CN104242692B

CN104242692B - 最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器

Info

Publication number: CN104242692B
Application number: CN201410364600.6A
Authority: CN
Inventors: 姚凯; 王祎; 周旭峰; 李辉; 王小平
Original assignee: Nanjing University of Science and Technology
Current assignee: Nanjing University of Science and Technology
Priority date: 2014-07-28
Filing date: 2014-07-28
Publication date: 2017-08-04
Anticipated expiration: 2034-07-28
Also published as: CN104242692A

Abstract

本发明公开了一种最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，包括主功率电路、CRM控制和驱动电路、电压前馈电路、第一乘法器、第二乘法器和输出电压反馈电路，所述输入电压前馈电路如下：第一分压跟随电路的输出端分别与第一乘法器的两个输入端和第二乘法器的一个输入端连接；第二分压峰值取样电路的输出端与第一乘法器的另一个输入端连接；第三分压跟随电路的输出端与减法电路的一个输入端连接；减法电路的输出端与第二乘法器的第二输入端连接；第一乘法器的输出端接入减法电路的另一个输入端，第二乘法器的输出接入CRM控制和驱动电路的一个输入端。本发明实现了开关频率变化范围的最优化。

Description

最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器

技术领域

本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，特别是一种最优频率变化范围的CRM BoostPFC变换器。

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。

有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Boost PFC变换器是常用的几种PFC变换器之一，根据电感电流连续与否，可将其分为三种工作模式，即电感电流连续模式(Continuous Current Mode，CCM)，电感电流临界连续模式(Critical ContinuousCurrent Mode，CRM)，电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode，DCM)。

CRM Boost PFC变换器一般应用在中小功率场合，其优点是开关管零电流开通、升压二极管无反向恢复、PF高等。但是其开关频率随输入电压和负载的变化而变化，电感和EMI滤波器的设计较复杂。

发明内容

本发明的目的在于提供一种最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，通过引入电压前馈，将工频周期内开关频率的变化范围降为最低。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与电感L_b的一端连接，电感L_b另一端分别接入开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极，二极管D_b的阴极分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路、第一分压跟随电路、第二分压峰值取样电路、第一乘法器、第三分压跟随电路、减法电路、第二乘法器、输出电压反馈电路；其中CRM控制和驱动电路的输出端与开关管Q_b的门极连接；第一分压跟随电路的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路的输出端A分别与第一乘法器的两个输入端和第二乘法器的输入端v_x连接；第二分压峰值取样电路的输入端与第一分压跟随电路的输出端连接，第二分压峰值取样电路的输出端C与第一乘法器的第三输入端v_z连接；第三分压跟随电路输入端连接主功率电路的输出电压V_o的正极，第三分压放大电路的输出端D与减法电路的一个输入端连接；减法电路的另一个输入端连接第一乘法器的输出端E，减法电路的输出端与第二乘法器的输入端v_y连接；第二乘法器的输出端G与CRM控制和驱动电路的乘法器的一个输入端连接；输出电压反馈电路的输入端连接主功率电路的输出电压V_o的正极，输出电压反馈电路的输出端连接CRM控制和驱动电路的乘法器的另一输入端。

本发明与现有技术相比，其显著优点是：(1)将工频周期内开关频率的变化范围降为最低，在176VAC、220VAC、264VAC输入电压下，工频周期内的开关频率最大值与最小值之比分别从2.65、4.50、15.01降至1.24、4.50、1.59；(2)输出电压纹波减小，在176VAC、220VAC、264VAC输入电压下，输出电压纹波分别降至原先的76.0％、66.4％、55.3％。

附图说明

图1是Boost PFC变换器主电路示意图。

图2是CRM Boost PFC变换器的电感电流波形图。

图3是半个工频周期内CRM Boost PFC变换器的电感电流波形图。

图4是开关频率变化范围与V_m/V_o和的关系曲面图。

图5是最优3次谐波及其标准限值与输入电压的关系曲线图。

图6是3次电流谐波取不同值时f_s在半个工频周期内的变化曲线图，其中(a)输入电压为176V，(b)输入电压为220V，(c)输入电压为264V。

图7是不同输入电压下的临界电感值变化曲线图。

图8是f_s在半个工频周期内的变化曲线图，其中(a)定导通时间控制，(b)变导通时间控制。

图9是两种控制方式下最大与最小开关频率之比随输入电压的变化曲线图。

图10是两种控制方式下瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线图。

图11是两种控制方式下输出纹波之比的变化曲线图。

图12是本发明最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器的电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

