CN103746624A - 基于模型预测的双凸极永磁同步电机的电流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双凸极永磁同步电机（DSPM）的电流控制方法，包括如下步骤：得到八组逆变器开关矢量信号；在当前时刻k，在每一组逆变器开关矢量信号下，预测下一时刻k+1的p相定子电流其中，p表示电机A、B和C相；在每一组逆变器开关矢量信号下，根据

得到d轴和q轴的电流预测值；在每一组逆变器开关矢量信号下，计算下一时刻k+1的d轴预测电流误差

和q轴预测电流误差

根据

和

选取转矩波动和磁链波动总量最小时的开关矢量信号作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断。该方法通过对DSPM电机输出电流的精确控制，精确控制逆变器开关矢量变化，使电机转矩波动和磁链波动最小，对电极参数要求低，响应速度快。

Description

基于模型预测的双凸极永磁同步电机的电流控制方法

技术领域

本发明属于双凸极永磁同步电机技术领域，更具体地，涉及一种基于模型预测的双凸极永磁同步电机的电流控制方法。

背景技术

双凸极永磁同步电机(Doubly Salient Permanent Magnet SynchronousMachine,DSPM）的基本结构首先由Rauch和Johnson在20世纪50年代提出，由于受当时电力电子和电机控制技术的限制，未能在业内引起关注。20世纪90年代初，美国Wisconsin-Madison大学的T.A.Lipo教授对DSPM的新型结构和电磁模型等进行了全面深入研究，相关理论和实验研究表明，DSPM具有很强的机械鲁棒性和较高的力矩密度，因而逐渐引起了国际同行的研究兴趣（R.F.Schiferl and T.A.Lipo,"Power capability of salient polepermanent magnet synchronous motors in variable speed drive applications,"IEEE Transactions on Industry Applications,vol.26,no.1,pp.115-123,Jan./Feb.1990.)。

DSPM电机在结构上保留了开关磁阻电机的多数特点，即永磁体安装在定子上，转子上即无永磁铁也无电刷，具有结构简单，转动惯量小，动态响应快，功率密度高，控制灵活，效率高等优点。当前对DSPM的研究主要集中在电机机械结构和电磁特性的优化设计。由于DSPM的定子和转子均为双凸极结构，电机的磁路具有非对称性，存在一定程度的电磁局部饱和，导致DSPM的转矩存在不同程度的力矩波动，并随电流和功率等级的增加而加大。单纯地改进电机结构和进行电磁优化设计，不能很好地减小DSPM的力矩波动和提高驱动性能，同时还存在研究周期长、成本高等缺点。

高级控制策略可以有效地抑制DSPM的力矩波动和明显提高电机驱动能力，相对本体结构设计和电磁优化而言，它具有研究周期短、成本低等优势，可有效地拓展DSPM的应用范围。然而，当前关于DSPM的控制研究，多集中在开关关断角控制，电流单斩控制等（马长山，周波.永磁式双凸极电机新型开通关断角控制策略的电流比研究.中国电机工程学报，2009,29(9)：67-73.）。该类控制策略的动态响应速度慢，同时对电机参数要求较高，控制过程中不好确定电流关断的时间和角度等，严重影响了DSPM的驱动能力。此外，实际应用中，由于温升和频率等影响，DSPM的电感和电阻等参数将发生一定变化，加之各种***信号干扰，实际在选择电流关断时间和角度时，会出现较大误差，导致DSPM的转矩进一步恶化，进而加大DSPM的变频器驱动损耗。

因此，研究具有自主调节能力，对电机参数要求低，响应速度快的新型控制策略,对DSPM及驱动***而言意义十分重大。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种基于模型预测的双凸极永磁同步电机的电流控制方法，即通过对DSPM电机输出电流的精确控制，精确控制逆变器开关矢量变化，使电机转矩波动和磁链波动最小，该方法对电极参数要求低，响应速度快。

为实现上述目的，本发明提供了一种基于模型预测的双凸极永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，包括如下步骤：（1）对电机逆变器的开关管状态进行组合，得到八组逆变器开关矢量信号；（2）在当前时刻k，分别在每一组逆变器开关矢量信号下，采集双凸极永磁同步电机的p相定子电压

p相定子电流和转子角速度ω_r，预测下一时刻k+1的p相定子电流

其中，p表示电机A、B和C相；（3）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，根据下一时刻k+1的p相定子电流

