的方法（20），其中以交替的顺序来选择所述第一和第二切换模式，用于操控所述逆变器（102）。

5.按权利要求1到4中任一项所述的方法（20），另外具有以下步骤：

-将第三相位差运用到所述大量的脉宽调制的操控信号中的一个或者多个脉宽调制的操控信号上，用于产生用于所述逆变器（102）的相位的第三切换模式；并且

-选择所述第一、第二和第三切换模式中的一个或者多个切换模式，用于操控所述逆变器（102）。

6.按权利要求5所述的方法（20），其中以周期性的顺序来选择所述第一、第二和第三切换模式，用于操控所述逆变器（102）。

7.按权利要求6所述的方法（20），其中关于所述脉宽调制的操控信号交替地选择所述第一、第二和第三切换模式，用于操控所述逆变器（102）。

8.用于获取同步机（101）的转子角（β）的控制机构（10），其中所述控制机构（10）设计用于实施按权利要求1到7中任一项所述的方法（20）。

9.电气的驱动***（100），具有

-按权利要求8所述的控制机构（10）；

-与所述控制机构（10）相耦合的同步机（101）；以及

-逆变器（102），该逆变器与所述控制机构（10）及所述同步机（101）相耦合，并且该逆变器设计用于提供用于所述同步机（101）的供电电压，其中所述控制机构（10）设计用于根据所获取的转子角来操控所述逆变器（102）。

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