1CRM Boost PFC变换器的工作原理

图1是Boost PFC变换器主电路。

为了分析方便，先作如下假设：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。

图2给出了CRM时一个开关周期中的电感电流波形。当Q_b导通时，D_b截止，升压电感L_b两端的电压为v_g，其电流i_Lb由零开始以v_g/L_b的斜率线性上升。当Q_b关断时，i_Lb通过D_b续流，此时L_b两端的电压为v_g-V_o，i_Lb以(V_o-v_g)/L_b的斜率下降。由于Boost变换器工作在CRM模式，因此在i_Lb下降到零时，开关管Q_b开通，开始新的开关周期。

不失一般性，定义输入交流电压v_in的表达式为

v_in＝V_msinωt (1)

其中V_m和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。

那么输入电压整流后的电压为

v_g＝V_m·|sinωt| (2)

在一个开关周期内，电感电流峰值i_{Lb_pk}为

其中t_on为Q_b的导通时间。

在每个开关周期内，L_b两端的伏秒面积平衡，那么Q_b的关断时间为

从图2可以看出，每个开关周期内，电感电流的平均值i_{lb_av}为其峰值的一半，由式(3)可得

由式(5)可知，如果在一个工频周期内，t_on是固定的，那么电感电流的平均值为正弦形式，即输入功率因数为1。从式(4)可以看出，t_off是随输入电压瞬时值变化的，即一个工频周期中开关频率不断变化。

图3给出了在半个工频周期内电感电流、峰值包络线和平均值的波形。

由式(5)和图1可以看出，输入电流为

假设变换器的输出功率为P_o，效率为1，由输入输出功率平衡可得

由式(7)可得

将式(8)分别代入式(5)和式(6)，可得

其中2P_o/V_m为基波电流幅值。

由式(4)和式(8)可得

结合式(8)和式(11)可得

通过式(12)可知，工频周期中开关频率最大和最小的时刻分别为输入电压过零和峰值处，即ωt＝0和ωt＝π/2时，即

二者之比为

由式(14)可知，如果限定最低开关频率，则最大电感值的表达式为

2最优频率变化范围的控制策略

为实现开关频率变化范围最优化，采用变导通时间控制法，可在输入电流中注入与基波相位相同的3次谐波，则输入电流的表达式为

式中I₁＝2P_o/V_m为基波电流幅值，为谐波电流对基波电流幅值I₁的标幺值。

联立式(6)和式(17)可得

结合式(18)和式(4)可得

由式(19)可知，输入电压过零和峰值处即ωt＝0和ωt＝π/2处对应的开关频率分别为

将式(19)对ωt求导可得

令上式为0，可得

ωt＝π/2 (23(c))

当即时，式23(a)和23(b)为增根，在[0，π/2]内，f′_s≤0，随着ωt的增大，开关频率逐渐降低，因而其最大和最小值分别对应ωt＝0和ωt＝π/2处。

当时，在内，f′_s≤0，随着ωt的增大，开关频率逐渐降低，在为，f′_s≥0，随着ωt的增大，开关频率逐渐升高。

将式(23(a))代入式(19)，可得对应角度处的开关频率为

分析式(20)和式(21)，当时，ωt＝0处的开关频率高于ωt＝π/2处，当时，ωt＝0处的开关频率低于ωt＝π/2处。

综上分析可得，将的取值范围分为3段，每段区间中开关频率最大与最小值之比为

因此，在输入电压176-264VAC范围内，输出电压V_o为400V时，V_m/V_o从0.62到0.93之间变化。根据式(25)作出图4，可以看出，对应任意输入电压，总能找到相应的使得该输入电压下最大与最小开关频率之比取最小值。