结合定转子绕组坐标变换原理，得到d轴和q轴的电流预测值i_d ^k+1和i_q ^k+1；（4）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，计算下一时刻k+1的d轴预测电流误差

和q轴预测电流误差

其中，

为d轴参考电流，

为q轴参考电流；（5）根据下一时刻k+1的d轴预测电流误差

和q轴预测电流误差

对每个开关周期内的各开关矢量进行实时评估，选取转矩波动和磁链波动总量最小时的逆变器开关矢量信号，将其作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断，完成对双凸极永磁同步电机的电流控制。

优选地，所述步骤（2）中，下一时刻k+1的p相定子电流 $i_p^{k+1}=i_p^k+$ $\frac{1}{L_p}(u_{\mathrm{pn}}-R_p{i}_p^k-i_p^k\frac{{\mathrm{dL}}_p}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{d{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r)*T_s,$ 其中，L_p为电机p相定子自感，u_pn为第n组逆变器开关矢量信号对应的电机p相定子电压，n＝1，…，8，R_p为p相定子电阻，θ_r为电机转子位置角，ψ_pm为电机p相永磁磁链，T_s为开关周期。

优选地，所述步骤（3）中，d轴和q轴的电流预测值i_d ^k+1和i_q ^k+1可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^{k+1}\\ i_q^{k+1}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \cos ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\\ \sin {\mathrm{\θ}}_e& \sin ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \sin ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{i}_A^{k+1}\\ i_B^{k+1}\\ i_C^{k+1}\end{array}\right],$

其中，i_d ^k+1和i_q ^k+1分别为d轴和q轴的电流预测值，θ_e为电机同步电角度，i_A ^k+1、i_B ^k+1和i_C ^k+1分别为下一时刻k+1的A相、B相和C相定子电流。

优选地，所述步骤（4）中，

由电机参考转速和输出转速通过PI调节器得到。

优选地，所述步骤（5）的具体实现方式为：

构造成本函数

其中，k₁为加权系数，选取成本函数G最小时的逆变器开关矢量信号，将其作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断，完成对双凸极永磁同步电机的电流控制。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：

1、能实现对DSPM电机输出电流的精确控制。以电机等效电压模型和等效磁链模型为理论基础，有效预测出八种逆变器开关状态下，下一时刻的电机输出电流在三相（A、B、C相）坐标系下的值，结合定转子定子坐标变换原理，对三相坐标系下的电流预测值进行坐标变换（3相/2相），推导出dq轴坐标系下的电流预测值。

2、精确控制逆变器开关矢量变化，使电机转矩波动和磁链波动最小，对电极参数要求低，响应速度快。引入成本函数（Cost Function）理论，并建立以电流误差为基础的成本函数，基于该成本函数，在每个开关周期内，通过在线优化计算，选出成本函数最小时所对应的开关矢量信号，实时控制逆变器工作，调节DSPM使其力矩波动降低，相关驱动性能得到提高。

附图说明

图1是本发明实施例的双凸极永磁同步电机的电流控制方法流程图；

图2是双凸极永磁同步电机的电流控制***结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

双凸极永磁电机的基本数学方程式如下：

磁链方程：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_A\\ {\mathrm{\ψ}}_B\\ {\mathrm{\ψ}}_C\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{L}_{\mathrm{aa}}& M_{\mathrm{ab}}& M_{\mathrm{ac}}\\ M_{\mathrm{ba}}& L_{\mathrm{bb}}& M_{\mathrm{bc}}\\ M_{\mathrm{ca}}& M_{\mathrm{cb}}& L_{\mathrm{cc}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{mA}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{mB}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{mC}}\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，ψ_A、ψ_B和ψ_C分别为A、B和C相磁链，L_aa、L_bb和L_cc分别为A、B和C相自感，M_ab为A相和B相互感（其他类似符号含义雷同），i_A、i_B和i_C分别为A、B和C相电流，ψ_mA、ψ_mB和ψ_mC分别为A、B和C相永磁磁链。根据电机学理论，本发明进一步得到DSPM的电压方程为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_A\\ u_B\\ u_C\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{R}_s& & \\ & R_s& \\ & & R_s\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right]+\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_A\\ {\mathrm{\ψ}}_B\\ {\mathrm{\ψ}}_C\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，u_A、u_B和u_C分别为A、B和C相电压，R_s为初级定子相电阻。

传统永磁同步电机的转矩方程为：

$T_e=\frac{1}{2}{\left[I\right]}^T\left(\frac{\∂}{\∂{\mathrm{\θ}}_r}\right[L\left]\right)\left[I\right]+\left(\frac{\∂}{\∂{\mathrm{\θ}}_r}{\left[{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}\right]}^T\right)\left[I\right]---\left(3\right)$

传统的永磁同步电机电感参数是固定数值，不随转子位置角θ_r的变化而变化。由于DSPM电机结构的特殊性及定转子都是双凸极结构，DSPM的电感随转子位置角θ_r的变化而变化，是转子位置的函数，因此公式(3)不能直接用以求解DSPM的电磁转矩。

本发明对DSPM在dq轴和ABC轴下的磁链、电压和转矩方程重新进行推导和说明，具体如下。

dq轴（两相）坐标系DSPM等效方程如下：

磁链方程：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_d={\mathrm{\ψ}}_m+L_d{i}_d+L_{\mathrm{dq}}{i}_q\\ {\mathrm{\ψ}}_q=L_{\mathrm{dq}}{i}_d+L_q{i}_q\end{array}\right.---\left(4\right)$

写成矩阵形式

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_d\\ {\mathrm{\ψ}}_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_d& L_{\mathrm{dq}}\\ L_{\mathrm{dq}}& L_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_m\\ 0\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中，L_d、L_q和L_dq分别表示经dq变换后的电机d轴自感、q轴自感和d轴与q轴间的互感，i_d和i_q为变换到d轴和q轴的电流。

电压方程：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d={\mathrm{Ri}}_d+\frac{d{\mathrm{\ψ}}_d}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_q\\ u_q={\mathrm{Ri}}_q+\frac{d{\mathrm{\ψ}}_q}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_d\end{array}\right.---\left(6\right)$

上式中，u_d和u_q为变换到d轴和q轴的电机电压，ω_r为转子角速度。

转矩方程：

$\begin{array}{c}{T}_e=\frac{1}{2}{\left[I\right]}^T\left(\frac{\∂}{\∂{\mathrm{\θ}}_r}\right[L\left]\right)\left[I\right]+\left(\frac{\∂}{\∂{\mathrm{\θ}}_r}{{[\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}]}^T\right)\left[I\right]\\ =\frac{3}{2}{P}_r{\mathrm{\ψ}}_m{I}_q-\frac{3}{8}{P}_r(2M_m+L_m)[(I_d^2-I_q^2)\sin \left(3{\mathrm{\θ}}_e\right)\\ +2I_d{I}_q\cos \left(3{\mathrm{\θ}}_e\right)]+\frac{3}{2}{P}_r(L_m-M_m)I_0{I}_q\\ =\frac{3}{2}{P}_r{\mathrm{\ψ}}_m{I}_q+\frac{3}{4}{P}_r[L_{\mathrm{dq}}(I_d^2-I_q^2)-(L_d-L_q)I_d{I}_q]+\frac{3}{2}{P}_r{L}_{d0}{I}_0{I}_q\end{array}---\left(7\right)$

由于电机互感相对自感比较小，本发明忽略互感，并进一步对电机ABC轴（单相）坐标系下的磁链、电压和转矩进行推导，具体如下。

ABC轴（单相）坐标系DSPM等效方程：

磁链方程：

DSPM的单相磁链包括电枢反应磁链和永磁磁链两个部分，即为

ψ_p＝ψ_pm+L_pi_p            (8)