将式(25)对求导可得

因而，使得取最小值即半个工频周期内开关频率变化范围最小的最优3次谐波为

根据IEC61000-3-2，Class D标准要求，输入电流3次谐波与输入功率之比应满足式(28)，

即

其中是满足标准的谐波限值。

V_m从到之间变化，输出电压V_o为400V时，根据式(27)和式(29)可作出图5，可以看出，在任何输入电压下，最优3次谐波均低于IEC61000-3-2，Class D标准的限值。

从图5可以看出，176、220、264VAC输入电压所对应的最优值分别为0.29、0.47、0.78。结合3.1节设计指标，取定导通时间控制下的电感值L_b＝0.64mH，由式(19)作出各个输入电压下3次电流谐波取不同值时f_s在半个工频周期内的变化曲线，如图6所示。从图中可以看出，随着逐渐增大，ωt＝0和ωt＝π/2处的开关频率分别逐渐降低和升高，最低开关频率点仍在ωt＝π/2处，进一步增大，最低开关频率点出现在[0，π/2]和[π/2，π]区间内，开关频率变化范围逐渐缩小，直至时降为最低，而后，ωt＝π/2处的开关频率高于ωt＝0处，开关频率变化范围逐渐扩大。

3性能对比

3.1电感值及开关频率的变化

为便于分析，设计参数如下：

输入电压有效值V_{in_rms}＝176～264VAC；输出功率P_o＝120W；输出电压V_o＝400V；最低开关频率f_{s_min}＝30kHz。

将式(27)代入式(24)可得

由式(30)可知，如果限定最低开关频率，则最大电感值的表达式为

根据变换器的设计参数，由式(16)和式(31)可得到图7。从图中可以看出，定导通时间控制和变导通时间控制下的临界电感值分别为L_b1＝0.64 mH和L_b2＝1.83 mH。

将式(29)代入式(19)可得

将L_b1＝0.64 mH代入式(12)，将L_b2＝1.83 mH代入式(30)，由变换器的参数，可作出两种控制方式下f_s在半个工频周期内的变化曲线，如图8所示。

将式(27)代入式(25)可得

根据式(15)和式(33)作出图9，从图中可以看出，采用变导通时间控制后，开关频率最大值与最小值之比降低，输入电压越高，降低幅度越大。

3.2输出电压纹波的减小

采用定导通时间控制时，由式(1)和式(5)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为

如图10所示，显然，与1有2个交点，其中，第一个交点对应的时刻为

ωt_c1＝π/4 (35)

采用变导通时间控制时，由式(1)、式(17)和式(27)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出功率)为

令可得

Boost PFC变换器输出电压大于输入电压，即V_o＞V_m，则故式37(a)和式37(b)两个根必然存在。

当即V_m＜4V_o/5时，式37(c)与式37(d)为增根，故在半个工频周期内，与1只有两个交点。

当即V_m＝4V_o/5时，式37(c)与式37(d)的值相等，故在半个工频周期内，与1有三个交点。

当即V_m＞4V_o/5时，式37(c)与式37(d)两个根均存在且互不相等，故在半个工频周期内，与1有四个交点。

如图10所示，与1的第一个交点对应的时刻为

当时，储能电容C_o充电；当时，C_o放电。则两种控制方式下，储能电容C_o在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为

根据电容储能的计算公式，和又可表示为

其中ΔV_{o_1}和ΔV_{o_2}分别是定导通时间和变导通时间控制下的输出电压纹波值。

由式(41)和式(42)可得输出电压纹波之比为

由式(43)可作出图11，从图中可以看出，采用变导通时间控制后，当输入电压为176VAC时，输出电压纹波减小为原来的76.0％，当输入电压为264VAC时，输出电压纹波减小为原来的55.3％。