其中，p表示电机A、B和C相，i_p为电机p相定子电流，L_p为电机p相定子自感，ψ_p为电机p相磁链，ψ_pm为电机p相永磁磁链。

电压方程：

$\begin{array}{c}{u}_p=R_p{i}_p+e=R_p{i}_p+\frac{d{\mathrm{\ψ}}_p}{\mathrm{dt}}=\\ R_p{i}_p+\frac{d(L_p{i}_p+{\mathrm{\ψ}}_m)}{\mathrm{dt}}=R_p{i}_p+L_p\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}+(i_p\frac{{\mathrm{dL}}_p}{d{\mathrm{\θ}}_r}+\frac{d{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{d{\mathrm{\θ}}_r}){\mathrm{\ω}}_r\end{array}---\left(9\right)$

其中，R_p为p相定子电阻。

转矩方程：

DSPM电机输出电磁转矩由磁阻转矩和永磁转矩两部分组成，其中磁阻转矩由变化电感和电流共同作用产生，永磁转矩由永磁磁链和电枢电流的相互作用产生，相关表达式为：

$T_{\mathrm{ep}}=\frac{1}{2}{i}_p^2\frac{\∂L_p}{\∂{\mathrm{\θ}}_r}+i_p\frac{\∂{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{\∂{\mathrm{\θ}}_r}=T_{\mathrm{rp}}+T_{\mathrm{mp}}---\left(10\right)$

上式中，

为磁阻转矩分量，

为永磁转矩分量。从公式(10)可知，磁阻转矩分量T_rp的大小与电流方向无关，而与电感变化率有关；永磁转矩分量T_mp的大小既与电流方向有关，也受到永磁磁链的变化率影响。由于有永磁体的存在，在DSPM电机中，磁路磁阻较大，而定子电感相对较小。因此，永磁转矩T_mp远大于磁阻转矩T_rp，是电磁转矩的主要成分。

运动方程：

$T_e=T_L+\mathrm{F\ω}+J\frac{\mathrm{d\ω}}{\mathrm{dt}}---\left(11\right)$

上式中，T_e为电机输出的电磁转矩，T_L为负载转矩，J为***转动惯量，F为***摩擦系数，ω为转子机械角速度。

根据公式（11），电机总的输出电磁转矩为

T_e＝T_ea+T_eb+T_ec           (12)

预测控制是一种基于模型的控制算法，它能根据对象的历史信息和未来输入，实时预测对象的未来输出。在预测控制的具体实现过程中，模型的功能比模型的结构形式更为重要。预测控制可利用不同的模型表达，不同的优化方式，不同的反馈策略来形成不同的预测控制算法，它对复杂***具有很好的适应性。

如图1所示，本发明实施例的双凸极永磁同步电机的电流控制方法包括如下步骤：

（1）对电机逆变器的开关管状态进行组合，得到八组逆变器开关矢量信号。

（2）在当前时刻k，分别在每一组逆变器开关矢量信号下，采集双凸极永磁同步电机的p相定子电压

p相定子电流

和转子角速度ω_r，预测下一时刻k+1的p相定子电流 $i_p^{k+1}=i_p^k+\frac{1}{L_p}(u_{\mathrm{pn}}-R_p{i}_p^k-i_p^k\frac{{\mathrm{dL}}_p}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{d{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r)*T_s,$ 其中，L_p为电机p相定子自感，u_pn为第n组逆变器开关矢量信号对应的电机p相定子电压，n＝1，…，8，R_p为p相定子电阻，θ_r为电机转子位置角，ψ_pm为电机p相永磁磁链，T_s为开关周期。

具体地，为准确预测DSPM定子电流在某一时刻的值，由式(9)可得8种逆变器开关状态下的定子电压为：

$u_{\mathrm{pn}}=R_p{i}_p+L_p\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}+i_p\frac{{\mathrm{dL}}_p}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r+\frac{d{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r---\left(13\right)$

由电流变化引起的电感电压压降、电阻压降以及电角度和反磁链幅值可由下式得出：

$u_{\mathrm{Lp}}=L_p\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{pn}}-R_p{i}_p-i_p\frac{{\mathrm{dL}}_p}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{d{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r---\left(14\right)$

基于p相定子电压u_p、每种逆变器开关状态和p相定子电流i_p，得到每种逆变器开关状态下的电流微分量：

$\frac{{\mathrm{di}}_p}{\mathrm{dt}}=(u_{\mathrm{pn}}-R_p{i}_p-i_p\frac{{\mathrm{dL}}_p}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{d{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r)/L_p---\left(15\right)$