4本发明最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器

结合图12，输入电压v_g经第一电阻R₁和第二电阻R₂分压得到v_A＝k_vgV_msinωt，这里k_vg是分压系数，k_vg＝R₁/(R₁+R₂)。第三电阻R₃、第四电阻R₄、第一二极管D₁、第一电容C₁组成分压峰值取样电路，v_A经该分压峰值取样电路后得到v_C＝k_vgV_m。输出电压V_o经第五电阻R₅和第六电阻R₆分压得v_D＝k_vgV_o，其中R₅/R₆＝R₁/R₂。v_A与v_C接入第一乘法器，其输出v_E＝k_vgV_msin²ωt。v_D与v_E接入减法电路，其中R₇＝R₈、R₉＝R₁₀，则输出v_F＝k_vg(V_o-V_msin²ωt)。v_A与v_F接入第二乘法器，其输出v_G＝k_vg ²(V_o-V_msin²ωt)V_msinωt。输出电压V_o通过输出电压反馈电路得到误差信号v_EA，v_EA与v_G接入CRM控制和驱动电路的乘法器，其输出电压与电阻R_t上的电压比较后控制开关管Q_b的关断，电阻R_z上的电压经过零检测后控制开关管Q_b的开通，这样就可得到如式(18)所示变化规律的导通时间。其中v_A、v_C、v_D、v_E、v_F、v_G分别为第一分压跟随电路3、第二分压峰值取样电路4、第三分压跟随电路6、第1乘法器5、减法电路7、第二乘法器8的电压输出值。具体电路如下：

本发明的最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，包括主功率电路1和控制电路，所述主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与电感L_b的一端连接，电感L_b另一端分别接入开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极，二极管D_b的阴极分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

所述的控制电路采用导通时间变化规律为的输出信号驱动开关管Q_b，包括CRM控制和驱动电路2、第一分压跟随电路3、第二分压峰值取样电路4、第一乘法器5、第三分压跟随电路6、减法电路7、第二乘法器8、输出电压反馈电路9；其中CRM控制和驱动电路2的输出端与开关管Q_b的门极连接；第一分压跟随电路3的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路3的输出端A分别与第一乘法器5的两个输入端和第二乘法器8的输入端v_x连接；第二分压峰值取样电路4的输入端与第一分压跟随电路3的输出端连接，第二分压峰值取样电路4的输出端C与第一乘法器5的第三输入端v_z连接；第三分压跟随电路6输入端连接主功率电路1的输出电压V_o的正极，第三分压放大电路6的输出端D与减法电路7的一个输入端连接；减法电路7的另一个输入端连接第一乘法器5的输出端E，减法电路7的输出端与第二乘法器8的输入端v_y连接；第二乘法器8的输出端G与CRM控制和驱动电路2的乘法器的一个输入端连接；输出电压反馈电路9的输入端连接主功率电路1的输出电压V_o的正极，输出电压反馈电路9的输出端连接CRM控制和驱动电路2的乘法器的另一输入端。

所述的CRM控制和驱动电路2包括电感L_z、电阻R_z、电阻R_t、电阻R_d、过零检测、RS触发器、驱动、乘法器、第一运算放大器A₁；电感L_z的一端连接参考点电位零点、另一端连接电阻R_z的一端，其中电感L_z连接参考电位零点的一端与电感L_b连接二极管整流电路RB输出正极的一端为同名端，过零检测的输入端连接电阻R_z的另一端，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接，第二乘法器8的输出端G和输出电压反馈电路9的输出端分别连接CRM控制和驱动电路2中乘法器的两个输入端，CRM控制和驱动电路2中乘法器的输出端与第一运算放大器A₁的同相输入端连接，电阻R_t一端连接参考电位零点、另一端连接开关管Q_b的源极，其中电阻R_t连接开关管Q_b源极的一端与第一运算放大器A₁的反相输入端连接，第一运算放大器A₁的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端通过驱动与电阻R_d串联后接入开关管Q_b的门极。

所述的第一分压跟随电路3包括第二运算放大器A₂、第一电阻R₁、第二电阻R₂；其中第一电阻R₁的一端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂一端连接，且第一电阻R₁与第二电阻R₂的公共端接入第二运算放大器A₂的同向输入端，第二电阻R₂的另一端与参考电位零点连接，第一运算放大器A₁的反向输入端与输出端A直接连接，构成同相电压跟随器。

所述第二分压峰值取样电路4包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第一二极管D₁、第一电容C₁、第三运算放大器A₃；其中第三电阻R₃的一端与第一分压跟随电路3的输出端连接，第三电阻R₃的另一端与第一二极管D₁正极串联后经第一二极管D₁的负极接入第三运算放大器A₃的正相输入端，第一电容C₁与第四电阻R₄并联后一端与第三运算放大器A₃的正相输入端相连、另一端接参考电位零点，第三运算放大器A₃的反相输入端与输出端C直接连接。

所述的第三分压跟随电路6包括第四运算放大器A₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆；其中第五电阻R₅的一端与主功率电路1的输出电压V_o的正极连接，第五电阻R₅的另一端与第六电阻R₆一端连接，且第五电阻R₅与第六电阻R₆的公共端接入第四运算放大器A₄的同向输入端，第六电阻R₆的另一端与参考电位零点连接，第四运算放大器A₄的反向输入端与输出端D直接连接，构成同相电压跟随器。

所述减法电路7包括第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第五运算放大器A₅；其中第七电阻R₇一端与第一乘法器5的输出端E连接，另一端连接到第五运算放大器A₅的反向输入端，第八电阻R₈连接到第五运算放大器A₅的反向输入端与输出端F之间，第九电阻R₉一端连接到第三分压跟随电路6的输出端D，第九电阻R₉的另一端接入第五运算放大器A₅的正向输入端，第十电阻R₁₀的一端接入第五运算放大器A₅的正向输入端，第十电阻R₁₀的另一端与参考电位零点连接，第五运算放大器A₅的输出端即减法电路7的输出端F接入第二乘法器8的第二输入端v_y。

所述输出电压反馈电路9包括第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第二电容C₂、第六运算放大器A₆；其中第十二电阻R₁₂的一端与主功率电路1的输出电压V_o的正极连接、另一端连接第十三电阻R₁₃的一端，且第十二电阻R₁₂与第十三电阻R₁₃的公共端接入第六运算放大器A₆的反相输入端，第十三电阻R₁₃的另一端连接参考电位零点，第十一电阻R₁₁与第二电容C₂串联后接入第六运算放大器A₆的反相输入端和输出端之间，第六运算放大器A₆的同相输入端与输入电压参考点V_ref连接，第六运算放大器A₆的输出端即输出电压反馈电路9的输出端连接CRM控制和驱动电路2的乘法器的一个输入端。

综上所述，本发明的最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，采用变导通时间控制实现输入电流中仅含有一定量的与基波初始相位相同的三次谐波，该三次谐波使得工频周期内开关频率最大值与最小值之比降为最低，并减小了输出电压纹波。

Claims

1.一种最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路，所述主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、电感L_b、开关管Q_b、二极管D_b、滤波电容C_o和负载R_Ld，其中输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与电感L_b的一端连接，电感L_b另一端分别接入开关管Q_b的漏极和二极管D_b的阳极，二极管D_b的阴极分别与滤波电容C_o的一端和负载R_Ld的一端连接，滤波电容C_o的另一端和负载R_Ld的另一端均连接参考电位零点，负载R_Ld两端的电压为输出电压V_o；

所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路(2)、第一分压跟随电路(3)、第二分压峰值取样电路(4)、第一乘法器(5)、第三分压跟随电路(6)、减法电路(7)、第二乘法器(8)、输出电压反馈电路(9)；其中CRM控制和驱动电路(2)的输出端与开关管Q_b的门极连接；第一分压跟随电路(3)的输入端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一分压跟随电路(3)的输出端A分别与第一乘法器(5)的两个输入端和第二乘法器(8)的输入端v_x连接；第二分压峰值取样电路(4)的输入端与第一分压跟随电路(3)的输出端连接，第二分压峰值取样电路(4)的输出端C与第一乘法器(5)的第三输入端v_z连接；第三分压跟随电路(6)输入端连接主功率电路(1)的输出电压V_o的正极，第三分压放大电路(6)的输出端D与减法电路(7)的一个输入端连接；减法电路(7)的另一个输入端连接第一乘法器(5)的输出端E，减法电路(7)的输出端与第二乘法器(8)的输入端v_y连接；第二乘法器(8)的输出端G与CRM控制和驱动电路(2)的乘法器的一个输入端连接；输出电压反馈电路(9)的输入端连接主功率电路(1)的输出电压V_o的正极，输出电压反馈电路(9)的输出端连接CRM控制和驱动电路(2)的乘法器的另一输入端。