每相电流的误差期望值的计算主要依靠逆变器开关矢量。基于开关周期T_s，得到每相电流的改变量：

$\mathrm{\Δ}{i}_p^{k+1}=\frac{1}{L_p}(u_{\mathrm{pn}}-R_p{i}_p^k-i_p^k\frac{d{L}_p}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{d{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r)*T_s---\left(16\right)$

依据当前采样时刻k的p相定子电压

p相定子电流

预测下一时刻k+1的p相定子电流

$i_p^{k+1}=i_p^k+\mathrm{\Δ}{i}_p^{k+1}---\left(17\right)$

（3）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，根据下一时刻k+1的p相定子电流

结合定转子绕组坐标变换原理，得到dq轴下的电流预测值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^{k+1}\\ i_q^{k+1}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \cos ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\\ \sin {\mathrm{\θ}}_e& \sin ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \sin ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{i}_A^{k+1}\\ i_B^{k+1}\\ i_C^{k+1}\end{array}\right]---\left(18\right)$

其中，i_d ^k+1和i_q ^k+1分别为d轴和q轴的电流预测值，θ_e为电机电角度，i_A ^k+1、i_B ^k+1和i_C ^k+1分别为下一时刻k+1的A相、B相和C相定子电流。

（4）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，计算下一时刻k+1的d轴预测电流误差

和q轴预测电流误差其中，

为d轴参考电流，

为q轴参考电流，由电机参考转速和输出转速通过PI调节器得到。

电流误差定义为当前实际电流矢量与参考电流矢量之间的差。为了达到精确控制目的，应尽可能把电流误差控制在最小，因此，在在线计算和优化过程中，掌握电流误差原理是非常有必要的。电流误差主要由dq轴电流量来计算。

当前时刻k的d轴电流误差

和q轴电流误差

分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_d^k=i_d^{*}-i_d^k\\ e_q^k=i_q^{*}-i_q^k\end{array}\right.---\left(19\right)$

从当前时刻k到下一时刻k+1，d轴电流的改变量

和q轴电流的改变量分别为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}{i}_d^{k+1}=i_d^{k+1}-i_d^k\\ \mathrm{\Δ}{i}_q^{k+1}=i_q^{k+1}-i_q^k\end{array}\right.---\left(20\right)$

得到下一时刻k+1的d轴预测电流误差

和q轴预测电流误差

分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_d^{k+1}=e_d^k-\mathrm{\Δ}{i}_d^{k+1}\\ e_q^{k+1}=e_q^k-\mathrm{\Δ}{i}_q^{k+1}\end{array}\right.---\left(21\right)$

由以上分析可知，DSPM的预测控制原理是基于电机的具体数学模型的，即用不同的数学模型模拟电机本体时，对应的预测控制策略就要进行相关调整。对比DSPM的数学模型和控制策略，可以看出电机数学模型是整个算法实施的重要前提和基础。

（5）根据下一时刻k+1的d轴预测电流误差

和q轴预测电流误差

对每个开关周期内的各开关矢量进行实时评估，选取转矩波动和磁链波动总量最小时的逆变器开关矢量信号，将其作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断，完成对双凸极永磁同步电机的电流控制。

由式（8）和式（10）可知，电机转矩波动和磁链波动的大小与电机的电流密切相关，即电机电流的波动直接影响着电机的控制精度。模型预测电流控制(Model Predictive Current Control,MPCC)策略的主要原理就是使电机电流的波动最小。本发明实施例采用成本函数（Cost Function）对每个开关周期内的各个开关矢量进行实时评估。成本函数的作用就是在评估电流误差的同时，选择最优的开关矢量（性能最优），确保DSPM的转矩波动和磁链波动总量最小，并有效降低逆变器开关损耗。依据不同的工作和应用场合，成本函数可以做相应改变，它具有很好的灵活性，能较好地将非线性约束加入到数学建模中。

本实施例的成本函数具体为：

$G=\left|e_d^{k+1}\right|+k_1\×\left|e_q^{k+1}\right|---\left(22\right)$

其中，k₁为加权系数。该成本函数仅考虑了dq轴下的预测电流误差

和

目的是减少影响评估电流误差最小的不确定因素。

选取成本函数G最小时的逆变器开关矢量信号，将其作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断，完成对双凸极永磁同步电机的电流控制。

由此可见，本发明实施例通过测量的电机电流和逆变器开关矢量，根据电流预测模型得到下一时刻的电流预测值。进一步通过坐标变换得到dq轴电流预测值，进行电流误差评估后，经成本函数选择出最优的逆变器开关矢量。

如图2所示，双凸极永磁同步电机的电流控制***主要包括电机本体模型(DSPM)、电流预测模块、三相电压源逆变器（功率开关器件，3L-VSI)、PI调节模块和成本函数最小化模块(Cost Function Minimization)，每一个模块和其他模块都有严格上的逻辑关系。电机本体模型就是用数学原理模拟真实的电机，从而达到简化研究双凸极永磁电机控制策略的目的。电流预测模块就是根据公式（13）～（18）搭建起来的，主要作用就是预测出下一个时刻电机输出电流。PI模块主要是通过比较电机参考转速和采样转速得到电机参考电流。成本函数(Cost Function)集合了参考电流和预测电流，以Cost Function最小化为目的，得出功率开关器件模块所需要的开关信号，从而驱动电机按照设定的转速旋转。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种双凸极永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

（1）对电机逆变器的开关管状态进行组合，得到八组逆变器开关矢量信号；

（2）在当前时刻k，分别在每一组逆变器开关矢量信号下，采集双凸极永磁同步电机的p相定子电压

p相定子电流

和转子角速度ω_r，预测下一时刻k+1的p相定子电流其中，p表示电机A、B和C相；

（3）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，根据下一时刻k+1的p相定子电流

结合定转子绕组坐标变换原理，得到d轴和q轴的电流预测值i_d ^k+1和i_q ^k+1；

（4）分别在每一组逆变器开关矢量信号下，计算下一时刻k+1的d轴预测电流误差

和q轴预测电流误差

其中，

为d轴参考电流，

为q轴参考电流；

（5）根据下一时刻k+1的d轴预测电流误差

和q轴预测电流误差

对每个开关周期内的各开关矢量进行实时评估，选取转矩波动和磁链波动总量最小时的逆变器开关矢量信号，将其作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断，完成对双凸极永磁同步电机的电流控制。

2.如权利要求1所述的双凸极永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，所述步骤（2）中，下一时刻k+1的p相定子电流 $i_p^{k+1}=i_p^k+$ $\frac{1}{L_p}(u_{\mathrm{pn}}-R_p{i}_p^k-i_p^k\frac{{\mathrm{dL}}_p}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r-\frac{d{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{pm}}}{d{\mathrm{\θ}}_r}{\mathrm{\ω}}_r)*T_s,$ 其中，L_p为电机p相定子自感，u_pn为第n组逆变器开关矢量信号对应的电机p相定子电压，n＝1，…，8，R_p为p相定子电阻，θ_r为电机转子位置角，ψ_pm为电机p相永磁磁链，T_s为开关周期。

3.如权利要求2所述的双凸极永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，所述步骤（3）中，d轴和q轴的电流预测值i_d ^k+1和i_q ^k+1可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^{k+1}\\ i_q^{k+1}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \cos ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\\ \sin {\mathrm{\θ}}_e& \sin ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& \sin ({\mathrm{\θ}}_e+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{i}_A^{k+1}\\ i_B^{k+1}\\ i_C^{k+1}\end{array}\right],$

其中，i_d ^k+1和i_q ^k+1分别为d轴和q轴的电流预测值，θ_e为电机同步电角度，i_A ^k+1、i_B ^k+1和i_C ^k+1分别为下一时刻k+1的A相、B相和C相定子电流。

4.如权利要求1至3中任一项所述的双凸极永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，所述步骤（4）中，

由电机参考转速和输出转速通过PI调节器得到。

5.如权利要求1至4中任一项所述的双凸极永磁同步电机的电流控制方法，其特征在于，所述步骤（5）的具体实现方式为：

构造成本函数

其中，k₁为加权系数，选取成本函数G最小时的逆变器开关矢量信号，将其作为逆变器开关的驱动信号，实时控制逆变器开关管的通断，完成对双凸极永磁同步电机的电流控制。

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