2.根据权利要求1所述的最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的CRM控制和驱动电路(2)包括电感L_z、电阻R_z、电阻R_t、电阻R_d、过零检测、RS触发器、驱动、乘法器、第一运算放大器A₁；电感L_z的一端连接参考点电位零点、另一端连接电阻R_z的一端，其中电感L_z连接参考电位零点的一端与电感L_b连接二极管整流电路RB输出正极的一端为同名端，过零检测的输入端连接电阻R_z的另一端，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接，第二乘法器(8)的输出端G和输出电压反馈电路(9)的输出端分别连接CRM控制和驱动电路(2)中乘法器的两个输入端，CRM控制和驱动电路(2)中乘法器的输出端与第一运算放大器A₁的同相输入端连接，电阻R_t一端连接参考电位零点、另一端连接开关管Q_b的源极，其中电阻R_t连接开关管Q_b源极的一端与第一运算放大器A₁的反相输入端连接，第一运算放大器A₁的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端通过驱动与电阻R_d串联后接入开关管Q_b的门极。

3.根据权利要求1所述的最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的第一分压跟随电路(3)包括第二运算放大器A₂、第一电阻R₁、第二电阻R₂；其中第一电阻R₁的一端与输入电压采样点V_g即二极管整流电路RB的输出正极连接，第一电阻R₁的另一端与第二电阻R₂一端连接，且第一电阻R₁与第二电阻R₂的公共端接入第二运算放大器A₂的同向输入端，第二电阻R₂的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A₂的反向输入端与输出端A直接连接，构成同相电压跟随器。

4.根据权利要求1所述的最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述第二分压峰值取样电路(4)包括第三电阻R₃、第四电阻R₄、第一二极管D₁、第一电容C₁、第三运算放大器A₃；其中第三电阻R₃的一端与第一分压跟随电路(3)的输出端连接，第三电阻R₃的另一端与第一二极管D₁正极串联后经第一二极管D₁的负极接入第三运算放大器A₃的正相输入端，第一电容C₁与第四电阻R₄并联后一端与第三运算放大器A₃的正相输入端相连、另一端接参考电位零点，第三运算放大器A₃的反相输入端与输出端C直接连接。

5.根据权利要求1所述的最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的第三分压跟随电路(6)包括第四运算放大器A₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆；其中第五电阻R₅的一端与主功率电路(1)的输出电压V_o的正极连接，第五电阻R₅的另一端与第六电阻R₆一端连接，且第五电阻R₅与第六电阻R₆的公共端接入第四运算放大器A₄的同向输入端，第六电阻R₆的另一端与参考电位零点连接，第四运算放大器A₄的反向输入端与输出端D直接连接，构成同相电压跟随器。

6.根据权利要求1所述的最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述减法电路(7)包括第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第五运算放大器A₅；其中第七电阻R₇一端与第一乘法器(5)的输出端E连接，另一端连接到第五运算放大器A₅的反向输入端，第八电阻R₈连接到第五运算放大器A₅的反向输入端与输出端F之间，第九电阻R₉一端连接到第三分压跟随电路(6)的输出端D，第九电阻R₉的另一端接入第五运算放大器A₅的正向输入端，第十电阻R₁₀的一端接入第五运算放大器A₅的正向输入端，第十电阻R₁₀的另一端与参考电位零点连接，第五运算放大器A₅的输出端即减法电路(7)的输出端F接入第二乘法器(8)的输入端v_y。

7.根据权利要求1所述的最优频率变化范围的CRM Boost PFC变换器，其特征在于，所述输出电压反馈电路(9)包括第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃、第二电容C₂、第六运算放大器A₆；其中第十二电阻R₁₂的一端与主功率电路(1)的输出电压V_o的正极连接、另一端连接第十三电阻R₁₃的一端，且第十二电阻R₁₂与第十三电阻R₁₃的公共端接入第六运算放大器A₆的反相输入端，第十三电阻R₁₃的另一端连接参考电位零点，第十一电阻R₁₁与第二电容C₂串联后接入第六运算放大器A₆的反相输入端和输出端之间，第六运算放大器A₆的同相输入端与输入电压参考点V_ref连接，第六运算放大器A₆的输出端即输出电压反馈电路(9)的输出端连接CRM控制和驱动电路(2)的乘法器的一个输入端。